JPS63252014A - 位相同期方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、入力信号の周波数及び位相に追随する位相同
期方式に関する。

（従来の技術とその問題点） 従来から、ＰＬＬ（フェーズロックループ）方式による
位相同期回路は、位相変調波を復調する際に必要な基準
信号を作成するための搬送波再生回路や、またある電波
を追跡する際の周波数トラッキング回路などに広く利用
されている。このＰＬＬ方式による位相同期回路の周波
数及び位相引き込み特性は、ループ利得、ループフィル
タの特性及び位相比較器の特性によって定まる等価雑音
帯域幅（ループ帯域幅）に依存する。このループ帯域幅
を広く取ると引き込みは速くなり、狭くすると遅くなる
。しかし、ループ帯域幅が広いと定常時の出力位相ジッ
タが大きく狭いと小さい。

一般に、位相同期回路としては、速い引き込み特性を有
すること及び定常時の位相ジッタが小さいことが要求さ
れるが、これら２つの要求は、上述のように背反する問
題である。

この問題を解決する従来技術の例が、ＴＤＭＡ通信方式
の搬送波再生回路の一部に用いられている。ここで、Ｔ
ＤＭＡ信号は複数の互いに非同期のバースト信号からな
るため、この信号を復調するには、各バーストに対して
基準信号を作成しながら復調動作を行わなければならず
、このための搬送波再生回路としては極めて短時間のう
ちに同期を確立し得るものでなければならない。

また、ＴＤＭＡ信号は、伝送速度が一般に高いので、定
常状態での位相ジッタは極めて小さいものが要求される
。この要求を満たすため、搬送波再生回路は、引き込み
時にはループ利得を上げループ帯域を広くして引き込み
を速くし、定常時にはループ利得を下げループ帯域を狭
くして位相ジッタを減少するように制御されている。

図１は上述の従来技術の構成例を示すものであり、図１
　（ａ）において、１０１は信号入力端子、１０２は位
相比較器、１０３はＶＣＯ（電圧制御発振器）、１０４
は増幅器、１０５はループフィルタ、１０６はタイミン
グ信号入力端子、１０７は出力端子である。

また、図１　（ｂ）は位相比較器１０２の位相比較特性
を示すものであり、横軸に入力信号とＶ　Ｃ０１０３の
出力信号との位相差θをとり、縦軸に出力電圧をとって
いる。

図１の従来例は次のうように動作する。位相比較器１０
２は入力信号とＶ　Ｃ０１０３の出力信号との位相の差
分を電圧として出力する。この電圧は、増幅器１０４．
ループフィルタ１０５を通り、ＶＣＯ１０３に加わり、
Ｖ　Ｃ０１０３の発振信号の周波数と位相とを入力信号
の周波数と位相とに近づけるように制御する。ここで、
増幅器１０４は、前述のように、引き込み時か定常時か
によってループ帯域幅を変更するためにループ利得を調
整するものであり、別途検出され端子１０６に供給され
るタイミング信号によってその増幅度が制御される。

本方式による欠点としては、ループ帯域を変更するため
、いつ引き込みを開始するか、また、いつ定常状態にな
ったかのタイミング情報を必要とするということである
。このことは、タイミングを検出し、またタイミング情
報を作成するための回路を必要とし、装置の複雑化を招
いていた。

一方、このＰＬＬ方式による位相同期回路には、ハング
アップ現象と呼ばれる位相引き込み特性の劣化現象もあ
り、短時間で位相同期を確立しなければならないところ
に適用することは困難であった。

ハングアップ現象とは、図１（ｂ）の位相比較特性から
解るように、入力信号１０１と端子１０７に出力するＶ
　Ｃ０１０３の出力信号との間の位相差がπであるとき
、位相比較器１０２の出力は零となり、ＶＣＯ１０３の
発振位相は変化せず位相差がπのまま安定してしまい同
期が確立できない状態をいう。

また、位相差が正確にπでなくとも極めてπに近い時は
、ハングアップ現象とみなせる現象が起こり、位相比較
器１０２の出力が零に近い値となり、同期確立に長い時
間を必要とするという欠点があった。

このハングアップ現象を救済し、同期引き込み特性を改
善する方法がｒＴＤＭＡ信号の同期復調に用いる搬送波
再生回路の検討」と題する文献（儒学会誌論文誌ｖｏｌ
、　５４−Ｂ、　Ｎａ４１９７１　、　　Ｐ１６０〜１
６７）に記載されている。本手法はキックオフ方式と呼
ばれ、同期開始時点において位相差を測定し、位相差が
πに近いときには、ハングアンプ領域（π近傍）から安
定領域（０近傍）へ強制的にπだけ移相させる方式であ
る。この方式には、前述したループ利得を引き込み時と
定常時で変化させる方式と同様に、同期開始時点を知ら
ないと動作できないという欠点がある。また、入力信号
に雑音が含まれる場合には、ハングアップ現象が生じて
いるのにこれを検出できなかったり、ハングアップ現象
ではないのにハングアップ現象と判定してしまったり、
いわゆる不検出や誤検出の問題があり、ハングアップ現
象を完全に取り除くまでに至っていない。

（発明の目的） 本発明は、上述した従来の位相同期方式の欠点を解決す
るためになされたもので、ハングアップ現象が起こらず
、かつＴＤＭＡ信号で見られるような複数の互いに非同
期でしかも大きな周波数偏差が存在するバースト信号に
対しても極めて短時間のうちに同期確立が可能な位相同
期方式を提供することを目的とする。

（発明の構成と特徴） 本発明の特徴は、ハングアップ現象の原因となる位相比
較器を用いないで、直接受信信号を直交関係にある２つ
の参照信号で検波し得られたベースバンド信号をディジ
タル演算し、受信信号と参照信号との周波数差９位相差
を最適化手法を用いて推定し、これらを用いて位相同期
を行うことである。

また、高速でしかも高安定の同期を確立するために、ル
ープ内にメモリーを有し、このメモリーを利用すること
により、引き込み時か定常時かを判断し、引き込み時に
は、高速の位相同期を可能とし、定常時には位相ジッタ
の小さい高安定な位相同期を可能としている。

本発明によると、ハングアップ現象がなく、大きな周波
数偏差のあるＴＤＭＡ信号に対しても高速にしかも高安
定に引き込みが可能となり、また本発明は、ディジタル
演算処理により実現されていることから、アナログ回路
の場合と異なりその特性を容易に設定変更することが可
能であり、伝送路状態を考慮してシステムとして位相同
期に要求される最適精度を設定することが容易である。

（実施例） 以下、図面を用いて本発明の実施例について詳細に説明
する。

図２は本発明の第１の実施例で、フィードバックタイプ
の場合について示す図である。１は人力信号端子、２．
３は乗算器、４．５は低域通過フィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）
、６．７はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、８
はディジタル演算器、９はπ／２移相器、１０は可変移
相器、１１はＶＣＯ（電圧制御発振器）、１２は再生信
号出力端子を示す。ここで、１の入力信号に変調が施さ
れている場合には、変調成分が除去された後の信号が入
力されるものとする。受信信号Ｓ　（ｔ）は無変調信号
とする七一般に次式で表わされる。

Ｓ　（ｔ）　−ＪＨＡ　ｃｏｓ　　θ（ｔ）　＋ｎ　（
ｔ）　　−−−−−−−−−−−（１）式（１）で、Ａ
は受信信号の振幅レベルを示し、θ（ｔ）。

ｎ　（ｔ）はそれぞれ受信信号の位相成分、雑音成分を
示し、それぞれ次式によって表わされる。

θ（し）＝ω。ｔ　＋Δω（＋θ　　−・−−−−・−
・−・−・・−・−一−−・・（２）但し、ω。は受信
信号の基準となる角周波数を示し、Δωは基準信号から
の角周波数偏移量、θは初期位相とする。

ｎ　（ｔ）　＝　ａ　ｎ　、　（ｔ）ｃｏｓθ（１）＋
　ａ　ｎ　ｚ（ｔ）ｓｉｎθ（ｔ）　・−−−−−−−
−＝−（３）但し、ｎ　１（ｔ）、　　ｎ　ｚ（ｔ）は
互いに直交関係にある平均値０のガウス雑音成分である
。図２の回路では、雑音を含む受信信号Ｓ　（ｔ）から
、精度よくθ（１）を推定し、受信信号に同期した信号
を再生することを目的としている。

以下、本回路の基本となる動作について説明し、その後
ＴＤＭＡ信号などのような非同期のバースト信号に対す
る場合について説明する。受信信号ｓ　（ｔ）は乗算器
２，３により直交関係にある９１．１０１の信号とそれ
ぞれ乗算される。１０１　、９１の信号はそれぞれ次式
によって表わされる。

ｅ　＋　（ｔ）　＝　ａ　ｃｏｓθ＋（ｔ）　　　−−
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−（４）ｅｚ（
ｔ）＝ｖ’Ｎ５ｉｎθ、（ｔ）　　　　−−−−−−−
−−−−−−−−−−−＝−−−１５）但し、θ１（ｔ
）は、ＶＣ○１１の発振角周波数ω。°〔＝ω。＋Ω。

〕及び移相器１０で制御される位相偏移量Ｔ０よりなり
次式で表わされる。

θ、　（１）−ω。ｔ＋ε。ｔ−＋−７０・−−−一−
−・−・・・−一−−−−−・−・（６）但し、Ω。及
びＴ、はディジタル演算器８で推定された周波数差及び
位相差を示すが、以下の説明では、これら２つの値は初
期状態すなわち零から始まるものとする。

乗算器２．３の出力信号２１．３１はそれぞれＬＰＦ４
，５を通り高周波成分が除去されＬＰＦ５゜４の出力信
号５１．４１にはそれぞれ次式に示す信号が得られる。

）’　１（ｔ）　＝　７７　（ｔ）ｃｏｓ　ξ（ｔ）　
　　−−−−−−＝−−−−−−−−−−−−−１７）
ｙｚ（ｔ）＝η（ｔ）ｓ　ｉ　ｎ　ξ（１）　　　・−
・−・・−・−・・−・・−・・−・・−（８）但し、 ξ（ｔ）＝θ（１）−θ１（ｔ）−ψ（ｔ）−・−−一
−・−・０■式（７）、　（８）で表される信号は、タ
イミング周期ＴでサンプリングされＡ／Ｄ変換器６．７
により、ディジタル信号化される。第１番目のサンプル
におけるＡ／Ｄ変換器７，６の出力信号７１．６１はそ
れぞれ次式で表わされる。

ＸＩ＝７７！　ＣＯ５ξｉ　　　−−−−−−−−−−
−−−−−−−−−−−−０２）Ｙ、＝η６　ｓｉｎ　
ξ、　　−・・−・・−・−・−−−一−・・・−・−
・−・−側但し、 ξ１　＝θ（ｔ、）−θＩ（ｔｚ）−ψ（ｔりｔｉ　　
−ｔｚ−ｔ　　＝’ｒ ディジタル演算器８では、Ｘ、、Ｙ、を用いて以下に示
すような演算を行いθ（１）を推定する。

まず、入力されるサンプル点ごとのｘ、、ｙ。

を用いて、弐Ｑ４）、（１つに示される演算を行い、η
１゜ξ、を求める。

弐０ωで示されるξ、は−π≦ξ、≦πの範囲の上値で
しか求めることができない。

従って、以下に示す操作により、各サンプル点における
正味の角回転両Ａ、を求める。

ここで、Ａ、とξ盈との間には次式に示す関係が成立す
る。

Ａ五（ｍｏｄ２ｔｔ）＝ξ、−−−−−−−−−−−−
−−−ａ’ｎ式０７）の関係を用いることにより弐〇２
）、　０３）は次式となる。

Ｘム＝ηムｃｏｓＡ！　　　　・・−曲・曲回−・・・
−曲・・・０■Ｙ　６　＝　ηｉ　ｓ　ｉ　ｎ　Ａ　、
−−−−−−−−−−−−−・−−−・−−−−−−−
−０９）次に弐〇８）、θ田を用いることにより、Δω
とθを推定する手法について示す。

ここで、推定するΔωとθを適宜的にそれぞれε１゜′
ｉ″、と置く。

ε、とｆ＋を用いて式（１Ｂ）、　Ｇ９）を次式のよう
に変形する。

Ｘａｌ＝７７ｉ　ｃｏｓ（Ａｔ　　Ｇｌｔ＋　　’Ｆｌ
　）・・−（２ｅＹｅｔ＝７７　ム５ｉｎ（Ａｔ　　Ｇ
＋　　ｔ＝　　？ｌ）　−−−［２１１次に、ｔ、から
ｔＮ−１までのＮサンプルに対して以下の操作を考える
。

式ａｓ、＋２１の関係から明らかなようにＹａＮが最大
値を取る場合、あるいは？。８が最小値を取る場合が、
Δω及びθをΩ１及び′７″１で最も正しく推定したこ
とになる。

従って、Δω及びθを推定する問題は、７．１４が最大
となる時（あるいは７．Ｍが最小となる時）のε１及び
ｆ　＋を求めることに帰着する。

￥、が最大となるためのε、及びＴ、は、最適化手法の
１つであ、る偏分法を用いることにより以下のように求
めることができる。

まず、式（２）をΩ１及びＴ、の関数として偏微分する
。

一心＋Ｌｍ　　’２ｒ＋）・−・・・・・・（社）−ε
＋１ｍ　　？υ−・・・・−・凶 ここで、マ、が最大となるためのε１及び７′１　は、
式（社）、ｃ！９がＯとなる時の解である。

一方、６０勺ε１．θｆｂ　７１であれば、次式の関係
が成立する。

ｓｉｎ（Ａｍ　　ｉＱ＋ｔｍ　　ｉｔ）　ｚＡｌｌ−ε
１ＬＩＩ　Ｔ＋　　　　−−−−−−−−−−−−−−
・−凶式（至）の関係を用いて、式（社）、（２５１の
連立方程式を解くことにより、Ω、及び′ｉ′１は以下
のように求めることができる。

Σ　ηｋＡ、Σ　ηｋｔｋ−Σ　ηｋｔｋΣ　ηｋｊｋ
Ａｋ１１１１６に一０ｋ−６に−０ 式（２）、＠において、ｔ、は式（ハ）、Ｑｌ）に示し
たように便宜的に考えた時間である。従って、ここで番
よｔｋ＝ｋＴと考える。

上述の関係を弐翰、＠に代入すると、Ｇ＋　、　？’ｔ
はそれぞれ次式のように求まる。

式叱０荀に相当する演算は、図２に示すディジタル演算
器８で行なわれる。ディジタル演算器８の一構成例を図
３に示す。

図３で、７１．６１にはサンプル点ごとのＸｔ、Ｙｉが
入力される。１３は位相演算器、１４は正味の周回転量
演算器、１５は受信信号の振幅レベル演算器、１６は乗
算器、１７は加算器、１８はε、′ｉ″の推定器、２０
はデータサンプル数カウンタであり、８１．８２には推
定器１８で推定されたＴ、εが出力される。

図３のディジタル演算器８の動作は、位相演算器１３で
は式０ω、周回転量演算器１４では式０ω、振幅レベル
演算器１５では代置、乗算器１６．加算器１７では式（
至）、０叫の各エレメントに相当する演算を行う部分で
あり、推定器１８では加算器１７の出力で得られる各エ
レメントの値を用いて式（至）、（横に対応するε、Ｔ
を演算する。ここで出力端子８２．８１に得られたεと
Ｔは、図２のＶＣＯＩＩ及び移相器ＩＯを制御する。

但し、ＶＣＯＩＩは電圧値で周波数を制御することから
、図２のディジタル演算器８の出力εは、ＶＣＯＩＩの
基準信号ω。からεだけ偏移した周波数を出力するため
の電圧値に変換されこの電圧値が出力端子８２を介して
ＶＣＯＩＩに入力されるものとする。また移相器１１は
、例えば位相差に応じた遅延線回路で実現することがで
き、ディジタル演算器８の出力端子８１への出力Ｔに応
じて可変移相器１０を構成する遅延線の遅延量を変更す
る。

これらの操作により、端子１２に受信信号１と位相同期
した信号が出力される。

以上、フィードバックタイプの場合の位相同期回路につ
いて説明した。次に本発明の第２の実施例について説明
する。図４にフィードホワードタイプの実施例を示す 第１の実施例では、ディジタル演算器８で推定した周波
数差８２２位相差８１をＶＣＯＩｌ、移相器１０にそれ
ぞれ帰還し参照信号そのものの周波数と位相を制御し、
受信信号と位相同期させるフィードバックタイプの位相
同期回路であった。これに対し、図４に示すフィードホ
ワードタイプでは、固定発振器１９の出力をそのまま参
照信号波としており、参照信号波としては常に一定の周
波数値を持つ。ディジタル演算器８での処理は、第１の
実施例で説明した場合と同様であり、ディジタル演算器
８の出力８１．８２には、受信信号と固定発振器出力信
号との間の位相差１周波数差の推定値がそれぞれ出力さ
れる０図４の可変移相器ＩＱ、　　ＶＣＯＩＩは、出力
端子８１．８２にそれぞれ出力される位相差。

周波数差によって制御され、出力端子１２に再生信号が
得られる。

以上述べた操作が本発明の基本となるものである。次に
本位相同期回路を複数の非同期の信号がバースト状に受
信されるＴＤＭＡ通信に適用する場合あるいは、受信信
号が伝送路状態により時間的に変動するような場合に対
して本位相同期回路を適用する場合について説明する。

図５にディジタル演算器８で推定された角周波数偏移Ｎ
（Ω、）の時間的変化の１例について示す。

図５を用いて、図２に示された本発明の位相同期回路の
動作について説明する。

時間ｔ０からＬＨ−１までのＮサンプルを用いて周波数
差Ω、及び位相差７′１を推定する。この時、推定され
たΩ１とｔｏからＬＨ−１までのｖＣＯ出力出力周波数
色の差分Ｅ、を求め、Ｅｌとある決められたスレッシッ
ールド値Ｅ、と比較する。この時例えばＥ、がＥ、より
大きい場合には、受信信号の変動が大きいと判断し、（
ＴＤＭＡ信号では引き込み時に相当する）ｔ、ｌからは
、（２）式に示されるようにＶＣＯＩＩの発振周波数を
（ω。十Ω、）とし、移相器１０の位相を７１とする。

次に、ｔＮからＬ２□１までのＮサンプルに対して、上
述と同様にεｔ　＋　Ｔｔを推定し、Ω１とε２の差分
Ｅ！を求めＥ、と比較する。

図５の例では、Ｅ２もＥ、より大きな値となり、ＶＣｏ
ｌｌの発振周波数をｔ２．４から（ω。十ε２）に変更
した場合について示す。図４では更にｔｚＮからｔ３Ｎ
−１までのＮサンプルを用いて推定されたΩ。

とε２の差分Ｅ、は、Ｅ３より小さい場合について示し
である。この場合には、受信信号の状態が安定している
ことが類推できる。（ＴＤＭＡ信号では定常状態） この場合には、ｔ２ＮからのＶＣＯＩＩの発振周波数は
（ω。十９２）のままにしておき、引き続きｔｆｆＮか
らのＮサンプルを取り込み、ｔｚＮからの２Ｎサンプル
を用いΔωとθを推定する。このようにΔωとθの推定
に使用するサンプル数を増加させることは、ＰＬＬ方式
で言うと、ループ帯域を狭めることに相当し、位相ジッ
タの小さい位相同期が可能となる。

但し、２Ｎサンプルを取り込む期間において、受信信号
の急激な変動を検出するために図５に示すように、ｔ　
！Ｎ＋１からｔ３ＮまでのＮサンプルを用いてε１１＋
　１ｒ３＋も推定しておく、同様に、ｔｉＮ＋□からｔ
。４．まで、ｔ！Ｍｌからも、８．ｔまでのように、連
続したＮサンプルのデータを用いてΩ、２．ε１゜と順
次推定操作を、上述した２Ｎサンプルを用いた推定操作
と並行して行っていく。

ここで、連続したＮサンプルを用いて順次推定されたε
３１＋　島、ｔ・・・とε２との差分Ｅ、、、Ｅ、２・
・・をそれぞれ求めておきそれぞれをＥ３と比較する。

図５では、ｔ３Ｎからｔ４Ｎ−１までのＮサンプルの間
で求まるＥｊｉ　Ｅ３ｚ、・・・Ｅ３＋Ｎ−１がすべて
Ｅ、より小さい場合について示す。ｔ４，４時において
、ここでｔｚＮからｔ４ト、までの２Ｎサンプルを用い
て推定されたＩＱ４　、　’ｔ＜　１”　Ｖ　Ｃ０１１
及び移相器１０ヲ制御する。

もし、ｔ４Ｎから系が安定している場合には、上述した
ような操作により２Ｎサンプルごとに位相同期を行って
いく。

ここで例えば、２Ｎサンプルごとの制御に入った状態で
、受信信号が急激に変動した場合（ＴＤＭＡ信号ではバ
ースト信号が変化した場合に対応する）には、図５の例
に示すように、ｔ　ａ）Ｉｎｘ時において、Ｎサンプル
を用いて推定されたε４□と９４との差分Ｅ４！がＥ、
より大きくなることで検出することが可能である。この
場合には、１４Ｎ＋ｆｆｉの時点で、ＶＣＯＩＩと移相
器１０をｔ　３Ｎ＋１からｔ　４Ｎ＋２までのＮサンプ
ルにより推定されたε４□と′Ｆ４□で制御し、受信信
号の急激な変動に対しても位相同期が可能となる。

以上述べたように、本位相同期回路では、引き込み時か
定常時かを判断することが可能であり、引き込み時には
、Δωとθの推定に使用するサンプル数を小さく取るこ
とにより高速の引き込みを可能とし、定常時においては
、使用するサンプル数を多く取り、高品質の位相同期を
可能とする。

一方、Δωとθの推定に使用する単位となるサンプル数
（上述の実施例ではＮとしている）、定常時に使用する
サンプル数（上述の例では２Ｎとしている）及び周波数
差のスレッショールドＷ　Ｅ　ｓは、伝送路状態、シス
テム全体から見て位相同期回路に要求される精度等から
決定されるものである。これらのパラメータは、周波数
差２位相差の推定がディジタル演算で求められているこ
とから、容易に変更することができる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明による位相同期方式
によれば、受信信号と再生信号との周波数偏差量及び位
相誤差量を直接最適化手法を用いて推定しており、周波
数偏差２位相誤差が大きい場合に対しても正確に求める
ことが可能である。

また、最適化手法を用いた周波数偏差及び位相誤差の推
定に際して、使用するサンプルデータ数は、受信信号の
状態（例えばＴＤＭＡ信号の引き込み時あるいは定常時
）に応じて任意の数に取ることが可能である。これによ
り、引き込み時には少ないデータサンプル数を用いて高
速で位相同期を確立することができ、定常状態時には、
データサンプル数を多く取り、高品質の位相同期を確立
することが可能となる。ここで、引き込み時、定常状態
時の判定は、ループ内で過去において推定された周波数
偏差量９位相誤差量の履歴を記憶しておくことにより可
能となる。

更に、推定のために使用するデータサンプル数等のパラ
メータは、外部から伝送路状態に応じて容易に変更可能
であり、最適な位相同期方式を提供することが可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

図１（ａ）は従来のＰＬＬ方式による位相同期回路を示
すブロック図、図１（ｂ）は従来の位相同期回路の位相
比較特性を示す特性図、図２は本発明のフィードバック
タイプの位相同期回路例を示すブロック図、図３は本発
明に用いるディジタル演算器の実施例を示すブロック図
、図４は本発明のフィードホワードタイプの位相同期回
路例を示すブロック図、図５は複数の非同期の信号がバ
ースト的に受信されるようなＴＤＭＡ通信に本位相同期
回路を適用した場合に推定される周波数偏移量の時間的
変化を示す図である。 １・・・入力信号端子、　２．３・・・乗算器、４．５
・・・低域通過フィルタ、　６．７・・・アナログ／デ
ィジタル変換器、　８・・・ディジタル演算器、　９・
・・π／２移相器、　１０・・・可変移相器、１１・・
・電圧制御発振器、　１２・・・再生信号出力端子、１
３・・・位相演算器、　１４・・・角回転量演算器、１
５・・・振幅レベル演算器、　１６・・・乗算器、１７
・・・加算器、　１８・・・推定器、　１９・・・固定
発振器、２０・・・サンプル数カウンタ。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号を電圧制御発振器及び移相器で制御され
   た第１の参照信号と該第１の参照信号と直交関係にある
   第２の参照信号とで位相検波し、得られた２つのベース
   バンド出力信号をある周期でサンプリングし、更にＡ／
   Ｄ変換し、ディジタル値とし、これら直交関係にあるデ
   ィジタル値から、サンプリング点ごとの位相、振幅値を
   求め、ある一定時間内に得られる複数の位相データと振
   幅値データを用いて前記受信信号と前記第１、第２の参
   照信号との周波数差及び位相差を最適化手法を用いて推
   定し、該周波数差及び該位相差の推定された値で前記電
   圧制御発振器及び前記移相器を制御し、前記受信信号と
   位相同期した再生信号を作成するように構成されたこと
   を特徴とする位相同期回路。
2. （２）前記の推定の際に過去に推定した周波数差。 位相差の履歴を記憶する回路を有し、これら記憶された
   値と、順次推定される値と比較し、これら２つの値の比
   較結果を元に受信信号状態を類推し、これら類推結果を
   元に、周波数差、位相差を推定するために使用するデー
   タサンプル数を可変とすることにより、受信信号状態に
   応じて最適な位相同期が実現できるように構成されたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の位相同期
   回路。
3. （３）受信信号を固定発振器よりの第１の参照信号と該
   第１の参照信号と直交関係にある第２の参照信号とで位
   相検波し、得られた２つのベースバンド出力信号をある
   周期でサンプリングし、更にＡ／Ｄ変換し、ディジタル
   値とし、これら直交関係にあるディジタル値からサンプ
   リング点ごとの位相、振幅値を求め、ある一定時間内に
   得られる複数の位相データと振幅データを用いて前記受
   信信号と前記第１、第２の参照信号との周波数差及び位
   相差を最適化手法を用いて推定し、これら推定された値
   で、前記電圧制御発振器及び前記移相器を制御し、前記
   受信信号と移相同期した再生信号を生成するように構成
   されたことを特徴とする位相同期回路。
4. （４）前記の推定の際に過去に推定した周波数差、位相
   差の履歴を記憶する回路を有し、これら記憶された値と
   、順次推定される値と比較し、これら２つの値の比較結
   果を元に受信信号状態を類推し、これら類推結果を元に
   、周波数差、位相差を推定するために使用するデータサ
   ンプル数を可変とすることにより、受信信号状態に応じ
   て最適な位相同期が実現できるように構成されたことを
   特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の位相同期回路
   。