NO302599B1 - Frekvenssyntetiserer samt fremgangsmåte derved - Google Patents

Frekvenssyntetiserer samt fremgangsmåte derved Download PDF

Info

Publication number
NO302599B1
NO302599B1 NO924545A NO924545A NO302599B1 NO 302599 B1 NO302599 B1 NO 302599B1 NO 924545 A NO924545 A NO 924545A NO 924545 A NO924545 A NO 924545A NO 302599 B1 NO302599 B1 NO 302599B1
Authority
NO
Norway
Prior art keywords
signal
frequency
phase
synthesized
frequency signal
Prior art date
Application number
NO924545A
Other languages
English (en)
Other versions
NO924545L (no
NO924545D0 (no
Inventor
Steve S Yang
Keith P Arnold
Original Assignee
Hughes Aircraft Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hughes Aircraft Co filed Critical Hughes Aircraft Co
Publication of NO924545D0 publication Critical patent/NO924545D0/no
Publication of NO924545L publication Critical patent/NO924545L/no
Publication of NO302599B1 publication Critical patent/NO302599B1/no

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
    • H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
    • H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Liquid Crystal Substances (AREA)
  • Electrotherapy Devices (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)

Description

Foreliggende oppfinnelse angår frekvenssyntetiserere av den art som angitt i innledningen til hhv. krav 1 og krav 7 samt en fremgangsmåte for å tilveiebringe et syntetisert utgangsfrekvenssignal som angitt i innledningen til krav 1 samt en fremgangsmåte for å tilveiebringe ett av flere syntetiserte frekvenssignaler som angitt i innledningen til krav 15.
Ved tidligere kjente systemer har den faselåste, syntetiserte frekvensen tilveiebrakt av en frekvenssyntetiserer mange fine trinn med høy fasestøy eller lav fasestøy med svært be-grensede avstemningstrinnstørrelser. Ingen konvensjonell teknologi tilveiebringer både lavfasestøy og syntetiserte frekvenser med mange fine trinn samtidig. Nedenfor er nevnt en rekke patentpublikasjoner som beskriver konvensjonelle syntetiserere som ikke kan tilveiebringe både lavfasestøy og syntetiserte frekvenser med mange fine trinn samtidig.
De ovenfornevnte patentpublikasjonene er US-patent nr. 4 940 950, nr. 4 965 533, nr. 4 912 433, nr. 4 234 929, nr. 4 388 597 og nr. 4 912 432. Av de ovenf ornevnte publikasjonene beskriver US-patent nr. 4 388 597 og nr. 4 912 432 flere faselåste sløyfesyntetiserere og ansås relevante for foreliggende oppfinnelse.
US-patent nr. 4 388 597 beskriver anvendelse av tre faselåste sløyfer for å tilveiebringe syntetisering. Syntetiseringen innbefatter en første faselåst sløyfe innbefattende en blander og en fasedetektor. En andre faselåst sløyfe har en programmerbar deler som tilfører en referansefrekvens i forutbestemte trinn til blanderen, mens en tredje faselåst sløyfe tilveiebringer en referansefrekvens i forutbestemte trinn til fasedetektoren, hvilket trinn er forskjellig fra trinnene tilveiebrakt av den andre faselåste sløyfen. Også ved en foretrukket utførelsesform tilveiebringer en fjerde faselåst sløyfe et referansesignal til en blander i den tredje faselåste sløyfen for å redusere operasjonsfrekvensen deri og utgangen til den fjerde faselåste sløyfen er blandet med utgangen til den første faselåste sløyfen for å utvide området til syntetisereren.
US-patent nr. 4 912 432 beskriver en indirekte digital frekvenssyntetiserer tilpasset til å frembringe et signal som har en valgt en av flere relativt med tett avstand anbrakte frekvenser og med relativt hurtig frekvenssvitsjetid. Multippeltilbakekoblingssløyfer er matet av referanse-frekvenssignaler hvis frekvens er større enn den ønskede frekvensseparasjonen tilveiebrakt av syntetisereren. Båndbredden til hver av tilbakekoblingssløyfene er mindre enn frekvensen til referansefrekvensen matet til hver sløyfe og tilveiebringelsen av frekvensseparasjonen mindre enn frekvensen til noen av referansefrekvensene muliggjør at hver tilbakekoblingssløyfe har øket båndbredde og derfor reduserte frekvenssvitsjetider og øket støyundertrykkeIse.
I 18TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE 15 September 1988, Stockholm, pages 851 - 857, AUSTIN ET AL.: "Doppler correc-tion of the telecommunications payload oscillators in the UK T-SAT", vises på fig. 4.1 en frekvenssyntetiserer som innbefatter en referanseinngang for et referansesignal, en første faselåst sløyfe (LOOP 2) koplet med referansefrekvensen for å generere et første syntetisert signal ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, idet hver av frekvensene adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et i det vesentlige jevnt frekvenstrinn, en annen faselåst sløyfe (LOOP 1) koplet til referansesignalet og med den første faselåste sløyfen for å generere et utgangssignal med en forutbestemt frekvens, idet den andre faselåste sløyfen innbefatter en annen oscillator for å generere et annet syntetisert signal ved en valgbar av et andre antall ønskede frekvenser, som angitt i innledningen til kravene.
For å tilveiebringe en frekvenssyntetiserer og en fremgangsmåte for å tilveiebringe utgangsfrekvenssignaler som gir lav fasestøy og syntetiserte frekvenser med mange fine trinn innbefatter foreliggende oppfinnelse en lavfasestøyfrekvens-syntetiserer med fin frekvenstrinnavstemning. Strukturen til syntetisereren er unik og sørger for halv-heltalldigital-frekvensdeling, VCO-frekvensforskyvning og lokal oscillator-harmonisk blanding, som anvender to faselåste sløyfekretser. Den første sløyfen genererer de nødvendige frekvenstrinnene, mens i den andre sløyfen blir signalet delt av et forutbestemt fast tall for å redusere både frekvenstrinnstørrelsen og redusere fasestøyen. Den andre sløyfeutgangen, ved L-båndet f.eks., er delt med to og så blandet med den tredje harmoniske til referansefrekvensen for å generere en forskjøvet frekvens som er låst til lavfasestøyfrekvensen til den første sløyfen. Lavfasestøyen og fintrinnavstemningen tilveiebrakt ved foreliggende frekvenssyntetiserer gir en betydelig forbedring for Doppler-radar og kommunikasjonsmottakere.
Nærmere bestemt angår foreliggende oppfinnelse en frekvenssyntetiserer av den art som angitt i innledningen og hvis karakteristiske trekk fremgår av hhv. krav 1 og 7, samt en fremgangsmåte av den art som angitt i hhv. karakteristikken til krav 8 og krav 15.
Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.
I det påfølgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere med henvisning til figuren som viser en lavstøy finfrekvenstrinnsyntetiserer i samsvar med foreliggende oppfinnelse.
Tegningene viser et skjematisk diagram i blokkform over en foretrukket utførelsesform av en lavstøyfinfrekvenstrinn-syntetiserer 10. Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen skal beskrives nærmere med henvisning til figuren. Syntetisereren 10 er innbefattet av en lavstøy VHF referanseoscillator 11, som tilveiebringer et primærreferansefrekvenssignal 51, og første og andre faselåste sløyfer 12, 13 koblet med refe ranseoscillatoren 11, som er tilpasset for å tilveiebringe lavfasestøy og tilveiebringe fine trinnsyntetiserte L-båndf rekvenser.
Karakteristikken til VHF-referanseoscillatoren 11 er viktig på grunn av at fasestøyen til utgangssignalet fra syntetisereren 10 er avhengig av og utledet fra den. Utgangsfrekvensen tilveiebrakt av VHF-referanseoscillatoren 11 krever god korttidsfrekvensstabilitet med svært lav AM og fasestøyer. VHF-referanseoscillatoren 11 er en typisk i handelen tilgjengelig krets som anvender enten et over-tonekrystall med svært høy Q-faktor eller en akustisk bølgeresonator (SAW) av overflatetypen. VHF-referanseoscillatoren 11 anvender den minste graden av frekvensmultiplika-sjoner mulig for å unngå innføring av multiplikasjonsstøy i primærreferansefrekvenssignalet 51.
Den første faselåste sløyfen 12 er fin eller VHF trinnavstem-ningssløyfen 12 og er vist på venstre siden av figuren. Den første faselåste sløyfen 12 er tilpasset til å generere et syntetisert signal 52 med fine frekvenstrinn. Den er innbefattet av en VHF-spenningsstyrt oscillator (VCO) 21 som har sin utgang forbundet med den ene inngangen til en blander 22, et RF lavpassfilter 23 forbundet med utgangen til blanderen 22 og en RF-forsterker 24 forbundet mellom lavpassfilteret 23 og en halv-heltallsdigitalprogrammerbar frekvensdeler 25. Detaljer ved halv-heltallsdeleren 25 er nærmere beskrevet i US-patent nr. 4 975 931. Den første faselåste sløyfen 12 er koblet med utgangen til VHF-referanseoscillatoren 11 ved hjelp av første og andre koblere 14, 15. Den første kobleren 14 kobler primærreferansefrekvenssignalet 51 med en fast frekvensdeler 27. Den andre kobleren 15 kobler primærreferansefrekvenssignalet 51 til blanderen 22. Utgangen til den faste frekvensdeleren 27 er forbundet med den ene inngangen til en fasedetektor 26. Utgangen til halv-heltallsdigitalprogrammerbar frekvensdeler 25 er koblet til den andre inngangen til fasedetektoren 26. Utgangen til fasedetektoren 26 er koblet ved hjelp av et videosløyfefilter 28 med styreinngangen til VHF VCO 21. Videosløyfefilteret 28 innbefatter en operasjonsforsterker 29 med en motstand 29A i serie med en kondensator 29B forbundet mellom inngang og utgang. Utgangen til den første faselåste sløyfen 12 er koblet i den andre faselåste sløyfen 13 ved hjelp av en tredje kobler 16.
For å få den laveste fasestøyen i den første faselåste sløyfen 12 er frekvensen til VHF VCO 21 ikke direkte delt ned og låst til trinnreferansefrekvensen, men er forskjøvet med primærreferansefrekvensen fra VHF-referanseoscillatoren 11. Den digitalt programmerbare frekvensdeleren 25 deler den forskjøvne frekvensen med halve heltallstrinn for å unngå øket delefasestøy. Ved å utføre disse to behandlingstrinnene blir fasestøyøkningen redusert til et minimum. Det forskjøvne frekvenssignalet 51 frembringes ved utgangen til blanderen 22. Blanderen 22 danner ikke bare det forskjøvne frekvenssignalet 51, men genererer også uønsket, uekte høyfrekvente signaler. RF-lavpassfilteret 23 er derfor nødvendig for å undertrykke disse uekte høyfrekvente signalene.
Etter at RF-lavpassfilteret 23 renser det forskjøvne frekvenssignalet 53 forsterkes det av forsterkeren 24 til et høyt nok nivå for å drive den digitale halv-heltallsprogrammerbare frekvensdeleren 25, også kalt en delt-med-N frekvensdeler 25. Den delt-med-N frekvensdeleren 25 deler det forskjøvne frekvenssignalet 53 med en forutbestemt telle-verdi. Fasen til utgangssignalet 59 til den delt-med-N frekvensdeleren 25 sammenlignes med fasen til et fintrinns-referansefrekvenssignal 58 tilveiebrakt av referanseoscillatoren 11 etter å ha blitt delt av den faste f rekvensdeleren 27, også kalt en delt-med-M fast f rekvensdeler 27. Utgangs-spenningen til fasedetektoren 26 føres gjennom videostøy-filteret 28 og operasjonsforsterkeren 29 for å justere og styre frekvensen, fasen og fasestøyen til VHF VCO 21 etter at sløyfen er lukket.
Operasjonen av den første faselåste sløyfen 12 skal bli vist med et eksempel. VHF referanseoscillatoren 11 kan tilveiebringe en primærreferansefrekvens på f.eks. 250 MHz. Primærreferansefrekvenssignalet 51 er koblet via den første kobleren 14 med den faste frekvensdeleren 27 som deles med f.eks. 250. Denne tilveiebringer en frekvens på 1 MHz ved en inngang til fasedetektoren 26. VHF VCO 21 kan tilveiebringe en utgangsfrekvens på f.eks. 280 MHz. 280 MHz-signalet er tilført den ene inngangen til blanderen 22 og 250 MHz primærreferansefrekvenssignalet 51 er koblet med den andre inngangen til blanderen 22 via den andre kobleren 15. Blanderen 22 frembringer sum- og differansefrekvenser, men RF-lavpassfilteret 23 slipper gjennom kun 280 - 250 = 30 MHz. RF-forsterkeren 24 forsterker 30MHz-signalet til et tilstrekkelig høyt nivå og tilfører det til den programmerbare frekvensdeleren 25. Den programmerbare frekvensdeleren 25 kan bli satt til å dele med f.eks. 30. Utgangssignalet til den programmerbare frekvensdeleren 25 er 1 MHz, som tilføres fasedetektoren 26. Siden fasedetektoren 26 har 1 MHz tilført ved sin andre inngang blir VHF VCO 21 låst nøyaktig til 280 MHz som er frekvensen som er koblet inn i den andre faselåste sløyfen 13 ved hjelp av den tredje kobleren 16. Det skal bemerkes at ved å variere den digitale halv-heltallsprogrammerbare frekvensdeleren 25 kan frekvensen til VHF VCO 21 bli variert i inkrementer eller trinn.
Den andre eller L-båndfaselåste sløyfen 13 er vist på den høyre siden av figuren. L-båndsløyfen 13 omformer frekvensen tilveiebrakt av den første frekvenslåste sløyfen 12 til f.eks. L-båndfrekvensen. Utgangssignalet 52 til VHF VCO 21 føres gjennom en delt med L-båndfrekvensdeleren 31 som reduserer både sin fine trinnf rekvens og dens fasestøy og tilveiebringer et delt andre referansefrekvenssignal 56. Den faste frekvensdeleren 27 og delt-med-L frekvensdeleren 31 samvirker for å redusere frekvenstrinnstørrelsen. Den andre faselåste sløyfen 13 er innbefattet av en L-bånd VCO 32, en delt-med-to deler 33, en harmonisk blander 34, tre RF-filtere 35, 36, 37, to RF-forsterkere 38, 39, delt-med-L frekvensdeleren 31, fasedetektoren 41 og en videoforsterker 43 med et sløyfefilter 42.
Frekvensen til det syntetiserte utgangssignalet 53 tilført av L-bånd VCO 32 er delt med to av dele-med-to deleren 33 for å tilveiebringe et delt andre syntetisert signal 54 (eller halve VCO-frekvenssignalet 54) og filtrert av første båndpassfilter 35 for å undertrykke harmoniske generert av delt-med-to deleren 33. Det halve VCO-frekvenssignalet 54 frembrakt av delt-med-to deleren 33 blandes med den tredje harmoniske til referansefrekvenssignalet 51 i den harmoniske blanderen 34. Frekvensen til signalet 51 frembrakt av referanseoscillatoren 11 blir filtrert av det andre båndpassfilteret 37 for å forhindre ut-av-bånd støy og blir så forsterket av den første RF-f orsterkeren 38 for å tilveiebringe et signal med et høyt nok nivå for å drive den harmoniske blanderen 34. På denne måten unngår den andre faselåste sløyfen 13 multiplisering med referanseoscillator-frekvensen med seks og reduserer derved kretsens kompleksi-tet. Et forskjøvet frekvenssignal 55 frembrakt av blanderen 34 blir ført gjennom lavpassfilteret 36 for å undertrykke uønskede frekvenser generert av blanderen 34. Det forskjøvne frekvenssignalet 55 blir så forsterket i RF-forsterkeren 39 til et nivå tilstrekkelig til å drive fasedetektoren 41.
Signalene tilveiebrakt av VHF VCO 21 blir delt med L i dele-med-L deleren 31 for å redusere fintrinnfrekvensstørrelsen og fasestøyen. Det delte utgangssignalet fra VHF VCO 21 blir et andre referansefrekvenssignal 56 for L-båndforskjøvet frekvens. Fasene til de to signalene 55, 56 sammenlignes i fasedetektoren 41, og spenningen til dens fasedifferanse-signal 61 forsterkes av videoforsterkeren 43 og dens sløyfefilter 42 for å justere og styre frekvens, fase og fasestøy til utgangssignalet fra L-bånd VCO 32 etter lukking av den andre sløyfen 13. Som følge av dette frembringer syntetisereren 10 fintrinnsyntetiserte frekvensutgangs-signaler 57 med lav fasestøy.
Den andre faselåste sløyfen 13 opererer som følgende. VHF-referanseoscillatoren 11 tilveiebringer et referansesignal 51 ved 250 MHz, f.eks., til den andre faselåste sløyfen 13. VHF VCO 21 tilveiebringer et utgangssignal 52 på f.eks. 280 MHz til den andre faselåste sløyfen 13. L-bånd VCO 32 kan tilveiebringe et utgangssignal 53 ved f.eks. 1388 MHz. Dette utgangssignalet 33 er koblet ut av den andre faselåste sløyfen 13 ved hjelp av en fjerde kobler 30 som synteti-sererens utgangssignal 57. Ved drift kan delt-med-L deleren 31 dele med f.eks. 5 og har en utgangsfrekvens lik 280/5 = 56 MHz. Båndpassfilteret 37 slipper gjennom 250 MHz-signalet 51 fra VHF-referanseoscillatoren 11, men undertrykker støy over og under 250 MHz-signalet. RF-forsterkeren 38 forsterker 250 MHz-signalet til et nivå tilstrekkelig til å drive den tredje harmoniske blanderen 34. Den tredje harmoniske til 250 MHz-signalet eller 750 MHz er tilstede i blanderen 34. 1388 MHz-signalet 53 fra L-bånd VCO 32 deles med to for å tilveiebringe et signal 54 med 694 MHz ved utgangen til delt-med-to deleren 33. Båndpassfilteret 35 slipper gjennom kun 694 MHz-signalet til den tredje harmoniske blanderen 34. Blanderen 34 frembringer sum- og differansefrekvenser, men lavpassfilteret 36 velger kun 750 - 694 = 56 MHz. 56 MHz-signalet forsterkes av RF-forsterkeren 39 for å tilveiebringe et nivå tilstrekkelig til å drive fasedetektoren 41. Det skal bemerkes at L-bånd VCO 32 er låst av sløyfen via forsterkeren 43.
Utgangsfrekvensen til den foretrukne utførelsesformen til frekvenssyntetisereren ifølge foreliggende oppfinnelse kan bli beregnet ved å bruke følgende ligning:
hvor R32er utgangsf rekvensen til L-bånd VCO 32, F-^er utgangsfrekvensen til lavfasestøy VHF-referanseoscillatoren
11, og (1±N/M) representerer operasjonen til den første faselåste sløyfen 12 ved hvilket N er delingstallet til den digitale halv-heltallsprogrammerbare frekvensdeleren 25. Dette er en halv heltallinkrementdeler for å doble frekvenstrinnene. M representerer delingstallet til den faste frekvensdeleren 27 og anvendes for å generere frekvens-trinnstørrelsen til den første faselåste sløyfen 12. L er delingstallet til delt-med-L frekvensdeleren 31 som reduserer trinnstørrelsen og fasestøyen til den første sløyfen 12. Tallet 3 fremkommer i ligningen (1) på grunn av den tredje harmoniske blandingen som foregår i den harmoniske blanderen 34. Tallet 2 fremkommer i ligningen (1) på grunn av at frekvensen er redusert med to i delt-med-to deleren 33 til den andre faselåste sløyfen 13.
Fasestøyen til foretrukne utførelsesformen av frekvenssyntetisereren ifølge foreliggende oppfinnelse kan bli bestemt ved å starte med referansesignalet 51 fra referanseoscillatoren 11 og anvende egnede multiplikasjonsfaktorer og delefaktorer. Den lukkede-i fasestøyen til utgangssignalet ved den foretrukne utførelsesformen av oppfinnelsen er bestemt av støysteilheten generert av referanseoscillatoren 11 og øket med forskjellige multiplikasjonsfaktorer. Støybunnen til utgangssignalet ved den foretrukne utførelses-formen er utledet fra deletallet til den digitale halv-heltallsprogrammerbare frekvensdeleren 25 og deletallet til delt-med-L frekvensdeleren 31 som er utgangsstøybundet til den faste frekvensdeleren 27 øket med delefaktoren N og redusert med delefaktoren L. Støyeffekten til den foretrukne utførelsesformen av systemet kan følgelig bli representert med følgende forenklede ligning:
hvor L(fm)57 er utgangssignalfasestøyspektrumet til den foretrukne utførelsesformen av oppfinnelsen, 2^ er sys-temstøyeffekten øket som følge av L-bånd faselåst sløyfe 13
delt med 2, og uttrykket 32L(fm)n er lukket-i fasestøy-spektrumet øket som følge av den tredje ordens harmoniske blandingen av referanseoscillatoren 11, hvor L(fm)^^er fasestøyspektrumet til referanseoscillatoren 11. Det andre uttrykket (N/L)<2>(KTBFDGD)/(2PG) er den faste frekvensdelerens 27 utgangssignal til støyforhold (KTBFDGD)/(2PC) øket med kvadratet av det delte tallet N redusert med kvadratet av det delte tallet L. I dette uttrykket ble lukket-i fasestøy-spektrumet utelatt på grunn av at den er liten sammenlignet med referanseoscillatoren 11 tatt med i betraktningen multiplikasjonsfaktorer spesielt etter den er delt med L.
Av ovenfornevnte beskrivelse skulle det klart fremgå at frekvenssyntetisereren 10 ifølge foreliggende oppfinnelse tilveiebringer lav fasestøy sammen med fin frekvenstrinnavstemning. Dette er som følge av den unike syntetiserings-utførelsen som anvender digital, halv-heltallsfrekvensdeling, VCO-frekvensforskyvning, lokaloscillator harmonisk blanding og to faselåste sløyfekretser. Den første sløyfen genererer de nødvendige frekvenstrinnene. Utgangen til den spenningsstyrte oscillatoren i den første sløyfen deles ved et forutbestemt fast tall for å redusere både frekvenstrinnstør-relsen og fasestøyen. Utgangen til den L-båndspenningsstyrte oscillatoren i den andre sløyfen deles med to og blandes så med den tredje harmoniske til referansefrekvensen fra referanseoscillatoren for å generere en forskjøvet frekvens. Denne forskjøvne frekvensen blir så låst til den delte lavfasestøy-finfrekvenstrinnsutgangen fra den første sløyfen. Den første sløyfen 12 er sammenfattet den fine sløyfen og genererer frekvenstrinnstørrelsen. Den andre sløyfen 13 reduserer fasestøyen, reduserer frekvenstrinnstørrelsen og omsetter til ønsket frekvens. Dette gir en billig krets som gir utmerkede ytelser. Denne fasestøy- og fintrinnsfrekvens-syntetisereren tilveiebringer en betydelig forbedring for Doppler-radar og kommunikasjonsmottakere.
Sammenfattet innbefatter fremgangsmåten ifølge foreliggende oppfinnelse følgende trinn. Tilveiebringelse av et referansefrekvenssignal 51. Generering av et første syntetisert signal 52 ved en valgt en av flere ønskede frekvenser, idet hver frekvens adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et hovedsakelig jevnt frekvenstrinn. Generering av et andre syntetisert signal ved en valgbar en av et andre antall ønskede frekvenser, hvilket andre syntetisert signal 53 innbefatter et syntetisert utgangsfrekvenssignal 57. Deling av det andre syntetiserte signalet 53 ved et forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre syntetisert signal 54. Blanding av det delte andre syntetiserte signalet 54 med en forutbestemt harmonisk av referansefrekvenssignalet 51 for å frembringe et forskjøvet frekvenssignal 55. Deling av det første syntetiserte signalet 52 med et andre forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre refe-ransef rekvenssignal 56 med et redusert frekvenstrinn og redusert fasestøy. Faselåsing av det forskjøvne frekvenssignalet 55 til det delte andre fasefrekvenssignalet 56 for å tilveiebringe det syntetiserte utgangsfrekvenssignalet 57. Faselåsing av det forskjøvne frekvenssignalet 55 til det delte andre referansefrekvenssignalet 56 innbefatter typisk sammenligning av fasene til det andre forskjøvne frekvenssignalet 55 og deling av det andre referansefrekvenssignalet 56 for å tilveiebringe et andre styresignal 61 som låser utgangsfrekvensen til det andre syntetiserte signalet 53 for å tilveiebringe det syntetiserte utgangsfrekvenssignalet 57.
Det er således blitt beskrevet en ny og forbedret lavstøy, finfrekvenstrinnsyntetiserer. Det skal bemerkes at den ovenfor beskrevne utførelsesform er kun en illustrasjon av en av mange forskjellige utførelsesformer som er mulig innenfor rammen av foreliggende oppfinnelse.

Claims (15)

1. Frekvenssyntetiserer, innbefattende: en referansefrekvensoscillator (11) for å tilveiebringe et referansefrekvenssignal (51), en første faselåst sløyfe (12) koblet med referansefrekvensoscillatoren (11) for å generere et første syntetisert signal (52) ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, idet hver av frekvensene adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et i det vesentlige jevnt frekvenstrinn, og en andre faselåst sløyfe (13) koblet med referansefrekvensoscillatoren (11) og med den første faselåste sløyfen (12) for å generere et utgangssignal (57) med en forutbestemt frekvens, idet den andre faselåste sløyfen (13) innbefatter en andre oscillator (32) for å generere et andre syntetisert signal (53) ved en valgbar en av et andre antall ønskede frekvenser, idet utgangssignalet (57) er utledet fra det andre syntetiserte signalet (53),karakterisert veden første deler (33) koblet' med den andre oscillatoren (32) for å dele det andre syntetiserte signalet (53) ved et første forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre syntetisert signal (54), en blander (34) koblet med referansefrekvensoscillatoren (11) og med den første deleren (33) for å blande det delte andre syntetiserte signalet (54) med en forutbestemt harmonisk av referansefrekvenssignalet (51) for å frembringe et forskjøvet f rekvenssignal (55), en andre deler (31) på i og for seg kjent måte koblet med den første faselåste sløyfen (12) for å dele det første syntetiserte signalet (52) med et andre forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre referansefrekvenssignal (56) med et redusert frekvenstrinn og redusert fasestøy, og en fasedetektor (41) koblet med blanderen (34) og med den andre deleren (31) for å låse det forskjøvne frekvenssignalet (55) til det delte andre referansefrekvenssignalet (56).
2. Frekvenssyntetiserer ifølge krav 1,karakterisert vedat den første faselåste sløyfen (12) er tilpasset for å tilveiebringe et første syntetisert signal (52) ved en valgbar en av et første antall VEF-frekvenser og den andre faselåste sløyfen (13) er tilpasset til å tilveiebringe et andre syntetisert signal (53) ved en valgbar en av et andre antall L-båndfrekvenser.
3. Frekvenssyntetiserer ifølge krav 1,karakterisert vedat den andre faselåste sløyfen (13) innbefatter videre et første båndpassfilter (35) koblet mellom første deler (33) og blanderen (34).
4. Frekvenssyntetiserer ifølge krav 1,karakterisert vedat den andre faselåste sløyfen (13) videre innbefatter et i serie koblet andre båndpassfilter (37) og en første forsterker (38) koblet mellom referansefrekvensoscillatoren (11) og blanderen (34).
5 . Frekvenssyntetiserer ifølge krav 1,karakterisert vedat den andre faselåste sløyfen (13) videre innbefatter et i serie koblet første lavpassfilter (36) og en andre forsterker (39) koblet mellom blanderen (34) og fasedetektoren (41).
6. Frekvenssyntetiserer ifølge krav 1,karakterisert vedat den andre faselåste sløyfen (13) videre innbefatter et sløyfefilter (42) koblet mellom fasedetektoren (41) og den andre oscillatoren (32).
7. Frekvenssyntetiserer, innbefattende en referansefrekvensoscillator (11) for å tilveiebringe et referansefrekvenssignal (51), en første faselåst sløyfe (12) tilpasset til å generere et syntetisert signal (52) ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, idet hver frekvens adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et hovedsakelig jevnt frekvenstrinn, idet den første faselåste sløyfen innbefatter en første spenningsstyrt oscillator (21) for å tilveiebringe et relativt lavfasestøysignal,karakterisertved at en første blander (22) tilpasset til å blande referansefrekvenssignalet (51) og lavfasestøysignalet, en første fast frekvensdeler (27) for å dele referansefrekvenssignalet (51) med et første forutbestemt tall for å tilveiebringe et delt referansefrekvenssignal (58), en digital programmerbar halv-heltallsfrekvensdeler (25) koblet med blanderen (22) for å tilveiebringe et første forskjøvet frekvenssignal (59), en første fasedetektor (26) for å sammenligne fasen til det første forskjøvne frekvenssignalet (59) med fasen til det delte referansefrekvenssignalet (58) for å tilveiebringe et første styresignal (60) som er tilpasset til å låse den første spenningsstyrte oscillatoren (21), og en andre faselåst sløyfe (13) innbefattende en andre spenningsstyrt oscillator (32), en andre deler (33) for å dele utgangen til den andre spenningsstyrte oscillatoren (32) ved et andre forutbestemt tall for å tilveiebringe et delt signal (54), en andre blander (34) tilpasset til å blande en forutbestemt harmonisk av referansefrekvenssignalet (51) med det delte signalet (54) for å tilveiebringe et andre forskjøvet frekvenssignal (55), en tredje deler (31) koblet med den første spenningsstyrte oscillatoren (21) for å dele lavstøysignalet (52) ved et tredje forutbestemt tall for å tilveiebringe et delt andre referansefrekvenssignal (56), en andre fasedetektor (41) for å sammenligne fasene til det andre forskjøvne frekvenssignalet (55) og det tilveiebringes et styresignal (61) som er tilpasset til å låse den andre spenningsstyrte oscillatoren (32).
8. Fremgangsmåte for å tilveiebringe et syntetisert utgangsfrekvenssignal, innbefattende tilveiebringelse av et referansefrekvenssignal (51), generering av et første syntetisert signal (52) ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, idet hver av frekvensene adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et i hovedsaken jevnt frekvenstrinn, generering av et andre syntetisert signal (53) ved en valgbar en av et andre antall ønskede frekvenser, hvilket andre syntetisert signal (53) innbefatter et syntetisert utgangsfrekvenssignal (57),karakterisertved deling av det andre syntetiserte signalet (53) ved et første forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre syntetisert signal (54), blanding av det delte andre syntetiserte signalet (54) med en forutbestemt harmonisk av referansefrekvenssignalet (51) for å tilveiebringe et forskjøvet frekvenssignal (55), deling av det første syntetiserte signalet (52) ved et andre forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre referansefrekvenssignal (56) som har et redusert frekvenstrinn og redusert fasestøy, og faselåsing av det forskjøvne frekvenssignalet (55) til det delte andre referansefrekvenssignalet (56) for å tilveiebringe det syntetiserte utgangsfrekvenssignalet (57).
9. Fremgangsmåte ifølge krav 8,karakterisertved at genereringen av det første syntetiserte signalet (52) innbefatter generering av et VHF-båndfrekvenssignal og at generering av det andre syntetiserte signalet (53) innbefatter generering av et L-båndfrekvenssignal.
10. Fremgangsmåte Ifølge krav 8,karakterisertved at den innbefatter trinnet med båndpassfiltrering (55) av det delte andre syntetiserte signalet (54) før blandingen av det med den forutbestemte harmoniske til referansefrekvenssignalet (51).
11. Fremgangsmåte ifølge krav 8,karakterisertved at den videre innbefatter båndpassfiltrering (37) og forsterkning (38) av referansefrekvenssignalet (51) før blandingen av det med det delte andre syntetiserte signalet (54) .
12. Fremgangsmåte ifølge krav 8,karakterisertved at den innbefatter lavpassfiltrering (36) og forsterkning av det forskjøvne frekvenssignalet (55) før låsing av det til det delte andre referansefrekvenssignalet (56) .
13. Fremgangsmåte ifølge krav 8,karakterisertved at faselåsingen av det forskjøvne frekvenssignalet (55) til det delte andre referansefrekvenssignalet (56) innbefatter sammenligning av fasen av det andre forskjøvne frekvenssignalet (55) og deling av det andre referansefrekvenssignalet (56) for å tilveiebringe et andre styresignal (61) som låser utgangsfrekvensen til det andre syntetiserte signalet (53) for å tilveiebringe det syntetiserte utgangsfrekvenssignalet (57).
14. Fremgangsmåte ifølge krav 13,karakterisertved at styresignalet (61) filtreres.
15. Fremgangsmåte for å tilveiebringe ett av flere syntetiserte frekvenssignaler, innbefattende tilveiebringelse av et referansefrekvenssignal (51), generering av et første syntetisert signal (52) ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, idet hver frekvens adskiller seg fra en tilliggende frekvens med et hovedsakelig jevnt frekvenstrinn, generering av et andre syntetisert signal (53) ved en valgbar en av et antall ønskede frekvenser, hvilket andre syntetisert signal (53) innbefatter et syntetisert utgangsfrekvenssignal (57),karakterisert ved deling av det andre syntetiserte signalet (53) med et første forutbestemt fast tall for å frembringe et delt andre syntetisert signal (54), blanding av det delte andre syntetisert signalet (54) med en forutbestemt harmonisk av referansefrekvenssignalet (51) for å frembringe et forskjøvet frekvenssignal (55), deling av det første syntetiserte signalet (52) ved et andre forutbestemt fast tall for å tilveiebringe et delt andre referansefrekvenssignal (56) med et redusert frekvenstrinn og redusert fasestøy, og faselåsing av det forskjøvne frekvenssignalet (55) til det delte andre referansefrekvenssignalet (56) ved sammenligning av fasene til det andre forskjøvne frekvenssignalet (55) og det delte andre referansefrekvenssignalet (56) og tilveiebringelse av et andre styresignal (61) som låser utgangsfrekvensen til det andre syntetiserte signalet (53) for å tilveiebringe det syntetiserte utgangsfrekvenssignalet (57).
NO924545A 1991-11-29 1992-11-25 Frekvenssyntetiserer samt fremgangsmåte derved NO302599B1 (no)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/799,817 US5150078A (en) 1991-11-29 1991-11-29 Low noise fine frequency step synthesizer

Publications (3)

Publication Number Publication Date
NO924545D0 NO924545D0 (no) 1992-11-25
NO924545L NO924545L (no) 1993-06-01
NO302599B1 true NO302599B1 (no) 1998-03-23

Family

ID=25176833

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
NO924545A NO302599B1 (no) 1991-11-29 1992-11-25 Frekvenssyntetiserer samt fremgangsmåte derved

Country Status (8)

Country Link
US (1) US5150078A (no)
EP (1) EP0545232B1 (no)
JP (1) JP2710528B2 (no)
CA (1) CA2076893C (no)
DE (1) DE69220460T2 (no)
ES (1) ES2103024T3 (no)
NO (1) NO302599B1 (no)
TR (1) TR26254A (no)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5317284A (en) * 1993-02-08 1994-05-31 Hughes Aircraft Company Wide band, low noise, fine step tuning, phase locked loop frequency synthesizer
KR100219709B1 (ko) * 1994-03-15 1999-09-01 윤종용 디지탈무선통신장치에있어서송수신신호처리회로
GB2294599B (en) * 1994-10-28 1999-04-14 Marconi Instruments Ltd A frequency synthesiser
FR2734972B1 (fr) * 1995-05-31 1997-08-01 Matra Communication Dispositif d'emission radio a modulation de frequence
JPH0993090A (ja) * 1995-09-21 1997-04-04 Pioneer Electron Corp 受信機
US5870592A (en) * 1996-10-31 1999-02-09 International Business Machines Corp. Clock generation apparatus and method for CMOS microprocessors using a differential saw oscillator
US5838205A (en) * 1997-02-18 1998-11-17 International Business Machines Corporation Variable-speed phase-locked loop system with on-the-fly switching and method therefor
CN1153352C (zh) 1997-03-18 2004-06-09 皇家菲利浦电子有限公司 接收机调谐系统
WO1998042076A2 (en) * 1997-03-18 1998-09-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Receiver tuning system
US6014047A (en) * 1998-01-07 2000-01-11 International Business Machines Corporation Method and apparatus for phase rotation in a phase locked loop
US5949262A (en) * 1998-01-07 1999-09-07 International Business Machines Corporation Method and apparatus for coupled phase locked loops
US6072427A (en) * 1999-04-01 2000-06-06 Mcewan; Thomas E. Precision radar timebase using harmonically related offset oscillators
US6564039B1 (en) * 2000-02-29 2003-05-13 Motorola, Inc. Frequency generation circuit and method of operating a tranceiver
EP1255356B1 (en) * 2001-05-02 2009-07-22 Sony Deutschland GmbH Dual mode/triple band frequency synthesiser
US6850745B2 (en) * 2002-01-23 2005-02-01 Broadcom Corp Method and apparatus for generating a self-correcting local oscillation
US6759910B2 (en) * 2002-05-29 2004-07-06 Xytrans, Inc. Phase locked loop (PLL) frequency synthesizer and method
US6940938B2 (en) * 2002-07-31 2005-09-06 Intel Corporation Phase locked loop having a single sideband modulator
US6965224B1 (en) * 2003-05-16 2005-11-15 Cisco Technology, Inc. Method and apparatus for testing synchronization circuitry
JP4391291B2 (ja) * 2004-03-31 2009-12-24 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 無線装置
US7580691B1 (en) * 2005-08-02 2009-08-25 Rf Micro Devices, Inc. System and method for reducing self interference
US7773026B2 (en) * 2008-08-01 2010-08-10 Infineon Technologies Ag Heterodyne transceiver systems and methods
CN101464514B (zh) * 2009-01-22 2011-12-28 中国人民解放军国防科学技术大学 步进频率雷达系统的校准方法与校准处理器
CN105187058A (zh) * 2015-10-29 2015-12-23 南京健瑞电子科技有限公司 频率合成系统及主动式毫米波成像设备
CN105227183B (zh) * 2015-11-16 2018-08-21 中国电子科技集团公司第四十三研究所 一种低杂散的捷变频率源
US10598764B2 (en) * 2017-10-30 2020-03-24 Yekutiel Josefsberg Radar target detection and imaging system for autonomous vehicles with ultra-low phase noise frequency synthesizer
US10205457B1 (en) * 2018-06-01 2019-02-12 Yekutiel Josefsberg RADAR target detection system for autonomous vehicles with ultra lowphase noise frequency synthesizer
CN112886960B (zh) * 2021-01-12 2023-01-13 天津大学 一种具有超低相位噪声可调能力的锁相环

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4234929A (en) * 1979-09-24 1980-11-18 Harris Corporation Control device for a phase lock loop vernier frequency synthesizer
US4388597A (en) * 1980-06-03 1983-06-14 Motorola Inc. Frequency synthesizer having plural phase locked loops
JPS63151220A (ja) * 1986-12-16 1988-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd マイクロ波帯周波数シンセサイザ
JP2531742B2 (ja) * 1988-05-17 1996-09-04 株式会社東芝 電圧制御発振回路
US4940950A (en) * 1988-08-12 1990-07-10 Tel-Instrument Electronics Corporation Frequency synthesis method and apparatus using approximation to provide closely spaced discrete frequencies over a wide range with rapid acquisition
US4912432A (en) * 1989-04-17 1990-03-27 Raytheon Company Plural feedback loop digital frequency synthesizer
US4965533A (en) * 1989-08-31 1990-10-23 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer

Also Published As

Publication number Publication date
US5150078A (en) 1992-09-22
CA2076893C (en) 1999-01-26
ES2103024T3 (es) 1997-08-16
CA2076893A1 (en) 1993-05-30
NO924545L (no) 1993-06-01
EP0545232B1 (en) 1997-06-18
TR26254A (tr) 1995-02-15
EP0545232A1 (en) 1993-06-09
DE69220460D1 (de) 1997-07-24
DE69220460T2 (de) 1998-02-05
NO924545D0 (no) 1992-11-25
JP2710528B2 (ja) 1998-02-10
JPH05284022A (ja) 1993-10-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
NO302599B1 (no) Frekvenssyntetiserer samt fremgangsmåte derved
CA2104182C (en) Double conversion digital tuning system
US4580289A (en) Fully integratable superheterodyne radio receiver utilizing tunable filters
US5034703A (en) Frequency synthesizer
CA2231636C (en) Self centering frequency multiplier
US5146186A (en) Programmable-step, high-resolution frequency synthesizer which substantially eliminates spurious frequencies without adversely affecting phase noise
JP4083116B2 (ja) 低漏洩局部発振器システム
US9793904B1 (en) System and method of noise correcting PLL frequency synthesizers
US4720688A (en) Frequency synthesizer
TWI451227B (zh) 用於產生處於特定頻率信號之裝置、系統和方法
US6373344B1 (en) High performance dual-YTO microwave synthesizer
US5712602A (en) Phase-locked oscillator for microwave/millimeter-wave ranges
US7551906B2 (en) AM/FM radio receiver and local oscillator circuit used therein
US7945218B1 (en) Method and system for tuning quality factor in high-Q, high-frequency filters
GB2250877A (en) Shifting spurious frequencies away from signal frequency
US6717484B2 (en) Circuits for use in radio communications
US20090061804A1 (en) Frequency synthesizer applied to a digital television tuner
US6806746B1 (en) Direct frequency synthesizer for offset loop synthesizer
US7626464B2 (en) Multi-frequency signal source
US6198354B1 (en) System for limiting if variation in phase locked loops
KR960027347A (ko) 이득 제어 기능을 갖는 광대역 위상동기루프(pll) 주파수 합성기
JPS63102419A (ja) マイクロ波帯周波数シンセサイザ
RU2041564C1 (ru) Синтезатор сверхвысоких частот
US20040027205A1 (en) Local oscillator apparatus for low-noise generation of arbitrary frequencies
JP2563256B2 (ja) マイクロ波帯周波数シンセサイザ