JP3382356B2 - 低位相ノイズの基準発振器 - Google Patents
低位相ノイズの基準発振器Info
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
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Description
係り、より詳細には、このような合成装置内に含まれた
発振回路によって発生した位相ノイズを減少する技術に
係る。
の通信装置及び測定装置内で高周波数信号を発生するの
に使用されている。周知のように、マイクロ波周波数及
びそれ以上の周波数においては、このような合成装置内
に含まれた基準(reference) 発振器により発生された位
相ノイズが高周波数出力信号のスペクトル純度を著しく
低下させる。位相ノイズ、即ち周波数ジッタは、所望の
出力周波数以外の周波数において合成装置により発生さ
れるノイズ電力に相当する。
ノイズ(YIG)発振器を含む発振回路がしばしば組み
込まれる。YIG同調発振器の所望の位相ノイズ特性
は、クオリティ・ファクタ(Q)の高いYIG共振器即
ち同調発振器を組み込むことによって得られる。特定の
YIG同調発振器の位相ノイズ性能を更に改善するため
に、図1に示すように安定な基準ソースに位相固定され
る。
準発振器18に位相固定するように設計された従来のY
IG同調発振回路10のブロック図である。基準発振器
18の出力周波数は、例えば、ミクサ(図示せず)を用
いて安定な基準ソースの周波数を変換することにより、
同調発振器10が同調される周波数に一致するようにさ
れる。YIG同調発振器14により発生されたRF出力
信号の一部分は、RFカプラー28により位相検出器2
6に送られる。YIG同調発振器14の発振周波数は、
YIG同調発振器14の粗同調入力に印加されるDC電
圧を外部調整することにより制御され、そしてループフ
ィルタ32から導出される微同調信号に基づいて更に安
定化される。図1に示されたように、ループフィルタ3
2は、位相検出器26の出力と、YIG同調発振器14
の微同調ポートとの間に接続される。
振器14の位相ノイズを、キャリア信号に対してデシベ
ル(dBc)で測定したグラフである。図2のグラフで
は、位相ノイズは、YIG同調発振器10が同調された
キャリア周波数からの周波数オフセットの関数としてプ
ロットされている。図2を検討することにより明らかな
ように、基準発振器18により同調発振器10内に誘起
される位相ノイズ(点線)は、キャリア周波数に対して
約106ラジアン/秒(≒1.59MHz)のクロスオ
ーバー周波数までの周波数については、自走YIG同調
発振器14の位相ノイズ(破線)よりも小さい。ループ
フィルタ32のローパスカットオフ周波数をクロスオー
バー周波数にほぼ等しくなるように選択することによ
り、同調発振器10の全位相ノイズ(実線)は、クロス
オーバー周波数未満の周波数では、基準発振器18によ
って決まるようにされる。クロスオーバー周波数を越え
る周波数、即ち位相固定ループの帯域巾以外の周波数で
は、全位相ノイズは、YIG同調発振器14によって決
まる。
ズ性能は改善され続けているので、それによって生じる
位相ノイズが顕著になるところの関連クロスオーバー周
波数も対応的に増加している。このように向上した発振
器の位相ノイズ特性を利用するためには、位相固定ルー
プの帯域巾をこのように高いクロスオーバー周波数まで
拡張できることが必要である。不都合なことに、YIG
共振器を同調するのに使用される誘導性コイルの磁気コ
ア材料によって誘起される信号ロスは、最大ループ帯域
巾を制限する傾向があった。「微同調」コイルを用いて
共振器を同調するときでも、数百kHz以上のループ帯
域巾を得ることは困難であると分かっている。というの
は、このようなコイルは、過剰な位相ずれを誘起するこ
とにより位相固定ループを不安定にする傾向があるから
である。誘導性コイルに依存しない共振器の同調方法
(例えば、バラクタダイオードを用いた方法)は、非直
線的な同調特性を誘起するか又は発振器のQを低下する
ことにより、位相ノイズ性能を悪化する傾向がある。
波数の位相ノイズ特性を有する基準発振器を受け入れる
に充分な広いループ帯域巾にわたって動作する位相固定
発振回路を提供することである。
を大巾に変更することなくその発振回路のループ帯域巾
を増加することのできる技術を提供することである。
て位相修正器を使用し、既存の発振回路よりもループ帯
域巾の広い位相固定発振回路を実現することである。
改善された位相ノイズ特性を有する位相固定発振回路に
関する。この発振回路は、同調可能なキャリア周波数の
キャリア信号を発生するための同調発振器を備えてい
る。キャリア信号は、位相変調器の入力ポートに送ら
れ、該変調器は出力端子にRF信号を付与するように動
作する。エラー検出及びフィードバックネットワーク
は、RF出力信号の予め定められた特性を基準信号と比
較することによりエラー信号を発生する。このネットワ
ークは、エラー信号に基づいて動作して、同調発振器同
調信号を同調発振器の同調ポートに与えると共に、変調
器制御信号を位相変調器の制御ポートに与えるためのル
ープフィルタ構成体を備えている。
ィードバックネットワークは、RF出力信号と基準信号
との間の位相差に基づいてエラー信号を発生するための
位相検出器を備えている。
参照した以下の詳細な説明及び特許請求の範囲から容易
に明らかとなろう。
に示された本発明の位相固定発振回路100の好ましい
実施例の簡単なブロック図について説明する。この発振
回路100は、高周波数のRF出力信号を出力端子10
4に発生するように構成されており、その周波数は外部
DC同調電圧に基づいて制御される。YIG同調発振器
108の粗同調入力に加えられるDC同調電圧は、位相
変調器112のRF入力ポートに加えられるRFキャリ
ア信号の周波数を決定する。位相変調器112によって
発生されたRF出力信号の一部分は、10dBの方向性
カプラー120を経て周波数又は位相比較器116に接
続される。この位相検出器116は、RF出力信号と、
基準発振器124により発生される基準信号との間の周
波数又は位相差に基づいてエラー信号を発生するように
動作する。
同調発振器108と、位相変調器112と、位相比較器
116との間にフィードバックループ構成で接続された
ループフィルタ回路130へ供給される。エラー信号は
このループフィルタ回路130によりフィルタされ、Y
IG同調発振器108の磁気同調コイル(図示せず)へ
周波数微同調信号を供給する。又、ループフィルタ回路
130は、位相変調器112へ変調制御信号を供給す
る。本発明によれば、位相変調器112は、回路100
のループ帯域巾を、基準発振器124により引き起こさ
れる位相ノイズがYIG同調発振器108により生じる
位相ノイズを越え始めるところのクロスオーバー周波数
付近まで便利に拡張できるようにする。ここで使用する
「ループ帯域巾」という用語は、位相固定ループ発振回
路100の合成利得がほぼ1、即ち0dBに等しくなる
ところの位相ノイズ周波数を意味する。
著しい位相ノイズを発生する周波数以上の周波数におい
て位相エラー信号に応答できるように実施される。これ
は、発振回路100を、改良された位相ノイズ性能用と
して設計できるようにする。というのは、そのループ帯
域巾を、所望の高周波数位相ノイズ特性を有する基準発
振器を受け入れるに充分なほど広くできるからである。
まで延びる範囲内の選択された周波数において連続波の
RF出力信号を発生するように設計された発振回路15
0の好ましい実施例を詳細に示すブロック図である。許
容出力周波数は、この範囲にわたり100MHzの間隔
で離間されており、特定の出力周波数は、粗同調YIG
コイルドライバ154へ送られるDC同調電圧を適当に
セットすることにより選択される。YIGコイルドライ
バは、一般に、DC同調電圧を受け取るためのバッファ
比較器と、YIG同調発振器108の粗同調コイル(図
示せず)を付勢するためのトランジスタドライバとを備
えている。YIG同調発振器108は、DC同調電圧の
値に基づいて決定された2.025、2.125、2.
25・・・又は3.0GHzのいずれかの周波数におい
て連続波RF信号を位相変調器112へ供給する。
Fサンプル回路160を備え、これにはRF出力電圧の
サンプル部分が方向性カプラー120を経て接続され
る。このRFサンプル回路160は、典型的に、基準発
振器124から導出される基準信号の高調波を発生する
ためのライン発生器を含む。これら高調波は、RF出力
電圧のサンプル部分と混合され、25MHzの種々の周
波数倍数において1組の差信号、即ちミクサ積を発生す
る。カットオフ周波数が約40MHzであるローパスフ
ィルタ164は、25MHzの差信号のみを増幅器16
8によって通せるようにする。図4に示すように、増幅
器168は、位相検出器172の第1入力176に接続
されている。位相検出器172の第2入力180は、1
00MHzの基準信号を÷4回路184に分割通過させ
ることにより導出した25MHzの基準信号で駆動され
る。次いで、位相検出器172は、低周波数経路及び高
周波数経路ループフィルタ190及び194へエラー信
号を供給する。これらループフィルタ190及び194
は、発振回路150内の低周波数及び高周波数フィード
バック経路Plow 及びPhighを各々閉じるように働く。
て発生されるRF出力信号は、クロスオーバー周波数よ
り低いRF出力周波数では基準発振器により誘起される
位相ノイズ特性を含むことが望ましい。クロスオーバー
周波数より高い周波数では、YIG同調発振器により形
成される位相ノイズが、発振回路への基準発振器の位相
ノイズの注入により生じるものより小さくなる。RF出
力信号が、クロスオーバー周波数より低い位相ノイズに
対して基準信号の位相ノイズ特性を示すようにするため
には、基準発振器により発生されるRF信号エネルギー
を、エラー信号の周波数がクロスオーバー周波数に到達
するまでは、エラー信号によって制御することが必要で
ある。上記したように、既存のYIG同調発振器の微同
調コイルが応答することのできる最大周波数は、所望の
クロスオーバー周波数よりも一般的に著しく低いもので
ある。従って、従来の発振回路は、これまで、YIG同
調発振器の微同調範囲より高い周波数で動作するときに
は、そこに含まれた基準発振器の位相ノイズ特性を示さ
ないようにされていた。
8の出力に位相変調器112を組み込むことにより、本
発明では、従来の発振回路のこの欠点を克服することが
できる。より詳細には、位相変調器112は、位相検出
器172によって発生されたエラー信号がRF出力信号
の位相ノイズの内容を決定するところの周波数レンジを
効果的に拡張する。この点について、高周波数の経路フ
ィルタ194が実現され、高周波数フィードバック経路
Phighを経て変調器112へ送られる同調信号は、クロ
スオーバー周波数より高い周波数では著しく減衰され
る。低周波数経路フィルタ190は、低周波数フィード
バック経路Plow に関する利得を、YIG共振器の微同
調コイルの感度要求を満たすに充分なものに強制するよ
う設計される。更に、フィルタ190の特性点は、一般
に、低周波数経路がYIG微同調コイルの最大同調周波
数(例えば、300kHz)において利得1を示すよう
に選択される。このように、本発明では、既存のYIG
同調発振器の高周波数同調能力に係わりなく、改良され
た基準発振器の減少された高周波数位相ノイズを利用す
ることができる。
実施例が詳細に示されている。図5及び6に示すよう
に、粗同調のYIG共振器コイルドライバ154は、電
流ドライバトランジスタ254に接続された比較器25
0を備えている。YIG同調発振器108の粗同調コイ
ルの発振周波数は、トランジスタ254によって供給さ
れる電流に比例する。ドライバ154は、感知抵抗25
8にまたがる電圧が外部DC同調電圧に一致するように
粗同調コイルの電流を調整するよう動作する。図5、6
の実施例において、粗同調コイルの感度は約20MHz
/ボルトである。従って、例えば、YIG同調発振器1
08が2025MHzのRF信号を発生するようにさせ
ることが所望される場合に、必要とされるドライバ電流
は2025/20mA、即ち101.25mAである。
感知抵抗258の値が1Ωに選択された場合には、必要
な同調電圧が202.5mVとなる。
からの100MHz基準信号は、パワースプリッタ26
2により分割される。パワースプリッタ262の一方の
出力ポートは高調波ライン発生器266に接続され、一
方、他方の出力ポートは÷4回路194を駆動する。ラ
イン発生器266は100MHz基準の高調波を発生
し、これらは、その後、パスバンドが2ないし3GHz
に延びるバンドパスフィルタ270によってフィルタさ
れる。フィルタされた高調波は、次いで、方向性カプラ
ー120を経てミクサ274へ送られるRF出力信号の
一部分と混合される。ミクサは、RF出力信号の周波数
と基準高調波との和と差に等しい種々の周波数において
複数の信号を発生する。これら信号の1つは、約25M
Hzの周波数を有し、そして選択されたRF出力周波数
と、100MHz基準信号の最も近い高調波との間の周
波数差に対応する。
により発生された他の信号から25MHzの差信号を抽
出するために、約40MHzのカットオフ周波数を有し
ているのが好ましい。増幅器168は、25MHzの差
信号を増幅した後に、入力176を経て位相検出器17
2へ供給する。
172は、ナンドゲート280と、第1及び第2のフリ
ップ−フロップ比較器284及び288とを備えてい
る。この場合も、÷4回路184からの25MHz基準
信号は、第2の入力ポート180を経て位相検出器17
2へ供給される。動作中に、フリップ−フロップ284
の入力Cを駆動する差信号の周波数/位相が、フリップ
−フロップ288の入力Cに送られる25MHz基準信
号の周波数/位相に合致するときには、フリップ−フロ
ップ288のQ出力は論理1にセットされ、そしてフリ
ップ−フロップ284のQバー出力は論理0にセットさ
れる。差信号の位相が25MHz基準信号の位相より進
み始めた場合には、フリップ−フロップ284のQバー
出力が論理1にパルス付勢される。差信号の位相が基準
信号より遅れる場合には、フリップ−フロップ288の
Q出力は論理0に移行する。このように、高周波数パル
ス流より成るエラー信号が、位相検出器172により、
抵抗ネットワーク292を経て低周波数経路及び高周波
数経路ループフィルタ190及び194へ送られる。こ
のパルスシーケンスによって定められる包絡線は、RF
出力端子104における位相ノイズの周波数に等しい周
波数のものである。
販の集積回路の位相検出器を用いて実施することができ
る。例えば、アナログ・デバイス・インクによって製造
されているAD9001超高速位相/周波数弁別器は、
DCから約200MHzまでの周波数範囲の入力信号の
位相/周波数を直接比較することができる。
経路Plow 及びPhighの実施例を説明するために参照す
るフィードバックループ伝達特性のボード線図である。
ここでは、基準発振器の位相ノイズは、キャリアに対し
て約106ラジアン/秒(≒1.59MHz)のクロス
オーバー周波数までの周波数についてはYIG同調発振
器の位相ノイズよりも小さいと仮定する(図2参照)。
この点について、図7の実線は、二次ループ伝達特性、
即ち40dB/デケードロールオフに対応し、これは約
1.59MHzのクロスオーバー周波数を生じるもので
ある。低周波数経路Plow の所望の応答が図7に点線で
示されており、約150KHzのブレーク周波数より低
い周波数については二次ループ伝達特性に一致する。更
に、図7の破線は、高周波数経路Phighの所望の応答を
示し、これは、ブレーク周波数より大きな周波数に対す
る全ループ利得を決定することが明らかである。
れた応答を示すようにさせる低周波数経路ループフィル
タ190の伝達特性を決定するためには、ループフィル
タ190が存在しない場合の経路Plow のDC利得を最
初に決定することが必要である。低周波数経路Plow に
含まれた部品に対する例示的なパラメータを以下に示
す。 部品パラメータ パラメータ値 位相検出器(172)の感度 0.8ボルト/ラジアン 位相変調器(112)の感度 1ラジアン/ボルト YIG(108)微同調コイルの感度 200KHz/mA フィルタ190の出力抵抗(296) 50Ω
は、20mA/ボルトの伝達関数に対応する。従って、
YIG同調発振器108の全有効感度は、200KHz
/mAx20mA/ボルト、即ち4MHz/ボルト
(2.5E7ラジアン/ボルト)に等しい。従って、ル
ープフィルタ190によって作用される利得がない場合
の低周波数経路Plow のDC利得(LGlow )は、次の
通りである。 LGlow =0.8ボルト/ラジアンx2.5E7ラジア
ン/ボルト=2E7 =20log 2E7dB =146dB 位相は周波数の導関数であるから、位相検出器172及
びYIG同調発振器108の組み合わせより成る回路
は、一般に、20dB/デケードの利得ロールオフを示
す。これは、ループフィルタ190のない低周波数経路
の伝達特性によって明らかであり、これは、図7の一点
鎖線によって示され、20dB/デケードの傾斜をもつ
ことが明らかである。
波数経路のブレーク周波数が同一に選択されたが、低周
波数フィルタ190の特性点は、一般に、YIG微同調
コイルの利得がロールオフを開始する周波数に一致する
よう選択される。好ましい実施例では、YIG微同調コ
イルは、キャリア周波数に対して約200ないし300
KHzの同調範囲を有する。従って、低周波数フィルタ
190は、200KHzを越える周波数においてYIG
微同調コイルに入射する信号の充分な減衰を確保するた
めに約150KHz(10×106ラジアン/秒)のブ
レーク周波数をもつように設計される。
は、通常は、このフィルタ194のカットオフ周波数即
ち0dB利得の周波数が、YIG同調発振器108の位
相ノイズが基準発振器124により誘起されるものより
小さくなるクロスオーバー周波数に等しくなるように選
択される。
経路Plow の伝達特性が、指示されたブレーク周波数1
50KHz未満の周波数に対して所望の応答(図7の実
線)に等しくなるように設計される。図5、6を参照す
れば、フィルタ190は、比較器314及びフィードバ
ックキャパシタ318で構成された積分器310を含ん
でいる。積分器310の利得は、Xc/R1に等しい。
但し、Xcはキャパシタ318のリアクタンスであり、
そしてR1は抵抗322及び324の並列組合体に対応
する。R1が500Ωに選択されると仮定すれば、Xc
は、低周波数経路に所望の6dBの利得が存在するため
には10×106ラジアンのブレーク周波数において2
50Ωであることが必要である。従って、キャパシタ3
18は、4000pFの値をもつように選択される。
合も同じ手順をたどる。フィルタ194がない場合の高
周波数経路Phighのループ利得LGhighは、位相検出器
及び位相変調器の感度の積として表される。即ち、 LGhigh=0.8ボルト/ラジアンx1ラジアン/ボルト =20log 0.8dB =−1.9dB 図7を参照すれば、10×106ラジアンのブレーク周
波数における高周波数経路Phighの所要利得は、20d
Bである。従って、フィルタ194は、21.9dBの
利得を示すと共に、ブレーク周波数を越える周波数につ
いて20dB/デケードの利得でロールオフするように
設計される。このように、全ループ利得は、10×10
7の指定のカットオフ周波数において0dBに下がるよ
うにされる。以下で述べるように、これは、フィルタ1
94内の部品の値を適当に選択することによって達成さ
れる。
は、比較器350と、フィードバックキャパシタ354
と、フィードバック抵抗358とで構成された積分器を
備えている。フィルタ194は、位相検出器172によ
り抵抗364及び368の並列組合体を経て駆動され、
これは、ここに示す実施例では、500Ωの等価抵抗を
与える。21.9dBの所要利得は、12.4の電圧利
得に等価であるから、フィードバック抵抗354の値
は、500x12.4、即ち6200Ωに等価である。
ブレーク周波数において20dBの所要ロールオフを得
るためには、ブレーク周波数におけるキャパシタ354
の容量性リアクタンスが抵抗358の大きさに等しくな
ければならない。従って、キャパシタ354の値は、1
/(6200x10×106)、即ち161pFに等し
い。
明したが、これは本発明を単に解説するものに過ぎず、
本発明をこれに限定するものではない。特許請求の範囲
に規定された本発明の真の精神及び範囲から逸脱せず
に、種々の変更がなされ得ることが当業者に明らかであ
ろう。
ように設計された従来のYIG同調発振回路のブロック
図である。
り従来のYIG発振回路内に生じる位相ノイズを表すグ
ラフである。
例を示す簡単なブロック図である。
ロック図である。
low 及びPhighが含まれた発振回路の好ましい実施例の
左半分を詳細に示す図である。
low 及びPhighが含まれた発振回路の好ましい実施例の
右半分を詳細に示す図である。
説明する上で参照するフィードバックループ伝達特性の
ボード線図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 出力端子に出力信号を与える位相固定発
振回路において、 同調可能なキャリア周波数のキャリア信号を発生するた
めの同調発振器手段であって、同調発振器同調信号を受
け取るための少なくとも1つの同調発振器同調ポートを
有している同調発振器手段と、 上記キャリア信号が加えられる入力ポート、変調器制御
信号を受け取る変調器制御ポート、及び上記出力端子に
上記出力信号を与える出力ポートを有した位相変調器
と、 上記出力信号の予め定められた特性を基準信号と比較し
そしてその比較に基づいてエラー信号を発生するための
エラー検出手段と、 上記エラー信号に基づいて上記同調発振器同調信号及び
上記変調器制御信号を発生し、上記同調発振器同調信号
を上記少なくとも1つの同調発振器同調ポートに加え、
そして上記変調器制御信号を上記変調器制御ポートに選
択的に加えるためのループフィルタ手段とを備え、この
ループフィルタ手段は、上記エラー信号の周波数が予め
定められたクロスオーバー周波数よりも大きいときに上
記エラー信号を減衰する手段を含むことを特徴とする位
相固定発振回路。 - 【請求項2】 上記出力信号の予め定められた特性は、
上記出力信号の位相であり、上記エラー検出手段は、上
記RF出力信号と上記基準信号との間の位相差に応答し
て上記エラー信号を発生する位相検出手段を含む請求項
1に記載の位相固定発振回路。 - 【請求項3】 上記ループフィルタ手段は、上記位相検
出手段と上記同調発振器の同調ポートとの間に作動的に
接続された第1ループフィルタと、上記位相検出手段と
上記変調器の制御ポートとの間に作動的に接続された第
2ループフィルタとを含み、該第2ループフィルタは、
上記同調信号が上記予め定められたクロスオーバー周波
数を越える周波数で相当に減衰させられるように上記予
め定められたクロスオーバー周波数に関連したカットオ
フ周波数を有する請求項2に記載の位相固定発振回路。 - 【請求項4】 位相固定発振器において出力端子に位相
固定出力信号を与える方法であって、上記位相固定発振
器によって実行されるこの方法は、 同調可能なキャリア周波数のキャリア信号を発生し、 上記出力信号の位相である予め定められた特性を基準信
号と比較することによってエラー信号を発生し、 上記エラー信号に基づいて第1及び第2の同調制御信号
を発生し、第2の同調制御信号は、上記エラー信号の周
波数が予め定められたクロスオーバー周波数を越えると
きに上記エラー信号を減衰することによって発生され、 上記キャリア信号の上記キャリア周波数を上記第1の同
調制御信号に基づいて同調し、そして上記キャリア信号
の位相を上記第2の同調制御信号に基づいて選択的に変
調して上記出力信号を発生する、 という段階を備えたことを特徴とする方法。 - 【請求項5】 上記第1及び第2の同調制御信号を発生
する上記の段階は、上記出力信号と上記基準信号との間
の位相差を決定することによりエラー信号を発生する段
階を備えた請求項4に記載の方法。 - 【請求項6】 上記第1及び第2の同調制御信号を発生
する上記の段階は、上記エラー信号をフィルタする段階
を含む請求項5に記載の方法。 - 【請求項7】 上記エラー信号をフィルタする段階は、
上記エラー信号を低周波数経路伝達特性に基づいてフィ
ルタして上記第1の同調制御信号を発生し、そして上記
エラー信号を高周波数経路伝達特性に基づいてフィルタ
して上記第2の同調制御信号を発生する段階を備え、上
記高周波数経路伝達特性は上記クロスオーバー周波数に
関連される請求項6に記載の方法。 - 【請求項8】 上記エラー信号を発生する段階は、 上記基準信号の少なくとも1つの高調波を発生し、そし
て上記基準信号の上記少なくとも1つの高調波と上記出
力信号との間の位相差を決定するという段階を備えた請
求項5に記載の方法。
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