CN101179262B - 滤波器电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明描述了一种用于对高频信号进行滤波的滤波器电路装置，包括第一可调谐滤波器和相位调整回路，后者用于将该第一可调谐滤波器针对高频信号的频率保持在恒定的传输相位上。该滤波器电路装置还包括一个在所述相位调整回路中与所述第一可调谐滤波器并联设置的第二可调谐滤波器。其中，所述第一可调谐滤波器和第二可调谐滤波器具有不同的衰减特性，并且被这样地构造并连接在该相位调整回路中，使得所述滤波器电路装置的捕捉范围由该第二可调谐滤波器的衰减特性主导，并且使得该滤波器电路装置在运行时的传输特性在相位调整回路已调谐的情况下由所述第一可调滤波器的衰减特性所主导。此外，本发明还描述了一种用于产生本地振荡器信号的电路装置。

Description

滤波器电路装置

技术领域

本发明涉及一种用于对高频信号进行滤波的滤波器电路装置，包括第一可调谐滤波器和相位调整回路，该相位调整回路用于将该第一可调谐滤波器针对高频信号的频率保持在一个恒定的传输相位上。

背景技术

在许多技术领域中，在众多应用中需要可以按照小的步进(即，几乎连续地)调整其信号频率的、高品质的高频信号源。为此的典型例子是在通信技术中接收机和发射机里的本地振荡器。对于这种高频信号源的要求例如包括：确定的上和下频率边界，在高调整精度的同时的尽可能小的频率步长和尽可能高的步进速率，以及所设置频率的恒定性。此外，通常根据分别不能低于的至载波的频率距离以及最小的干扰信号距离，来规定一个最小的相位噪声距离。对于要求极其小的频率步长的这种应用来说，特别适用的是按照直接数字合成(Direct Digital Synthesis，DDS)原理工作的信号源。直接数字综合是这样一种技术：其中数据处理模块被用作针对具有固定频率的高精度的时钟源产生一种频率和相位可调的输出信号的装置。在此，基本上将参考时钟在DDS结构内部按照一个存放在可编程的、二进制可调字中的分频系数(Teilungsfaktor)向下分频。该数据字的宽度典型地为24至48位，由此利用这种DDS组件可以按照极其高的频率分辨率来设置输出信号。不过，出于技术上的原因在可用的DDS组件中相位累加器输出的分辨率被限制在可行的数据字宽度上。仅仅对数据字的特定数目的高位进行处理，而忽略了低位。由此，在每个DDS系统的输出值中形成了或大或小的振幅误差。因为该误差序列在周期性的输出信号中周期地重复，所以在DDS输出信号的频谱中经常出现离散的干扰线，后者通常也被称为“寄生信号(Spurious Signal)”。在此，这种干扰信号的幅度和相位取决于用来确定累加器的步长以及因此确定输出信号的频率的目前的数据字。这种寄生信号可以导致在其中DDS系统被用作本地振荡器的有关应用中的干扰。例如，如果利用DDS信号作为本地振荡器信号来控制发射机的混频器，则可能出现不希望的附加发射。反过来，在接收机一侧在采用DDS信号作为本地振荡器信号的条件下则可能出现不希望的附加接收部位。在采用DDS信号作为医学成像方法中的本地振荡器信号的条件下，其同样可能导致伪影。

在ADI应用文献“Direct Digital Synthesis(DDS)Controls Waveforms inTest，Measurement，and Communications”(http://www.analog.com/library/analogDialogue/archives/39-08/dds_apps.pdf)的“Fine-tunable reference for aPLL”一章中描述了一种混和结构，其中从DDS组件中为相位调整回路(下面也称为“锁相环”或简称“PPL”)的参考信号输入提供信号。利用这种混合系统可以通过在PLL反馈支路中调整分频系数来进行粗略的频率选择。精细的频率步进可以通过给定DDS频率来按照极其高的分辨率设置。在此，相位调整回路对于参考信号来说所起的作用类似于一个具有回路滤波器的双倍带宽的带通滤波。因此，至参考信号的频率距离大于相位调整回路带宽的寄生信号的干扰距离由于该滤波器的作用而增大。不过另一方面，由于关于系数N的乘积频率转换(multiplikativen Frequenz-umsetzung)，在PLL内部的干扰信号距离减小了20·log(N)[dB]，从而使在调整回路带宽内部的对于干扰信号的干扰距离也减小了该值。因此，在配置调整回路的带宽以及参考频率时，要针对噪声性能、开关速度以及干扰信号压制进行折衷。尽管在DDS调整范围之外的寄生信号由一个该DDS后接的、固定的带通滤波器压制。不过，在DDS调整范围之内的寄生信号则不被衰减地通过该滤波器。

此外，在同一文献中还描述了另一种变形，其中，将DDS信号与PLL的反馈信号进行混合。这种变形被称为偏移(Offset-)PLL。在此也可以采用DDS的高频率分辨率。不过，因为混频器的输出信号在到达相位调整回路的频率检测器的输入端之前首先经过带有除数N的分频器，因此干扰距离的上述基本的减小的效应得到补偿。然而，输出信号被混合过程施加以额外的噪声。在滤波器带宽内部或者回路滤波器带宽内部的寄生信号按照至载波不变的电平距离(Pegelabstand)出现在相位调整回路的输出信号上。

在DE 102005024624中提出了另一种用于产生尽可能良好的参考信号、特别是作为本地振荡器信号的可能性。在其中描述的系统中采用了一种在受控的恒温箱(Oven)中运行的石英振荡器、即所谓的“恒温晶体振荡器”(Oven Controlled Oscillator；OCXO)，并且然后将该OCXO的输出信号引入到本文开始部分提到的相位被调整的滤波器电路装置中。该相位被调整的滤波器电路装置后接一个频率倍增器。图1示出了该结构，其中根据该例子还显示了这种相位被调整的滤波器的基本原理。相位被调整的滤波器电路装置1的基本组成部分是滤波器组件5，在此是具有可变中心频率的石英滤波器。将相位调整回路4内部的该可调谐滤波器5这样调谐，使得滤波器5的中心频率可以跟随一个在频率上漂移的输入信号。按照通常的方式，该相位调整回路4的组成部分是：在此按照乘法器元件6的形式的、额定/实测值比较器或者说相位比较器6(也经常被称为相位检测器)，后接的积分调节器7，以及低通滤波器8。原理的作用方式是：将来自振荡器2的信号一方面送至可调谐滤波器5的输入端，而另一方面作为参考信号、即作为额定信号送至相位比较器6。将来自可调谐滤波器5的输出信号作为实测信号或者说反馈信号同样送回至相位比较器6。该相位比较器6的输出信号取决于滤波器5的输出信号与滤波器电路装置的输入信号之间的相位差。对应地，在积分调节器7和后接的低通滤波器8中产生一个调节信号，该调节信号被送至可调谐滤波器5的调节输入端9上，以便由此对滤波器5进行适当的再调整。

然后，将输出端信号提供到频率倍增器3，后者产生所希望的本地振荡器信号。尽管这种在相位调整回路基础上的再调整的滤波器具有滤波器的中心频率自动地跟踪输入信号的漂移的频率的优点，但是问题在于，相位调整回路的捕捉范围与滤波器装置1内部所采用的滤波器5的带宽直接地关联。随着带宽的下降该捕捉范围也减小。在此，捕捉范围表示这样的频率范围，即在其中相位调整回路可以调谐到对应的输入频率上。如果在相位调整回路的一个调整过程中输入信号在滤波器边沿上远离滤波器5的瞬时滤波器中心频率，则反馈的信号的电平对于相位比较器6的运行来说是不够的。因此，调整不能达到调谐或者说“捕捉”或“锁定”。尽管可以通过增加在滤波器电路中采用的滤波器5的带宽来增加捕捉范围。但是，这点具有这样的缺点：滤波器电路装置不再良好地滤波了，并且远离中心频率的寄生信号也可能通过该滤波器。也就是说，滤波器电路装置不适用于一方面要求高选择性而另一方面同时要求大的捕捉范围的应用。即，利用这种滤波器电路装置不可能构造出用于产生在较宽的频率范围中可调整的本地振荡器信号(例如，利用DDS作为本地振荡器)的电路装置。

在US 6420916B1中描述了另一种相位被调整的跟踪滤波器。在该结构中也存在这样的问题：在其频率远离当前(通过可变的中心频率)调整的通带之外的输入信号的条件下，反馈的信号的幅度不够使得回路锁定。

在DE 2363387中描述了一种跟踪滤波器，其作为频率选择的功能块包含一个与N个支路错接的低通滤波器组。为了实现将滤波器捕捉范围与滤波器带宽/品质的去耦合，建议将滤波器组在不锁定的状态下通过迂回路径桥接。该迂回路径的衰减通过输出信号的幅度而得到调整。这样地选择该迂回路径的最小衰减，使得一方面输出信号的幅度足够让滤波器锁定，而另一方面在该迂回路径的输出端上的信号幅度显著地小于在锁定状态中在滤波器组的输出上的信号幅度。随着输出电平的增加，在迂回路径中的衰减逐步地提高。在锁定的状态下，该迂回路径被完全闭锁(abgeregelt)。不过，这种捕捉范围扩展的特殊形式局限于具有N个支路的滤波器的特殊应用，而不适合于具有经典LC滤波器的应用，因为在此对于滤波器的锁定过程仍然不考虑该迂回路径的传输相位。不过，与经典的LC滤波器相比N个支路的滤波器具有公知的电流上的缺点。

在A.T.Anderson等人发表在1975年1月9日的Electronics的第116至117页上的文章“Dual-bandwidth loop speeds phase lock”中，描述了一种在其中可以在两个不同的环路路径中进行选择的PLL。通过适当地执行转换开关可以实现从一个环路路径到另一个环路路径的平滑转换。在该PLL的锁定之后在较小的带宽上进行该转换。因为在这种结构中VCO控制电压必须具有一个直流电压成分，所以回路滤波器由原理决定了必须具有一个低通特性。因此，通过所描述的装置仅仅改变了低通滤波器的回路带宽、即上限频率。因此该结构不适合于高频带通滤波器。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，这样改善本文开始部分提到的滤波器：使得捕捉范围被扩大，其中滤波器的传输特性(优选为高的选择性)并不受捕捉范围的扩展的影响。

按照本发明，滤波器电路装置为此具有一个在相位调整回路中与第一可调谐滤波器并联地设置的第二可调谐滤波器。其中，第一可调谐滤波器和第二可调谐滤波器具有不同的衰减特性，并且被这样地构造并连接在该相位调整回路中，使得所述滤波器电路装置的捕捉范围由该第二可调谐滤波器的衰减特性主导，在该捕捉范围中可以将该相位调整回路调谐到待滤波的高频信号上，并且使得该滤波器电路装置在运行时的传输特性(尤其是带宽)在相位调整回路已调谐的情况下由第一可调谐滤波器的衰减特性主导。在此，滤波器的“衰减特性”被理解为滤波器对通过其的信号根据该信号的频率进行的衰减效应。

换言之，将相位调整回路扩展一个专门地规定捕捉范围的滤波器副支路，而在相位调整回路内部的主支路中可以利用一种尽可能任意规定的衰减特性进行运行，以便得到带有所希望的选择性的滤波器电路装置的锁定状态。

如上所述，优选地一方面捕捉范围应该尽可能地宽，而另一方面在相位调整回路的锁定状态下滤波器电路装置的选择性应该极其高。因此，优选地这样选择第一和第二可调谐滤波器的衰减特性，使得第一可调谐滤波器具有一个比第二可调谐滤波器更窄、特别优选为更窄得多的滤波器带宽。

优选地，也可以将第一可调谐滤波器这样构造，使得其衰减特性具有至少一个衰减缺口(通常也被称为“Notch”)。例如，这种滤波器电路装置适合于对可以在多于一个倍频程(Oktave)上进行调节其频率的信号进行滤波。这里的困难在于，该信号的谐波不能被通过固定的低通滤波器压制，因为例如最低可调的频率的谐波低于最高可调的频率。因此，优选地这样构成第一可调谐滤波器，使得在该滤波器的一个中心频率的谐波的区域中出现至少一个衰减缺口。同样，也可以构造具有多个衰减缺口的滤波器，从而不仅压制第二谐波、而且也压制第三、第四、第五、......谐波。

优选地，滤波器电路装置在输入端首先具有一个合适的功率分配器，以便将该滤波器电路装置的输入信号分配成：用于第一可调谐滤波器的第一部分信号，用于第二可调谐滤波器的第二部分信号，以及作为相位调整回路的额定值信号的第三部分信号。对应地，在滤波器电路装置中存在一个加法器元件(加法器级)，用于将在相位调整回路内部的滤波器主支路和滤波器副支路进行综合，该加法器元件将第一可调谐滤波器的输出信号和第二可调谐滤波器的输出信号相加，以便构成反馈信号。该加法器级优选地具有对两个输入门的足够的去耦合，以便避免信号成分从副支路中到达主支路中，因为该信号成分会减小滤波器的选择性。

在一种特别优选的变形中，所述加法器元件的输出首先与反相器耦合，用于对反馈信号进行反相。为该反相器后接第一分频器，该第一分频器将被反相的反馈信号的频率减半。此外，在其上输出该额定值信号的、所述功率分配器的输出端上后接第二分频器，该第二分频器将该额定值信号的频率减半。将所述第一和第二分频器的输出端引导至相位调整回路中的乘法器元件，该乘法器元件将被向下分频的被反相的反馈信号与被向下分频的额定值信号相乘，以便产生用于所述第一和第二可调谐滤波器的调整信号。如下面还要详细地解释的那样，这点具有这样的优点：可以采用所述乘法器作为相位检测器，其中，该乘法器在相位调整回路的锁定状态下输出0伏特的电压作为调整信号。按照这种方式，将对控制量(Führungsgr

βe)和反馈的幅度波动的调节去耦合。

如已经提到的那样，对于滤波器电路装置的选择性重要的是，使得副支路的尽可能少的信号成分能到达主支路。这点在相位调整回路的锁定状态中尤其适用。为了完全地保证这点，在一种优选的变形中，在第二可调谐滤波器的输出端和加法器元件之间接入一个开关元件。该开关元件由检测器电路(例如合适的“锁定-检测”电路)这样控制：如果相位调整回路已调谐，则断开将该第二可调谐滤波器的输出信号至该加法器元件的传递。作为检测器电路例如采用适当的窗口比较器(Fensterkomparator)，利用该比较器可以检查对于两个可调谐滤波器的调整信号。

对于整个滤波器装置的特别好的工作方式而言重要的一点在于，在滤波器主支路与在滤波器副支路中所采用的可调谐滤波器的中心频率，总是根据在调整回路中所产生的调整信号而同步地改变。因此，在第一和第二可调谐滤波器中存在的谐振器(例如，LC振荡电路、振荡晶体，等)优选地被基本上相同地构造。也就是说，它们至少在根据调整信号被同步地失谐的情况下被相同地构造。

通常滤波器的品质因数(Betriebsgüte)确定了各自的滤波器带宽。因此，例如可以保证，将带有相同谐振器的两个滤波器这样构造，使得第一滤波器的品质因数相对较高，从而该滤波器具有高的选择性。相反，将在副支路中的第二滤波器的品质因数这样低地设计，使得该滤波器输出信号在整个规定的捕捉范围上包含了用于运行相位检测器的足够的电平。为了保证在主支路中的第一可调谐滤波器在相位调整回路锁定的情况下起主导作用，该第二可调谐滤波器与第一可调谐滤波器相比优选地具有更强的基本衰减，也就是说，其整体上额外地衰减例如大约2至5dB、特别优选是3dB。

对于滤波器的构造来说，存在不同的可能性。例如，第一和第二可调谐滤波器可以分别具有一个振荡电路，该振荡电路包括电感(即，例如适当的线圈)和与有关滤波器的调整输入相连接的可调电容。例如，可以提供变容二极管或其它的电容二极管作为该可调电容。为了调整品质因数并且从而调整有关滤波器的带宽，可以在振荡电路内部与所述电感和电容并联连接一个下调品质因数的欧姆电阻。因为在主支路中采用的第一可调谐滤波器要求一种尽可能高的品质因数，所以如果将这样一个欧姆电阻仅仅在第二可调谐滤波器的振荡电路中采用、以便降低其品质因数并且扩展其带宽的话，则就足够了。例如，可以在第一可调谐滤波器中放弃采用这样的欧姆电阻，以便不减小选择性。

只要在这种滤波器结构的条件下将衰减特性这样构造、使得其具有一个衰减缺口，则可以优选地在振荡电路的内部将至少一个合适的电感与所述电容串联。后面还要结合实施例解释：为了实现在相对于中心频率的确定的频率位置中带有一个衰减缺口的衰减特性，单个的电感和电容必须要多大。

特别优选地，第一和第二可调谐滤波器既在输入端在振荡电路之前、又在输出端在该振荡电路之后分别具有去耦合的隔离放大器。例如，为此可以采用级联放大器。这种放大器具有高的输入电阻以及极其高的反向隔离、即去耦合。优选地，这些放大器在两个可调谐滤波器中原则上相同地构造，不过，也可以通过对适当的部件的对应选择而不同地设置两个可调谐滤波器的衰减。

可以将这种滤波器电路装置用于不同的目的，其中要求具有一种滤波器，其一方面跟踪待滤波的信号的频率、另一方面尽管如此还提供一种确定的(尽可能高的)选择性。特别优选地，将这种滤波器电路装置用在用于产生本地振荡器信号的电路装置中。该电路装置仅仅必须具有一个适当的振荡发生器和一个该振荡发生器后接的、按照本发明的滤波器电路装置。优选使用DDS系统作为振荡发生器，以便得到一个可以在一个宽的范围进行调整的本地振荡器信号。不过，原则上也可以采用其它的振荡器部件，例如OCXO，如在DE 102005024624中所描述的那样。

附图说明

下面对照附图结合实施方式对本发明作进一步的说明。在此，在不同的图中相同或类似的部件具有相同的附图标记。附图中：

图1示出了具有用于产生本地振荡器信号的电路装置的、包括迄今为止采用的被相位调整的滤波器装置的基本部件的方框图，

图2示出了具有用于产生本地振荡器信号的按照本发明的电路装置的、包括按照本发明的第一实施例的被相位调整的滤波器装置的基本部件的方框图，

图3示出了在根据图2的按照本发明的滤波器电路装置内部采用的按照本发明的第一实施例的可调谐滤波器的电路图，

图4示出了用于表示在按照本发明的滤波器电路装置内部在主支路中的可调谐滤波器和在副支路中的可调谐滤波器的传输相位以及和信号路径的传输相位的图示，

图5示出了用于表示在按照本发明的滤波器电路装置内部在主支路中的可调谐滤波器和在副支路中的可调谐滤波器的滤波器衰减以及直至加法器的输出端的衰减的图示，

图6示出了图5中的图示的上部区域的放大表示，不过不含对在主支路中的滤波器衰减的表示，

图7示出了具有用于产生本地振荡器信号的按照本发明的电路装置的、包括按照本发明的第二实施例的被相位调整的滤波器装置的基本部件的方框图，

图8示出了用于按照图3的可调谐滤波器的振荡电路的方框图，以及作为比较的一个用于实现在滤波器的衰减特性中的衰减缺口的修改的振荡电路的方框图，

图9示出了用于表示在滤波器电路装置的主支路中采用的可调谐滤波器的带有衰减缺口的滤波器衰减、在副支路中的可调谐滤波器的滤波器衰减以及直至加法器的输出端的衰减的图示，

图10示出了在按照本发明的滤波器电路装置内部采用的按照本发明的另一个实施例的可调谐滤波器的电路图，

图11示出了用于表示在滤波器电路装置的主支路中采用的可调谐滤波器的带有两个衰减缺口的滤波器衰减、在副支路中的可调谐滤波器的滤波器衰减以及直至加法器的输出端的衰减的图示。

具体实施方式

在本文的开始部分已经根据图1解释了用于产生本地振荡器信号的电路装置，其包括一个振荡发生器以及一个后接的带有相位调整回路的滤波器电路装置。该相位调整回路具有一个相位检测器，后者将额定信号与反馈信号进行比较并且为该可调谐滤波器产生调整信号。关于对此的进一步解释，请参考DE 102005024624。

在这种电路装置100的按照本发明的构造中，将该原理扩展了一个副支路。也就是说，此时产生一个也受到该副支路的输出信号影响的反馈信号。

为此，在图2中示出的实施例中，将从振荡器2(这里是DDS振荡器2)产生的待滤波的本地振荡器信号L_I提供到滤波器电路装置10的输入端10_I。在滤波器电路装置10的内部在输入端存在一个具有三个输出端12、13、14的去耦合功率分配器11。在第一输出端12上为主支路输出信号成分S_H。该信号被传递到第一可调谐滤波器30的输入端30_I上。在去耦合功率分配器11的第二输出端13上为副支路输出信号成分S_N，该信号被引导到第二可调谐滤波器31的输入端31_I上。最后，在去耦合功率分配器11的第三输出端14上输出用于相位调整回路25的额定信号S_SO。

后面还要结合图3和图10对两个可调谐滤波器30、31的可能结构进一步地解释。在主支路的第一可调谐滤波器30的输出端30_O施加的信号是滤波器电路装置10的输出信号L_O，该信号在其输出端10_O上输出。同时，该信号还被引导至加法器级15。该加法器级15的第二输入端与副支路中的第二可调谐滤波器31的输出端31_O连接。加法器级15的输入门尽可能良好地相互去耦合。

相加后的信号被作为反馈信号S_R引回到相位调整回路25的相位检测器。在此，其首先通过反相器21以及随后的分频器19，在该分频器中反馈信号S_R的频率被减半。同样，额定信号S_SO被引导至分频器20，在该分频器中额定信号S_SO的频率被减半。然后，可以采用简单的乘法器16作为相位检测器16。这种带有为乘法器16预处理输入信号的反相器21和两个分频器19和20的结构具有如下的优点：

通过反相，反馈信号的相位被旋转了180°。此外，通过将反相后的反馈信号S_R和额定信号S_SO以系数2向下分频还保证了，最后额定信号S_SO和反馈信号S_R之间的相位差恰好为90°。作为相位鉴别器采用的乘法器16的特征线遵循反馈信号S_R的相位与额定信号S_SO的相位之间的差的余弦函数的形式。通过对该信号的所描述的预处理实现了：如果输出信号与输入信号在相位上一致，则反馈信号S_R和额定信号S_SO之间的相位差恰好为90°。也就是说，在相位调整回路的锁定运行状态下，在乘法器16的输出端上将检测器电压设置为零。这点的优点是：仅仅对相位进行调整而幅度差不受压制。

在所提到的DE 102005024624中，结合根据图1的迄今为止所采用的相位调整回路解释了对于该结构的一种作为替换的可能性。在这种情况中，在所采用的可调谐滤波器的内部嵌入一个所谓的π元件(π-Glied)，该元件窄带地对运行频率起到带有-90°相移的阻抗反相器的作用。这样可以省去反相器21和分频器19、20。不过，这里在图2中描述的变形具有这样的优点：原则上也可以采用没有内部相移的滤波器。此外，该装置还实现了在一个宽的频率范围上足够精确地对应于-90°的相移。

为了从由乘法器16所产生的检测器信号中产生一个对于可调谐滤波器30、31的调整输入端30_S、31_S合适的调整信号S_St，在乘法器16的输出端上后接一个积分调节器17。通过后接的低通滤波器18可以有效地压制乘法器16以及在积分调节器17中的运算放大器的可能的噪声。然后，在分支22分割调整信号S_St并且送至两个可调谐滤波器30、31的两个调整输入端30_S、31_S上。

在图3中以用于副支路的第二滤波器31为例、示出了该滤波器的可能的优选结构。

滤波器31的中心点是LC振荡电路32，该振荡电路是利用常规的线圈33以及可调电容34构成的。此外，固定电容器36与该可调电容34串联。该可调电容34在此是变容二极管34，其通过电阻37与滤波器31的调整信号输入端31_S连接。变容二极管34上的截止电压越高，其电容就越小，由此提高了LC振荡电路32的谐振。按照这种方式，借助于调整信号S_ST对滤波器31的滤波器中心频率并由此对其传输相位进行调整。作为替换，也可以按照常规的方式将固定电容器36置换成一个与变容二极管34反并联连接的二极管。

在振荡电路32中与线圈33以及可调电容34并联连接的电阻35用于设置振荡电路32的品质因数并由此设置其带宽。该振荡电路的品质因数通过并联电阻35的值的大小、即通过振荡电路的电阻负载而被确定。电阻35越大、则振荡电路32的品质因数就越高。随着振荡电路品质因数的增加，其带宽降低。

滤波器31在输入端以及输出端分别通过级联放大器50、53去耦合。这些级联放大器50、53是按照常规的方式分别借助于两个晶体管51、52和54、55构造的。它们的作用是，尽可能好地为实际滤波的部件、即振荡电路32去耦合，从而整个滤波器31在外部可以被任意地连接，而不使得振荡电路32失谐或者衰减。此外，通过这些级联放大器50、53还可以设置可调谐滤波器31内部的基本衰减。

可以通过跟踪两个放大器50、53之一的负反馈来补偿有可能出现的振幅特性、即振幅与所设置的频率的依赖关系。在图3中示出的实施例中，为此在级联放大器50的输入端有一个补偿电路40，其中，放大器50的电流负反馈电阻的一部分是由PIN二极管43构成的，该PIN二极管通过电感42由电流/电压变换器(U/I变换器)41控制。该U/I变换器41在输入端与滤波器31的调整输入端31_S相连接。在U/I变换器41中，将对应于确定的控制电压的调整信号S_ST转换成电流信号。这样，根据控制电压产生对于PIN二极管的控制电流，以便调整其电阻。为此，这样地设计U/I变换器41的特性，使得调整信号S_St的依赖于输入频率的变化导致二极管电流的对应的变化，从而振幅特性通过所引起的增益改变而被平衡。

按照与在图3中示出的用于副支路的第二滤波器31相同的方式，也可以构造用于主支路的滤波器30。不过，按照本发明该滤波器30应该具有较小的衰减和较小的带宽，以便保证较高的选择性。如上所述，滤波器的带宽取决于振荡电路32的品质因数，并且因此直接地取决于并联电阻35的值。为了在主支路滤波器30中实现尽可能高的品质因数，其中省去了并联电阻35。因此，在图3中电阻35用虚线示出。相反，在副支路中则采用例如约为120Ω的并联电阻35。

此外，在两个滤波器中通过级联放大器50、53不同地设置基本衰减。例如，在用于副支路的滤波器31中通过级联放大器50、53设置一个比在主支路的滤波器30中大致强约2至5dB、优选为3dB的衰减。

原则上，附带地为了提高选择性或者为了其它目的(例如实现特定的衰减特性)，在用于主支路的滤波器30中也可以优选地通过去耦合的隔离放大器级联多个谐振器或者振荡电路32。对于副支路来说，如在图3中示出的那样采用单个的振荡电路32一般而言是足够的。因为滤波器30、31在其它方面是构造相同的并且包含相同的谐振器，所以所有谐振器的谐振频率作为调整信号(或者说控制电压)的函数总是同步地改变的。

整个滤波器电路装置10的作用方式如下：

在相位调整回路25的锁定过程期间，几乎仅仅由副支路的滤波器31的输出信号S_NO(分信号)确定反馈信号S_R。不过，两个滤波器30、31的调谐则是同步进行的。因此，在锁定的短暂之前两个滤波器30、31的中心频率接近于输入信号L_I的频率。主支路中的滤波器30的输出信号S_HO(主信号)在该区域仅仅被少许地衰减，并且随着振荡的频率间隔越来越主导反馈信号S_R。靠近滤波器中心频率，主支路的滤波器30中的相位特性由于较高的品质因数以及较大数目的谐振器而明显地比在副支路中更陡峭。此外，通过对路径(即增益)的适当设计保证了，在谐振情况下加法器级15之前的主信号S_HO明显地超出分信号S_NO。因此，在相位调整回路25的锁定状态下调整几乎仅仅通过主支路的滤波器30进行。

为了进行说明，在图4中示出了在主支路中的滤波器的传输相位P_H、在副支路中的滤波器31的传输相位P_N以及(加法器之后的)和信号路径的传输相位P_S。分别在MHz的频率之上绘出了-180°至180°的相位。

与此对应地，在图5中示出的图形对应于滤波器衰减，通过该衰减也示出了滤波器的带宽。明显地示出了：在主支路中的滤波器30的衰减曲线M_H与在副支路中的滤波器31的近乎直线延伸的衰减曲线M_N相比明显更陡峭和更窄。这里还示出了和衰减曲线M_S，该和衰减曲线由主支路中的滤波器30的衰减曲线M_H与在副支路中的滤波器31的衰减曲线M_N之和形成。它是对于相位调整回路25内部的调节起决定性作用的衰减曲线M_S，可以(在反馈支路中)在滤波器电路装置10的输入端10_I与加法器级15后面的测量点之间测量出该衰减曲线。

图6示出了这些图示的上部区域的放大片断，其中略去了在主支路中的滤波器的衰减曲线M_H。正如所述的，这里起决定性作用的是和衰减曲线M_S的形状。在副支路中的滤波器31的衰减曲线M_N在极其大的频带宽度上起主导作用，这点也可以很好地看出。仅仅在靠近中心频率(这里是32MHz附近)的区域，和衰减曲线M_S由主支路中的滤波器30的衰减曲线M_H主导。这点总体上导致：按照本发明的滤波器装置尽管具有极其高的捕捉范围，不过最后在锁定状态(也就是说，如果将滤波器中心频率对应地设置到输入信号上的话)最终通过在主支路中的滤波器30的极其窄的带宽给出选择性。

用于记录图4至图6中所示出的图示的测量是在这样一个滤波器电路装置中进行的，即，其中在主支路中的可调谐滤波器30具有两个级联的谐振器，以便提高其选择性。在图10中示出了级联结构的一个特殊的例子，并且在后面还要更精确地解释。在这些测量中，在点22断开用于两个滤波器30、31的调整输入端30_S、31_S的调整信号S_ST，并且取而代之地利用一个电源设备将调整信号设置为一个固定值。然后，改变输入信号的信号频率并且借助于网络分析器记录频率特性。分别直接地在加法器级15后面测取和信号。

如上面所述的那样，在锁定状态下实际上不再需要副支路。因此，原则上也可以完全地断开副支路。由此可以可靠地避免，还有信号成分从副支路通过加法器级15过耦合(überkoppeln)到主支路中并且因此降低整个滤波器电路装置10的选择性。

图7中示出了按照本发明的电路装置的一个对应的变形。该电路装置基本上与在图2中的电路完全一样。不过，将调整信号S_ST在点22上额外地引导至窗口比较器23，后者起到了“锁定-检测”电路的作用。即，如果调整回路25处于非锁定的状态，则调整信号S_ST要么具有最大值、要么具有最小值。因此窗口比较器23识别出锁定状态，因为调整信号这时处于中间的区域、即一个特定的窗口中。如果调整信号S_ST取得0和10伏特之间的电压值，则该窗口例如覆盖1和9伏特之间的区域。如果在预定的持续时间中检测到该锁定状态，则由窗口比较器23向开关元件24发出一个信号，并且由此中断从在副支路中的滤波器31的输出端31_O至加法器级15的连接。

利用按照本发明的电路装置100还可以产生一个极其精确的窄带本地振荡器信号，该信号也可以在宽的频率范围上失谐。然后，可以按照任意的方式进一步处理该信号。例如，如果希望的话，可以将信号L_O(如在图1中示出的那样)送至倍频器(Frequenzvervielfacher)。

下面将根据另一个实施例解释，如何可以通过在可调谐滤波器30中的振荡电路的适当的构造来保证，衰减特性在特定的频率位置下具有一个衰减缺口。在此，优选地这样设置该衰减特性，使得该衰减缺口恰好在滤波器30中心频率的第二谐波上。

为此，图8在左侧再次示出了图3中的滤波器的简单振荡电路，不过此时没有可选的电阻。如果将该简单振荡电路添加到在图8右侧示出的网络，该网络具有一个与电容34、36串联连接的附加电感38(例如一个简单的线圈38)，则该滤波器电路的传递函数具有一个显著的衰减缺口。在此，该衰减缺口相对于滤波器中心频率的相对频率位置，表现为独立于由单个电容部件34、36所构成的调谐电容。因此，可以这样确定电感部件33、38的参数：使得衰减缺口总是出现在输入信号(＝滤波器中心频率)的谐波上。在此，可以自由地选择谐波的次数n。可以如下地确定正确的参数：

为此首先假设，在按照频率ω₀振荡的简单的振荡电路中，L₀是电感33的值、而C是由两个电容部件34、36所构成的调谐电容的值。在给定的调谐电容C的条件下寻找的是电感33的值L₁和电感38的值L₂，使得所希望的衰减缺口出现在频率ω₀的第n次谐波处。

该衰减缺口是通过由值C和L2构成的n·ω₀的串联谐振产生的。

对于任意的电路频率ω，整个网络(图8中右侧)的阻抗为：

$\underset{\‾}{Z}=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{j\ω}{L}_1}+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{L}_2+\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}}}=j\frac{{\mathrm{\ω}}^2{L}_1{L}_2-\frac{L_1}{C}}{\mathrm{\ω}(L_1+L_2)-\frac{1}{\mathrm{\ωC}}}---\left(1\right)$

从中可以计算出该网络的滤波器中心频率ω_P：

${\mathrm{\ω}}_P(L_1+L_2)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{P}C}\⇔{\mathrm{\ω}}_P=\frac{1}{\sqrt{(L_1+L_2)C}}---\left(2\right)$

然后，缺口频率ω_S、即在其上出现衰减缺口的频率ω_S为：

$\frac{L_1}{C}={\mathrm{\ω}}_S^2{L}_1{L}_2\⇔{\mathrm{\ω}}_S=\frac{1}{\sqrt{L_{2}C}}---\left(3\right)$

根据该缺口频率ω_S要位于输入信号(即，滤波器中心频率ω_P)的第n次谐波上的规定，得到了电感33的值L₁与电感38的值L₂的关系：

${\mathrm{\ω}}_S=n\·{\mathrm{\ω}}_P\⇒\frac{1}{\sqrt{L_{2}C}}=n\·\frac{1}{\sqrt{(L_1+L_2)C}}\⇔L_2=\frac{L_1}{n^2-1}---\left(4\right)$

利用原始的简单振荡电路(图8中左侧)的滤波器中心频率ω₀、电感33的值L₀和调谐电容的值C，可以计算出对于修改后的振荡电路(图8中右侧)的电感33、38的值L₁、L₂：

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\sqrt{L_{0}C}};$ ${\mathrm{\ω}}_P={\mathrm{\ω}}_0\⇒\frac{1}{\sqrt{L_{0}C}}=\frac{1}{\sqrt{(L_1+L_2)C}}\⇔L_0=L_1+L_2=L_1*\frac{n^2}{n^2-1}---\left(5\right)$

$L_1=(1-\frac{1}{n^2})L_0$ $L_2=\frac{L_0}{n^2}---\left(6\right)$

图9示出了在按照本发明的滤波器电路装置的主支路中采用的可调谐滤波器31的衰减曲线M_H′、即衰减特性，其在第二谐波处具有一个对应的衰减缺口。在此，将滤波器中心频率设置在30MHz。该衰减缺口对应地位于60MHz上。在副支路中保持简单的振荡电路不变，从而为此形成了如迄今为止相同的衰减曲线M_N。由此，捕捉范围从1OMHz延伸到100MHz。还示出了在加法器级15之后记录的和衰减曲线M_S′。

该滤波器电路装置例如适用于对这样的频率合成器的信号进行滤波，即，其可调的频率范围在多于一个倍频程(直至两个倍频程)上展开。也就是说，在此不能通过固定的低通滤波器压制该第二谐波，因为其位于最高可调频率之下。该衰减缺口保证了恰好将该谐波滤除，其中，衰减缺口的位置同步地随着滤波器的中心频率一起被引导，并因此对于输入信号来说总是处于合适的位置上的。

如果可调谐滤波器31是由多个相互去耦合的振荡电路的级联而构造的，则也可以例如同时压制第二谐波和第三谐波。为此，请参照图10，其中示出了一种具有两个相互去耦合的振荡电路32′、32″的对应的滤波器结构。

该滤波器30还分别通过级联放大器56、62既在输入端、又在输出端去耦合。另一个连接在振荡电路32′、32″之间的级联放大器59保证所述振荡电路32′、32″的相互去耦合。这些级联放大器56、59、62分别又是按照常规的方式借助于两个晶体管57、58；60、61；63、64构造的。在此，也可以通过跟踪放大器56、59、62的负反馈来补偿可能存在的振幅特性。为此，在图10中示出的实施例中在中间级联放大器59上存在一个如在图3中那样构造的补偿电路40。

因为在每个级联放大器56、59、62中信号的相位被旋转了-180°，在该带有三个级联放大器56、59、62的结构中为了平衡而必须再次对信号进行反相。由此保证了，在锁定的运行中输出信号具有与在副支路中的并联滤波器31的输出信号相同的相位，滤波器31则仅仅具有两个级联放大器50、53。为此，在滤波器30的输出端存在一个变压器65。不过，为了将相位旋转-180°，也可以采用其它的电路部件来替代该变压器65。只要在副支路中同样采用一个起到-180°相位旋转作用的滤波器，则也可以省去输出端用于相位旋转的电路部件。这样，在主支路和副支路中的信号可以分别以其-180°的相位在加法器级15中被相加，而在这种情况下可以省去在反馈支路(参见图2)中的反相器21。

图11示出了用于主支路的对应滤波器31的衰减曲线M_H″，其分别具有在第二谐波和第三谐波处的衰减缺口。为此，采用按照图10的滤波器30，其中按照等式(6)对于n＝2而设计了第一振荡电路32′，并且对于n＝3设计了第二振荡电路32″。这里，将滤波器中心频率再次设置在30MHz。对应地，第一衰减缺口位于60MHz，而第二衰减缺口位于90MHz上。在副支路中的简单振荡电路在此也保持不变，从而为此形成常规的衰减曲线M_N，该衰减曲线定义了在10MHz和100MHz之间的捕捉范围。在此，还再次示出了在加法器级15后面记录的和衰减曲线M_S′。借助于该滤波器结构，可以在频率变换时在大于两个倍频程上自动地跟踪衰减缺口的频率位置。

最后，还要再次指出的是，在前面详细描述的电路装置的结构中仅仅涉及了优选的实施例，技术人员可以按照不同的方式对它们进行修改，而不脱离本发明的范围，只要是通过权利要求进行了规定。特别是，也可以采用不同于结合图3和图10所描述的滤波器结构的其它的滤波器类型。可以将本发明应用于极其不同的领域、特别是应用于通信技术或医学技术中，在这些领域中要求特别良好的可调的高质量本地振荡器。

Claims (16)

1.一种用于对高频信号(L_I)进行滤波的滤波器电路装置(10)，包括第一可调谐滤波器(30)和相位调整回路(25)，该相位调整回路用于将该第一可调谐滤波器(30)针对高频信号(L_I)的频率保持在恒定的传输相位上，

其特征在于，

一个在所述相位调整回路(25)中与所述第一可调谐滤波器(30)并联地设置的第二可调谐滤波器(31)，

其中，所述第一可调谐滤波器(30)和第二可调谐滤波器(31)具有不同的衰减特性，并被这样地构造并连接在该相位调整回路中，使得所述滤波器电路装置(10)的捕捉范围由该第二可调谐滤波器(31)的衰减特性主导，在该捕捉范围中可以将该相位调整回路(25)调谐到待滤波的高频信号(L_I)上，并且使得该滤波器电路装置(10)在运行时的传输特性在该相位调整回路(25)已调谐的情况下由所述第一可调谐滤波器(30)的衰减特性主导。

2.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于，所述第一可调谐滤波器(30)具有一个比所述第二可调谐滤波器(31)更窄的带宽。

3.根据权利要求1或2所述的滤波器电路装置，其特征在于，至少所述第一可调谐滤波器(30)具有一个带有至少一个衰减缺口的衰减特性。

4.根据权利要求3所述的滤波器电路装置，其特征在于，这样构成所述第一可调谐滤波器(30)，使得至少一个衰减缺口处在该第一可调谐滤波器(30)的一个中心频率的谐波的区域中。

5.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于功率分配器(11)，以便将所述滤波器电路装置(10)的输入信号(L_I)分配成：用于所述第一可调谐滤波器(30)的第一部分信号(S_H)，用于所述第二可调谐滤波器(31)的第二部分信号(S_N)，以及作为所述相位调整回路(25)的额定值信号(S_SO)的第三部分信号。

6.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于加法器元件(15)，用于将所述第一可调谐滤波器(30)的输出信号(S_HO)和所述第二可调谐滤波器(31)的输出信号(S_NO)相加，以便构成在所述相位调整 回路(25)内部的反馈信号(S_R)。

7.根据权利要求5所述的滤波器电路装置，其特征在于，

所述加法器元件(15)的输出与反相器(21)耦合，用于对所述反馈信号(S_R)进行反相，并且为所述反相器(21)后接第一分频器(19)，该第一分频器将被反相的反馈信号(S_R)的频率减半，

并且，所述功率分配器(11)的输出所述额定值信号(S_SO)的输出端(14)上后接第二分频器(20)，该第二分频器将该额定值信号(S_SO)的频率减半，

并且，将所述第一分频器(19)的输出端和所述第二分频器(20)的输出端与乘法器元件(16)连接，该乘法器元件将被向下分频的被反相的反馈信号(S_R)与被向下分频的额定值信号(S_SO)相乘，以便产生用于所述第一可调谐滤波器(30)和所述第二可调谐滤波器(31)的调整信号(S_ST)。

8.根据权利要求6或7所述的滤波器电路装置，其特征在于在所述第二可调谐滤波器(31)和所述加法器元件(15)之间接入的开关元件(24)，该开关元件(24)由检测器电路(23)这样控制：如果所述相位调整回路(25)已调谐，则断开将该第二可调谐滤波器(31)的输出信号(S_NO)至所述加法器元件(15)的传递。

9.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于，在所述第一可调谐滤波器(30)和所述第二可调谐滤波器(31)中存在的谐振器(32，32′，32″)被相同地构造。

10.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于，所述第二可调谐滤波器(31)与所述第一可调谐滤波器(30)相比具有更强的基本衰减。

11.根据权利要求1所述的滤波器电路装置，其特征在于，所述第一可调谐滤波器(30)和所述第二可调谐滤波器(31)分别具有振荡电路(32，32′，32″)，该振荡电路包括电感(33)和与有关滤波器(30，31)的调整输入端(30_S，31_S)相连接的可调电容(34)。

12.根据权利要求11所述的滤波器电路装置，其特征在于，至少所述第二可调谐滤波器(31)具有一个在所述振荡电路(32，32′，32″)内部与所述电感(33)和电容(34)并联的欧姆电阻(35)。

13.根据权利要求11或12所述的滤波器电路装置，其特征在于，为了 在所述振荡电路(32′，32″)的内部产生衰减缺口，将至少一个电感(38)与所述电容(34)串联。

14.根据权利要求11或12所述的滤波器电路装置，其特征在于，所述第一可调谐滤波器(30)和/或所述第二可调谐滤波器(31)在输入端在所述振荡电路(32，32′，32″)之前并且在输出端在该振荡电路(32，32′，32″)之后分别具有去耦合的隔离放大器(50，53，56，62)。

15.根据权利要求11或12所述的滤波器电路装置，其特征在于，所述第一可调谐滤波器(30)和/或所述第二可调谐滤波器(31)具有多个级联的振荡电路(32′，32″)。

16.一种用于产生本地振荡器信号(L_O)的电路装置(100)，其包括振荡发生器(2)和该振荡发生器(2)后接的根据权利要求1至15任一项所述的滤波器电路装置(10)。 

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