JP3413359B2 - Ｑｐｓｋ復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、π／４ＱＰＳＫな
どのＱＰＳＫ（Quadrature Pase-Shift keying、直交位
相偏移変調）方式によって変調されたＱＰＳＫ変調波信
号から直交復調方式によって変調データを復調するＱＰ
ＳＫ復調装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種のＱＰＳＫ復調装置として、図１
３に示す復調装置５１が従来から知られている。この復
調装置５１は、直交復調器２、ローカル信号を出力する
ローカル発振回路３、Ａ／Ｄ変換器４，５、サンプルタ
イミング制御回路５２、復調処理回路５３、シンボル同
期保持回路５４、ＡＦＣ（Automatic Frequency Contro
l ）処理回路５５、および所定周波数の基準信号ＳREF
を発振する基準発振回路５６を備えている。

【０００３】この復調装置５１では、ＱＰＳＫ変調され
た受信信号が入力されると、直交復調器２が、その受信
信号と、ローカル発振回路３から出力され受信信号と同
一の周波数であって互いに直交する２つのローカル信号
ＳLI，ＳLQとをそれぞれミキシングすることにより、ベ
ースバンド信号である同相成分信号ＳI および直交成分
信号ＳQ を生成する。次いで、Ａ／Ｄ変換器４，５が、
サンプルタイミング制御回路５２から出力されるサンプ
リング信号ＳS に同期して、同相成分信号ＳIおよび直
交成分信号ＳQ をサンプリングすることにより、同相成
分データＤI および直交成分データＤQ を生成する。こ
の後、復調処理回路５３が、両成分データＤI ，ＤQ に
基づいて復調データを生成する。

【０００４】これらの動作過程において、シンボル同期
保持回路５４は、内部に備えているＰＬＬ（Phase Lock
ed Loop ）回路に対し、受信信号に含まれているシンボ
ル同期用信号のシンボル周波数と同一周波数であって復
調処理回路５３から出力される同期用信号ＳSYN に同期
発振させ、その発振出力をシンボル同期およびシンボル
保持用の制御信号ＳC としてサンプルタイミング制御回
路５２に出力する。一方、サンプルタイミング制御回路
５２は、入力された制御信号ＳC に位相同期するよう
に、基準発振回路５６から出力される基準信号ＳREF を
分周することにより生成したサンプリング信号ＳS をＡ
／Ｄ変換器４，５に出力する。これにより、サンプリン
グ信号ＳS が受信信号のシンボルレートと等しい周波数
で、かつ位相同期する結果、受信信号を直交復調するこ
とが可能となる。

【０００５】また、ＡＦＣ処理回路５５は、シンボル同
期保持回路５４内のＰＬＬ回路がロックしている際の制
御電圧を監視することにより、適正なロックレンジ内で
ロックしているか否かを判別する。そして、ＰＬＬ回路
が適正なロックレンジでロックしていないと判別したと
きには、ＡＦＣ処理回路５５は、ＡＦＣ制御信号ＳAFC
を出力することにより、基準発振回路５６の基準発振周
波数を僅かに補正する。これにより、ローカル発振回路
３の発振周波数が受信信号の周波数と等しくなるため、
Ａ／Ｄ変換器４，５は、受信信号の周波数が変動したと
きであっても、位相ずれすることなく、両成分信号ＳI
，ＳQ を適正にサンプリングすることが可能となる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
復調装置５１には、以下の問題点がある。第１に、従来
の復調装置５１では、Ａ／Ｄ変換器４，５によって同相
成分信号ＳI および直交成分信号ＳQ をサンプリングす
る際のサンプリング信号ＳS を生成するために、シンボ
ル同期保持回路５４内のＰＬＬ回路が制御信号ＳC を生
成している。この場合、ＰＬＬ回路には、フィードバッ
クループが含まれているため、高速なシンボルレートに
追従して制御信号ＳC を生成するのは困難である。ま
た、同期確立に要求される高速性と同期保持に要求され
る追従性とは、応答時間の点において互いに相反する特
性である。このため、高速な同期確立と安定に追従でき
る同期保持とを同時に満足させるには非常に困難である
という問題がある。一方、時定数の短い同期確立用のフ
ィードバックループと時定数の長い同期保持用のフィー
ドバックループとを用いて、同期確立時および同期保持
時にフィードバックロープを切り替えることにより、高
速な同期確立と安定に追従できる同期保持とを同時に満
足させることも可能ではある。しかし、かかる場合に
は、２つのフィードバックループを切り替えるために複
雑な制御処理を行わなければならないという問題が生じ
る。また、シンボルレートなどに応じてフィードバック
ループ内の定数や他の回路内の定数などを最適化する必
要があるため、複雑な設計をシステム毎に行わなければ
ならないという問題もある。

【０００７】第２に、雑音によってＰＬＬ回路の同期保
持が外れないようにするためには、シンボル同期保持回
路５４内のＰＬＬ回路のロックレンジ（同時保持範囲）
およびキャップチャレンジ（同期確立周波数範囲）に制
限が生じる。このため、一般的には、雑音帯域幅を考慮
した上でのロックレンジの周波数範囲は、シンボルレー
トの１／１６〜１／８程度となる。したがって、受信信
号の周波数ずれに対応するためには、ＡＦＣ処理が必然
的に必要となるという問題がある。また、同時に、基準
発振回路５６にも高い周波数安定度の性能が要求される
ため、基準発振回路５６のコストも上昇するという問題
がある。加えて、ＰＬＬ回路の制御電圧範囲が狭くなる
ために、受信信号の周波数ずれが大きいときには、ＡＦ
Ｃ処理自体が困難になるという問題がある。

【０００８】第３に、雑音に対する同期保持外れを若干
犠牲にしてでもＰＬＬ回路のロックレンジおよびキャッ
プチャレンジの周波数範囲を拡げようとすると、以下の
問題が生じる。すなわち、サンプルタイミング制御回路
５２が、サンプリング信号ＳS を制御信号ＳC に位相同
期させる際に、位相偏差が大きくなる。このため、シン
ボル点において同相成分データＤI および直交成分デー
タＤQ を正確にサンプリングするのが困難となる。

【０００９】第４に、サンプルタイミング制御回路５２
の分周精度や、ＡＦＣ処理回路５５のフィードバック制
御値をシンボルレートに応じて適正化させなければなら
ないし、復調処理回路５３の復調方式も受信信号の変調
方式に応じて設計しなければならない。このため、従来
の復調装置５１には、シンボルレートや変調方式が異な
る毎に、これらに適応するように各回路を設計しなけれ
なばらず、その設計作業が極めて煩雑で、しかも開発期
間が長期化しているという問題がある。

【００１０】第５に、この従来の復調装置５１では、シ
ンボル同期を確立するために、まず、サンプルタイミン
グ制御回路５２が、受信信号に含まれているシンボル同
期用信号に基づいてサンプリング信号ＳS を生成しなけ
ればならない。このため、送信信号内に、常にシンボル
同期用信号を含めなければならず、その分、送信信号の
伝送速度が低下するという問題点がある。

【００１１】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、位相同期確立に対する高速性および同期保
持に対する安定な追従性を備えたＱＰＳＫ復調装置を提
供することを主目的とする。また、ＱＰＳＫ変調波信号
にある程度の周波数ずれがあったとしてもＡＦＣ処理を
行うことなく確実に復調可能なＱＰＳＫ復調装置を提供
することを他の目的とする。さらに、構成を変更するこ
となく、方式が異なる各種のＱＰＳＫ変調波信号を復調
可能なＱＰＳＫ復調装置を提供することを他の目的とす
る。また、ＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートに適応
するように容易に設計が可能なＱＰＳＫ復調装置を提供
すること、および伝送速度を上げることが可能なＱＰＳ
Ｋ復調装置を提供することをさらに他の目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のＱＰＳＫ復調装置は、互いに直交する２つ
の局部発振信号とＱＰＳＫ変調波信号とをミキシングし
て同相成分信号および直交成分信号をそれぞれ生成し、
両成分信号に基づいてＱＰＳＫ変調波信号から変調デー
タを復調するＱＰＳＫ復調装置において、同相成分信号
および直交成分信号をそれぞれシンボルレートのＮ（Ｎ
は整数）倍のサンプリングレートでサンプリングしてＮ
個の同相成分データおよびＮ個の直交成分データを生成
するサンプリング手段と、Ｎ個の同相成分データおよび
Ｎ個の直交成分データを検波することによりＮ個の同相
成分データＤI0〜ＤI（n−1） およびＮ個の直交成分デ
ータＤQ0〜ＤQ（n−1） を生成する一次変換回路と、シ
ンボルレートの１周期についてサンプリングされた同相
成分データＤI0〜ＤI（n−1） および直交成分データＤ
Q0〜ＤQ（n−1） に基づくベクトルの各々、並びにベク
トルの各々のＮ個前にそれぞれサンプリングされた同相
成分データＤI0〜ＤI（n−1） および直交成分データＤ
Q0〜ＤQ（n−1） に基づくベクトル各々の相互間の内積
値および外積値を等価的に演算する内外積演算部と、内
外積演算部によって演算された内積値および外積値に基
づいてシンボル点を検出すると共にシンボル点に対応す
る検波後の同相成分データＤI0〜ＤI（n−1） および直
交成分データＤQ0〜ＤQ（n−1） に基づいて変調データ
を復調するデータ復調部とを備えていることを特徴とす
る。

【００１３】請求項２記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１記載のＱＰＳＫ復調装置において、データ復調部
は、演算された内積値と外積値との積算値に基づいてシ
ンボル点を検出することを特徴とする。

【００１４】請求項３記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１記載のＱＰＳＫ復調装置において、データ復調部
は、演算された内積値の絶対値と外積値の絶対値との積
算値に基づいてシンボル点を検出することを特徴とす
る。

【００１５】請求項４記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１記載のＱＰＳＫ復調装置において、データ復調部
は、演算された内積値の絶対値と外積値の絶対値との差
の絶対値に基づいてシンボル点を検出することを特徴と
する。

【００１６】請求項５記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項２から４のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置におい
て、データ復調部は、連続するＭ（Ｍは整数）個の積算
値または絶対値の平均値に基づいてシンボル点を検出す
ることを特徴とする。

【００１７】請求項６記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１から５のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置におい
て、一次変換回路は、等価的に、検波前の同相成分デー
タおよびこれに対応して生成された直交成分データに基
づくベクトルと、Ｎ個前にサンプリングされた同相成分
データおよびこれに対応する直交成分データに基づくベ
クトルの複素共役ベクトルとを互いに乗算することによ
り検波することを特徴とする。

【００１８】請求項７記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１から６のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置におい
て、一次変換回路は、内積値および外積値に基づいて一
次変換量を補正しつつ検波することを特徴とする。

【００１９】請求項８記載のＱＰＳＫ復調装置は、請求
項１から７のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置におい
て、内積値および外積値に基づいて局部発振信号の周波
数を補正することを特徴とする。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るＱＰＳＫ復調装置の好適な実施の形態について
説明する。なお、従来の復調装置５１と同一の構成要素
については同一の符号を付して重複した説明を省略す
る。

【００２１】図１に示すＱＰＳＫ復調装置１は、例え
ば、９００ＭＨｚ帯の搬送波を「０，０」、「０，
１」、「１，０」および「１，１」の４値の変調データ
に基づいてπ／４シフトＱＰＳＫ変調した高周波信号
や、その４値の変調データに基づいてＱＰＳＫ変調した
高周波信号などの各種のＱＰＳＫ変調波信号から、元の
４値データを復調することができるように構成されてい
る。以下、π／４シフトＱＰＳＫ変調した高周波信号と
しての受信信号を復調する例について説明する。

【００２２】最初に、ＱＰＳＫ復調装置１の具体的な構
成について説明する。

【００２３】図１に示すように、ＱＰＳＫ復調装置１
は、従来の復調装置５１と同様にして、直交復調器２、
ローカル発振回路３、本発明におけるサンプリング手段
に相当するＡ／Ｄ変換器４，５、および基準発振回路７
を備えるほか、基準発振回路７から出力される基準信号
ＳREF を固定分周数で分周することによりサンプリング
信号ＳS を生成する固定分周回路６と、復調処理回路８
とを備えている。なお、本発明に係るＱＰＳＫ復調装置
では、受信信号としてのπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信
号に対し、そのシンボルレートのＮ倍のサンプリングレ
ートでサンプリングされた同相成分データＤI 直交成分
データＤQ に基づいてデータを復調するが、この発明の
実施の形態では、シンボルレートの４倍のサンプリング
レートで受信データをサンプリングした同相成分データ
ＤI および直交成分データＤQ に基づいてデータを復調
する例について説明する。

【００２４】次に、各構成要素について説明する。上記
した固定分周回路６は、基準発振回路７から出力される
基準信号ＳREF を固定分周することによりサンプリング
信号ＳS を生成する。この場合、例えば、受信信号のシ
ンボルレートが４８００ｓｙｍｐｓ（symbol per secon
d ）のときには、固定分周回路６は、基準信号ＳREFを
所定分周数で分周することにより、シンボルレートの４
倍の周波数である１９２００Ｈｚのサンプリング信号Ｓ
S を生成する。このため、Ａ／Ｄ変換器４，５は、１９
２００ｓｐｓ（sample per second ）のサンプリングレ
ートで受信信号をサンプリングすることにより、各シン
ボル周期において、４個の同相成分データＤI および４
個の直交成分データＤQ をそれぞれ生成する。

【００２５】Ａ／Ｄ変換器４は、図４（ａ）に示すよう
に、受信信号の各１シンボル周期について、サンプリン
グ信号ＳS に同期してサンプリング点ａ〜ｄでサンプリ
ングすることにより４個の同相成分データＤI を生成す
る。また、Ａ／Ｄ変換器５は、同図（ｂ）に示すよう
に、受信信号の各１シンボル周期について、サンプリン
グ信号ＳS に同期してサンプリング点ａ〜ｄでサンプリ
ングすることにより４個の直交成分データＤQ を生成す
る。

【００２６】復調処理回路８は、図２に示すように、メ
モリ１１〜１５、一次変換回路１６、内外積演算回路１
７ａ〜１７ｄ、平均化回路１８ａ〜１８ｄ、および本発
明におけるデータ復調部に相当する数値判定回路１９を
備えている。

【００２７】メモリ１１は、Ａ／Ｄ変換器４が受信信号
をサンプリングすることによって生成した同相成分デー
タＤI としてのデータ（ＹIB0 ，ＹIB1 ，ＹIB2 ，・・
ＹIBm ・・、以下、このデータを総称して「同相成分デ
ータＹIB」ともいう）を一時的に記憶し、メモリ１２
は、Ａ／Ｄ変換器５が受信信号をサンプリングすること
によって生成した直交成分データＤQ としてのデータ
（ＹQB0 ，ＹQB1 ，ＹQB2，・・ＹQBm ・・、以下、こ
のデータを総称して「直交成分データＹQB」ともいう）
を一時的に記憶する。また、一次変換回路１６は、メモ
リ１１，１２にそれぞれ記憶されている同相成分データ
ＤI および直交成分データＤQ を一次変換により検波
し、検波した同相成分データＤI としてのデータ（ＹIA
0 ，ＹIA1 ，ＹIA2 ，・・ＹIAm ・・、以下、このデー
タを総称して「同相成分データＹIA」ともいう）をメモ
リ１４に一時的に記憶させると共に、検波した直交成分
データＤQ としてのデータ（ＹQA0 ，ＹQA1 ，ＹQA2 ，
・・ＹQAm ・・、以下、このデータを総称して「直交成
分データＹQA」ともいう）をメモリ１５に一時的に記憶
させる。なお、メモリ１３は、一次変換回路１６による
一次変換演算における中間演算結果を一時的に記憶す
る。

【００２８】内外積演算回路１７ａ〜１７ｄは、互いに
ほぼ同一に構成されている。内外積演算回路１７ａは、
同相成分データＹIAについて４個おきのデータ、つま
り、図４（ａ）に示す各シンボル周期のサンプリング点
ａにおいてサンプリングされたデータ（ＹIA0 ，ＹIA4
，・・ＹIA（4n））と、直交成分データＹQAについて
４個おきのデータ、つまり、図４（ｂ）に示す各シンボ
ル周期のサンプリング点ａにおいてサンプリングされた
データ（ＹQA0 ，ＹQA4 ，・・ＹQA（4n））とに基づい
て、同相成分データＹIAおよび直交成分データＹQA間の
内積、外積、並びにその内積の絶対値および外積の絶対
値の互いの積算値を演算する。この場合、両者の絶対値
を互いに積算することにより、後述する積算値の最小値
を求める際の演算が容易となる。なお、演算方法によっ
ては、内積と外積との積算値を演算してもよい。また、
同様にして、内外積演算回路１７ｂは、サンプリング点
ｂにおいてサンプリングされたデータ（ＹIA1 ，ＹIA5
，・・ＹIA（4n＋1 ））およびデータ（ＹQA1 ，ＹQA5
，・・ＹQA（4n＋1 ））に基づいて、内外積演算回路
１７ｃは、サンプリング点ｃにおいてサンプリングされ
たデータ（ＹIA2 ，ＹIA6，・・ＹIA（4n＋2 ））およ
びデータ（ＹQA2 ，ＹQA6 ，・・ＹQA（4n＋2 ））に基
づいて、内外積演算回路１７ｄは、サンプリング点ｄに
おいてサンプリングされたデータ（ＹIA3 ，ＹIA7 ，・
・ＹIA（4n＋3 ））およびデータ（ＹQA3 ，ＹQA7 ，・
・ＹQA（4n＋3 ））に基づいて、同相成分データＹIAお
よび直交成分データＹQA間の内積、外積、並びに、その
内積の絶対値および外積の絶対値の互いの積算値をそれ
ぞれ演算する。

【００２９】具体的に、内外積演算回路１７ａの構成を
代表して説明する。内外積演算回路１７ａは、図３に示
すように、内積演算回路２１、外積演算回路２７、およ
び乗算器３３を備えている。内積演算回路２１は、２つ
の乗算器２２，２３、２つのメモリ２４，２５、および
加算器２６を備えて構成されている。この内積演算回路
２１では、メモリ２４が、乗算器２２に同相成分データ
ＹIA（例えばデータＹIA4 ）が入力された時に、その同
相成分データＹIAに対して１シンボル周期前（４つ前）
にサンプリングされた同相成分データＹIA（例えばデー
タＹIA0 ）を乗算器２２に出力する。以下、同相成分デ
ータＹIA（または直交成分データＹQA）に対して４つ前
にサンプリングされたデータについては、「同相成分デ
ータＹIA・Ｚ^−１」および「直交成分データＹQA・Ｚ
^−１」とそれぞれ表記する。

【００３０】具体的には、乗算器２２は、同相成分デー
タＹIAと同相成分データＹIA・Ｚ^{− １}とを互いに積算す
る。一方、メモリ２５は、乗算器２３に直交成分データ
ＹQA（例えばデータＹQA4 ）が入力された時に、その直
交成分データＹQAに対して４つ前にサンプリングされた
直交成分データＹQA・Ｚ^−１（例えばデータＹQA0 ）を
乗算器２３に出力する。また、乗算器２３は、直交成分
データＹQAと直交成分データＹQA・Ｚ^−１とを互いに積
算する。さらに、加算器２６は、両乗算器２２，２３に
よって乗算された乗算値を互いに加算することにより、
内積データＤａIP（ＤａIP0 ，ＤａIP4 ，・・ＤａIP
（4n），・・）を生成し、その内積データＤａIPを数値
判定回路１９に出力する。この場合、内積データＤａIP
は、Ａ／Ｄ変換器４，５によってサンプリングされた同
相成分データＤI および直交成分データＤQ に基づくベ
クトルｒｂと、これらの４つ前にサンプリングされた同
相成分データＤI および直交成分データＤQ に基づくベ
クトルｒａとの内積値に等価的に対応する。

【００３１】また、外積演算回路２７は、２つの乗算器
２８，２９、２つのメモリ３０，３１、および減算器３
２を備えて構成されている。この外積演算回路２７で
は、メモリ３０が、乗算器２９に直交成分データＹQA
（例えばデータＹQA4 ）が入力された時に、同相成分デ
ータＹIA・Ｚ^−１（例えばデータＹIA0 ）を乗算器２９
に出力する。一方、メモリ３１は、乗算器２８に同相成
分データＹIA（例えばデータＹIA4 ）が入力された時
に、直交成分データＹQA・Ｚ^−１（例えばデータＹQA0
）を乗算器２８に出力する。このため、乗算器２８
は、同相成分データＹIAと直交成分データＹQA・Ｚ^−１
とを互いに積算し、乗算器２９は、直交成分データＹQA
と同相成分データＹIA・Ｚ^−１とを互いに積算する。一
方、減算器３２は、乗算器２８によって乗算された乗算
値から、乗算器２９によって乗算された乗算値を減算す
ることにより、外積データＤａOP（ＤａOP0 ，ＤａOP4
，・・ＤａOP（4n），・・）を生成し、その外積デー
タＤａOPを数値判定回路１９に出力する。この場合、外
積データＤａOPは、Ａ／Ｄ変換器４，５によってサンプ
リングされた同相成分データＤI および直交成分データ
ＤQ に基づくベクトルｒｂと、これらの４つ前にサンプ
リングされた同相成分データＤI および直交成分データ
ＤQ に基づくベクトルｒａとの外積値に等価的に対応す
る。

【００３２】一方、乗算器３３は、内積データの絶対値
ＤIPと外積データの絶対値ＤOPとを乗算することによ
り、積算データＤａ（ＤａO ，Ｄａ4 ，・・Ｄａ（4
n），・・）を生成し、生成した積算データＤａを平均
化回路１８ａに出力する。なお、内外積演算回路１７ｂ
〜１７ｄの各加算器２６は、同様にして、内積データＤ
ｂIP（ＤｂIP1 ，ＤｂIP5 ，・・ＤｂIP（4n＋1 ），・
・）、内積データＤｃIP（ＤｃIP2 ，ＤｃIP6 ，・・Ｄ
ｃIP（4n＋2 ），・・）および内積データＤｄIP（Ｄｄ
IP3 ，ＤｄIP7 ，・・ＤｄIP（4n＋3 ），・・）を数値
判定回路１９にそれぞれ出力する。また、内外積演算回
路１７ｂ〜１７ｄの各減算器３２は、同様にして、外積
データＤｂOP（ＤｂOP1 ，ＤｂOP5 ，・・ＤｂOP（4n＋
1 ），・・）、外積データＤｃOP（ＤｃOP2 ，ＤｃOP6
，・・ＤｃOP（4n＋2 ），・・）および外積データＤ
ｄOP（ＤｄOP3 ，ＤｄOP7 ，・・ＤｄOP（4n＋3 ），・
・）を数値判定回路１９にそれぞれ出力する。さらに、
内外積演算回路１７ｂ〜１７ｄの各乗算器３３は、同様
にして、積算データＤｂ（Ｄｂ1 ，Ｄｂ5 ，・・Ｄｂ
（4n＋1 ），・・）、積算データＤｃ（Ｄｃ2 ，Ｄｃ6
，・・Ｄｃ（4n＋2 ），・・）および積算データＤｄ
（Ｄｄ3 ，Ｄｄ7 ，・・Ｄｄ（4n＋3 ），・・）を平均
化回路１８ｂ〜１８ｄにそれぞれ出力する。

【００３３】平均化回路１８ａ〜１８ｄは、互いに同一
に構成されており、それぞれ、入力した積算データＤａ
〜Ｄｄに対して、連続するＭ個の積算データＤａ〜Ｄｄ
の平均値を演算し、演算した積算平均値データＤａA 〜
ＤｄA を数値判定回路１９に出力する。数値判定回路１
９は、平均化回路１８ａ〜１８ｄから出力された積算平
均値データＤａA 〜ＤｄA のうちの最小値を求め、その
最小値となったサンプリング点ａ〜ｄのいずれか１つを
シンボル点と判定する。また、数値判定回路１９は、判
定したシンボル点においてサンプリングされた同相成分
データＹIAおよび直交成分データＹQAに基づいて受信信
号の各１シンボルに対応する受信データを復調する。

【００３４】次に、ＱＰＳＫ復調装置１の全体的な動作
について説明する。

【００３５】まず、直交復調器２が、入力された受信信
号とローカル信号ＳLI，ＳLQとを乗算して直交復調する
ことにより、同相成分信号ＳI および直交成分信号ＳQ
を生成する。次いで、Ａ／Ｄ変換器４，５が、サンプリ
ング信号ＳS に同期して同相成分信号ＳI および直交成
分信号ＳQ をそれぞれサンプリングすることにより、同
相成分データＤI および直交成分データＤQ を生成す
る。具体的に、図５を参照して、受信信号が、周期（Ｎ
−２）において＋３π／４位相変調（ＱＰＳＫ変調にお
ける＋π／２位相変調に相当し、値（０，１）に対する
位相変調とする）され、周期（Ｎ−１）において−π／
４位相変調（ＱＰＳＫ変調における−π／２位相変調に
相当し、値（１，０）に対する位相変調とする）され、
かつ周期Ｎにおいて＋π／４位相変調（ＱＰＳＫ変調に
おける０・π／２位相変調に相当し、値（０，０）に対
する位相変調とする）された場合を例に挙げて説明す
る。

【００３６】この場合、同図に示すように、Ａ／Ｄ変換
器４，５は、周期（Ｎ−２）においては、サンプリング
点ａ〜ｄに対応する時間ａ（Ｎ−２），ｂ（Ｎ−２），
ｃ（Ｎ−２）およびｄ（Ｎ−２）の時に順にサンプリン
グする。また、周期（Ｎ−１）においては、サンプリン
グ点ａ〜ｄに対応する時間ａ（Ｎ−１），ｂ（Ｎ−
１），ｃ（Ｎ−１）およびｄ（Ｎ−１）の時に、周期Ｎ
においては、サンプリング点ａ〜ｄに対応する時間ａ
Ｎ，ｂＮ，ｃＮおよびｄＮの時に、それぞれサンプリン
グする。この際にサンプリングされた同相成分データＹ
IBおよび直交成分データＹQBを極座標上のベクトルに対
応させると、図６に示すように表される。なお、同図で
は、ベクトルを自然数ｅを底にした自然対数で表記して
おり、本明細書中では、この自然対数を例えばｅ・ｊＡ
と表記する。したがって、例えば、周期（Ｎ−２）のサ
ンプリング点ａでサンプリングされた受信信号について
は、ｅ・ｊ（０）と表記する。また、同図における自然
対数を示した欄の下欄には、そのベクトルに対応する一
次変換前の同相成分データＹIBおよび直交成分データＹ
QBを示す。

【００３７】次に、復調処理回路８の一次変換回路１６
が同相成分データＤI および直交成分データＤQ を一次
変換することにより検波する。この場合、一次変換は、
サンプリングされた同相成分データＹIBおよび直交成分
データＹQBに対応するベクトルｒ・ｎに、その４つ前に
サンプリングされた同相成分データＹIB・Ｚ^−１および
直交成分データＹQB・Ｚ^−１に対応するベクトルｒ・
（ｎ−４）の複素共役ベクトルを乗算することにより行
われる。つまり、この一次変換では、ベクトルｒ・（ｎ
−４）の初期回転角度を０゜として極座標のＩ軸上にプ
ロットさせ、そのベクトルｒ・（ｎ−４）の回転角度
（０゜）に対するベクトルｒ・ｎの回転角度（位相の進
みまたは遅れ度合い）を求める処理を行う。これによ
り、以下の処理において、π／４シフトＱＰＳＫ変調波
信号とＱＰＳＫ変調波信号などとを同一に処理すること
ができる。

【００３８】具体的には、一次変換前のベクトルおよび
一次変換後のベクトルをそれぞれ「ｒB 」，「ｒA 」と
表記すれば、周期（Ｎ−２）における受信信号は、ベク
トルｒB ・ａ（Ｎ−２），ｒB ・ｂ（Ｎ−２），ｒB ・
ｃ（Ｎ−２），ｒB ・ｄ（Ｎ−２）となり、これらの複
素共役ベクトルは、ベクトルｒ^−１・ａ（Ｎ−２），ｒ
^−１・ｂ（Ｎ−２），ｒ^−１・ｃ（Ｎ−２），ｒ^−１・
ｄ（Ｎ−２）となる。なお、「ｒ^−１」は、複素共役ベ
クトルを意味する。また、周期（Ｎ−１）における受信
信号は、ベクトルｒB ・ａ（Ｎ−１），ｒB ・ｂ（Ｎ−
１），ｒB ・ｃ（Ｎ−１），ｒB ・ｄ（Ｎ−１）とな
る。

【００３９】次いで、周期（Ｎ−１）の各ベクトルにつ
いて、周期（Ｎ−２）における各ベクトルの複素共役ベ
クトルに基づいて一次変換すると、一次変換後のベクト
ルは、ベクトルｒA ・ａ（Ｎ−１），ｒA ・ｂ（Ｎ−
１），ｒA ・ｃ（Ｎ−１），ｒA ・ｄ（Ｎ−１）とな
る。これらの一次変換後のベクトルｒA ・ａ（Ｎ−
１），ｒA ・ｂ（Ｎ−１），ｒA ・ｃ（Ｎ−１），ｒA
・ｄ（Ｎ−１）は、図７に示すように、それぞれｅ・ｊ
（１２π／１６），ｅ・ｊ（８π／１６），ｅ・ｊ（４
π／１６），ｅ・ｊ（０）となる。なお、同図における
自然対数を示した欄の下欄には、そのベクトルに対応す
る一次変換後の同相成分データＹIAおよび直交成分デー
タＹQAを示す。

【００４０】次いで、同様にして、周期Ｎの各ベクトル
について一次変換する。この場合、周期（Ｎ−１）にお
ける受信信号は、ベクトルｒB ・ａ（Ｎ−１），ｒB ・
ｂ（Ｎ−１），ｒB ・ｃ（Ｎ−１），ｒB ・ｄ（Ｎ−
１）となり、これらの複素共役ベクトルは、ベクトルｒ
^−１・ａ（Ｎ−１），ｒ^−１・ｂ（Ｎ−１），ｒ^−１・
ｃ（Ｎ−１），ｒ^−１・ｄ（Ｎ−１）となる。また、周
期Ｎにおける受信信号は、ベクトルｒB ・ａＮ，ｒB ・
ｂＮ，ｒB ・ｃＮ，ｒB ・ｄＮとなる。次いで、周期Ｎ
の各ベクトルについて、周期（Ｎ−１）における各ベク
トルの複素共役ベクトルに基づいて一次変換すると、一
次変換後のベクトルは、ベクトルｒA ・ａＮ，ｒA ・ｂ
Ｎ，ｒA ・ｃＮ，ｒA ・ｄＮとなる。これらの一次変換
後のベクトルは、図７に示すように表される。これらの
一次変換後のベクトルｒA ・ａＮ，ｒA ・ｂＮ，ｒA ・
ｃＮ，ｒA ・ｄＮは、図７に示すように、それぞれｅ・
ｊ（−４π／１６），ｅ・ｊ（−２π／１６），ｅ・ｊ
（０），ｅ・ｊ（２π／１６）となる。なお、同図にお
ける自然対数を示した欄の下欄には、そのベクトルに対
応する一次変換後の同相成分データＹIAおよび直交成分
データＹQAを示す。

【００４１】この後、内外積演算回路１７ａ〜１７ｄ
が、一次変換後の同相成分データＹIAおよび直交成分デ
ータＹQAに基づいて内積、外積、並びに内積の絶対値お
よび外積の絶対値の積算値を演算する。この演算処理で
は、例えば、内外積演算回路１７ａは、周期（Ｎ−１）
においてサンプリングされた同相成分データＹIA0 およ
び直交成分データＹQA0 に基づくベクトルｒA ・ａ（Ｎ
−１）と、周期Ｎにおいてサンプリングされた同相成分
データＹIA4 および直交成分データＹQA4 に基づくベク
トルｒA ・ａＮとの相互間の内積データＤａIP、外積デ
ータＤａOP、および積算データＤａを演算する。この場
合、内積データＤａIPについては、乗算器２２が、例え
ば同相成分データＹIA4 および同相成分データＹIA0 の
乗算値を演算し、乗算器２３が、例えば直交成分データ
ＹQA4 および直交成分データＹQA0の乗算値を演算す
る。次いで、加算器２６が、これらの演算値を加算する
ことにより内積データＤａIP4 を演算する。

【００４２】また、外積データＤａOPについては、乗算
器２８が、例えば同相成分データＹIA4 および直交成分
データＹQA0 の乗算値を演算し、乗算器２９が、例えば
直交成分データＹQA4 および同相成分データＹIA0 の乗
算値を演算する。次いで、減算器３２が、乗算器２８の
演算値から減算器３２の演算値を減算することにより外
積データＤａOPを演算する。さらに、内外積演算回路１
７ｂ〜１７ｄにおいても、これらと同様な処理が行われ
る。なお、これらの内積演算および外積演算は、ベクト
ルを用いた演算と等価であるため、以下、ベクトル演算
を用いて詳細に説明する。

【００４３】内外積演算回路１７ａでは、まず、ベクト
ルｒA ・ａ（Ｎ−１）およびベクトルｒA ・ａＮの回転
角度差（位相差）を演算する。この例では、図７に示す
ように、位相差πとなる。したがって、内積データＤａ
IP4 は、図８（ａ）に示す位相差に対する内積値の特性
図によれば、値（−１）となり、外積データＤａOP4
は、同図（ｂ）に示す位相差に対する外積値の特性図に
よれば、値０となる。したがって、積算データＤａ4
は、値０となる。同様にして、内外積演算回路１７ｂで
は、ベクトルｒA ・ｂ（Ｎ−１）およびベクトルｒA ・
ｂＮの位相差を演算する。この例では、図７に示すよう
に、位相差１０π／１６となる。したがって、内積デー
タＤｂIP4 は、値（−０．３８）となり、外積データＤ
ｂOP4 は、値（０．９２）となり、積算データＤｂ4
は、値（０．３５）となる。同様にして、内外積演算回
路１７ｃでは、ベクトルｒA ・ｃ（Ｎ−１）およびベク
トルｒA・ｃＮの位相差を演算する。この例では、図７
に示すように、位相差π／４となる。したがって、内積
データＤｃIP4 、外積データＤｃOP4 および積算データ
Ｄｃ4 は、それぞれ値（０．７１），（０．７１），
（０．５）となる。同様にして、内外積演算回路１７ｄ
では、ベクトルｒA ・ｄ（Ｎ−１）およびベクトルｒA
・ｄＮの位相差を演算する。この例では、図７に示すよ
うに、位相差π／８となる。したがって、内積データＤ
ｄIP4 、外積データＤｄOP4 および積算データＤｄ4
は、それぞれ値（０．９２），（０．３８），（０．３
５）となる。

【００４４】以上の演算により求められた内積データＤ
ａIP（ＤａIP0 ，ＤａIP4 ，・・ＤａIP（4ｎ ），・
・），ＤｂIP（ＤｂIP1 ，ＤｂIP5 ，・・ＤｂIP（4ｎ
＋1），・・），ＤｃIP（ＤｃIP2 ，ＤｃIP6 ，・・Ｄ
ｃIP（4ｎ＋2），・・），ＤｄIP（ＤｄIP3 ，ＤｄIP7
，・・ＤｄIP（4ｎ＋3），・・）、および外積データ
ＤａOP（ＤａOP0 ，ＤａOP4 ，・・ＤａOP（4ｎ ），・
・），ＤｂOP（ＤｂOP1 ，ＤｂOP5 ，・・ＤｂOP（4ｎ
＋1），・・），ＤｃOP（ＤｃOP2 ，ＤｃOP6 ，・・Ｄ
ｃOP（4ｎ＋2），・・），ＤｄOP（ＤｄOP3 ，ＤｄOP7
，・・ＤｄOP（4ｎ＋3），・・）は、数値判定回路１
９に出力され、積算データＤａ（Ｄａ0 ，Ｄａ4 ，・・
Ｄａ（4ｎ ），・・），Ｄｂ（Ｄｂ1 ，Ｄｂ5 ，・・Ｄ
ｂ（4ｎ＋1），・・），Ｄｃ（Ｄｃ2 ，Ｄｃ6 ，・・Ｄ
ｃ（4ｎ＋2），・・），Ｄｄ（Ｄｄ3 ，Ｄｄ7 ，・・Ｄ
ｄ（4ｎ＋3），・・）は、平均化回路１８ａ〜１８ｄに
それぞれ出力される。

【００４５】一方、平均化回路１８ａ〜１８ｄは、入力
された連続するＭ個の積算データＤａ，積算データＤ
ｂ，積算データＤｃ，積算データＤｄの平均値をそれぞ
れ演算し、演算した積算平均値データＤａA 〜ＤｄA を
順次数値判定回路１９に出力する。この結果、数値判定
回路１９が平均値である積算平均値データＤａA 〜Ｄｄ
A に基づいてシンボル点を検出することにより、受信信
号に雑音が重畳することに起因しての誤検出を防止する
ことができる。数値判定回路１９は、入力された積算平
均値データＤａA 〜ＤｄA の最小値を判別する。この例
では、サンプリング点ａにおいてサンプリングしたベク
トルｒA ・ａＮについての平均値が最小であるため、こ
の場合には、数値判定回路１９は、先のサンプリング点
ａをシンボル点であると判別する。

【００４６】この後、数値判定回路１９は、平均値の最
小値が他のサンプリング点に変わらない限り、図１０に
示すように、サンプリング点ａ，ａ・・を継続してシン
ボル点として取り扱い、平均値の最小値が例えばサンプ
リング点ｃに変わった時には、そのサンプリング点ｃを
シンボル点として取り扱う。次いで、数値判定回路１９
は、判別したシンボル点ａにおいてサンプリングされた
同相成分データＹIAおよび直交成分データＹQAに基づく
ベクトルｒA ・Ｎが第１象限〜第４象限のいずれに属し
ているかを判別する。この場合、第１象限〜第４象限
は、図９に示すように、それぞれ、０〜π／２まで、π
／２〜πまで、π〜３π／２まで（つまり、−π／２〜
−π）、および３π／２〜２π（つまり０〜−π／２）
までの範囲であって、値（０，０），値（０，１）、値
（１，１），値（１，０）の位相変調に対応するものと
する。

【００４７】この場合、数値判定回路１９は、例えば、
同相成分データＹIA4 および直交成分データＹQA4 に基
づくベクトルｒA ・ａ（Ｎ−１）が図７に示すようにｅ
・ｊ（１２π／１６）であるため、第２象限に属してい
ると判別する。この結果、数値判定回路１９は、周期
（Ｎ−２）における受信信号の変調データは、値（０，
１）であると数値判定する。また、ベクトルｒA ・ａＮ
が同図に示すようにｅ・ｊ（−４π／１６）であるた
め、第４象限に属していると判別する。この結果、数値
判定回路１９は、周期（Ｎ−１）における受信信号の変
調データは、値（１，０）であると数値判定する。

【００４８】次いで、数値判定回路１９は、ＡＦＣ処理
を実行する。この処理では、数値判定回路１９は、ま
ず、数値判定したベクトルｒA ・ａＮについての内積デ
ータＤａIP4 および外積データＤａOP4 の値の正負を判
別する。なお、この場合、同相成分信号ＳI および直交
成分信号ＳQ とサンプリング信号ＳS との間での同期ず
れが、従来の復調装置５１では確実に同期ずれを生じて
いる程度の位相θ分（θは−π／４〜＋π／４の間の位
相）が存在していたものとする。この場合、数値判定回
路１９は、判定した数値に基づくベクトルが図１１に示
す第１象限〜第４象限のいずれに存在していたかを判別
する。次いで、同図に示すベクトルｒA1であったときに
は、図１２の「受信データの位相」の欄の「０×π／
２」に該当するため、その際の内積データＤａIPおよび
外積データＤａOPの値の正負を判別する。この場合、例
えば、ベクトルｒA1の回転角度が０〜π／２の範囲のと
きには、図８（ａ），（ｂ）に示すように、内積値が正
で、外積値が正となる。このときには、数値判定回路１
９は、図１２に示すように、受信データの位相が「０×
π／２」であって、内積値および外積値が共に「＋」の
欄に該当するため、受信周波数が高いと判定する。

【００４９】受信周波数が高いと判定したときには、数
値判定回路１９は、一次変換回路１６にＡＦＣデータＤ
AFC を出力することにより、一次変換回路１６による一
次変換量を修正させる。具体的には、一次変換の際に例
えばベクトルｒB ・ａＮに乗算した複素共役ベクトルの
回転角度を負側に若干増加させる。これにより、ベクト
ルｒB ・ａＮとサンプリング信号ＳS との位相ずれが補
正される。なお、数値判定回路１９は、継続してこの処
理を行い、先に判定した結果と逆の結果になったときに
（つまり、この例では、受信周波数が低いと判定したと
き）、ＡＦＣ処理を停止する。

【００５０】一方、ベクトルｒA4の回転角度が０〜−π
／２の範囲のときには、図８（ａ），（ｂ）に示すよう
に、内積値が正で、外積値が負となる。このときには、
数値判定回路１９は、図１２に示すように、受信データ
の位相が「０×π／２」であって、内積値が「＋」で外
積値が「−」の欄に該当するため、受信周波数が低いと
判定する。この際には、数値判定回路１９は、複素共役
ベクトルの回転角度を正側に若干増加させ、先に判定し
た結果と逆の結果になったときに（つまり、この例で
は、受信周波数が高いと判定したとき）、ＡＦＣ処理を
停止する。これにより、ベクトルｒB ・ａＮとサンプリ
ング信号ＳS との位相ずれが補正される。同様にして、
図１２に示すように、受信データの位相が「１×π／
２」、「２×π／２」、「３×π／２」のいずれかであ
ると判定したときには、その欄の右欄に示すように、内
積値および外積値の正負に応じて受信周波数の高低を判
別し、判別結果に応じてＡＦＣ処理を実行する。

【００５１】この結果、基準発振回路７における基準信
号ＳREF の周波数を変更することなく、同相成分信号Ｓ
I および直交成分信号ＳQ とサンプリング信号ＳS とを
確実に同期させることができる。したがって、従来の復
調装置５１では、基準信号ＳREF の精度がシンボルレー
トの１／８〜１／１６程度でなければならなかったのに
対し、このＱＰＳＫ復調装置１では、シンボルレートの
１／４以内であれば、同相成分信号ＳI および直交成分
信号ＳQ とサンプリング信号ＳS とを確実に位相同期さ
せることができ、これにより、確実に変調データを復調
することができる。なお、数値判定回路１９は、位相ず
れが±π／４を超えるときには、基準発振回路７にＡＦ
Ｃ制御信号ＳAFC を出力することにより、基準発振回路
７における基準信号ＳREF を補正する。

【００５２】なお、本発明は、この発明の実施の形態で
示した構成に限定されず、適宜変更が可能である。例え
ば、この実施の形態では、数値判定回路１９が、内積値
と外積値との積算値である積算データＤａ〜Ｄｄに基づ
いてシンボル点を検出しているが、内積値の絶対値と外
積値の絶対値との差の絶対値に基づいて検出することが
できる。この場合には、差の絶対値がより大きなサンプ
リング点をシンボル点として検出する。

【００５３】また、この実施の形態では、受信信号を９
００ＭＨｚ帯の場合について説明したが、受信周波数に
は限定されない。また、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信
号を復調する例について説明したが、これに限定され
ず、ＱＰＳＫ変調波信号の種類を問わず、このＱＰＳＫ
復調装置１の構成で復調することができる。

【００５４】さらに、本実施形態では、その理解を容易
にするためにハードウェアの構成で説明したが、直交復
調器２、ローカル発振回路３および基準発振回路７を除
く他のすべての構成、または他の構成における任意の一
部をＤＳＰ（Digital SignalProcessor）で構成し、そ
の機能をソフトウェアによって実行することもできる。
また、本実施形態では、デジタル演算によって内積値お
よび外積値などを演算しているが、Ａ／Ｄ変換しないで
アナログ的に演算することもできる。また、本発明の実
施の形態では、理解を容易にするためにベクトル演算を
行うことにより内積値および外積値を求める例について
説明したが、これに限らず、同相成分データＹIAおよび
直交成分データＹQAに基づいて数値演算で内積値および
外積値を求めることができるのは勿論である。加えて、
一次変換回路の構成や、その変換方法についても、適宜
変更が可能である。

【００５５】

【発明の効果】以上のように、請求項１〜４記載のＱＰ
ＳＫ復調装置によれば、ＰＬＬなどのフィードバックル
ープを用いないでデータを復調することができるため、
高速に位相同期を確立することができると共に安定して
同期を保持および追従することができる。また、ＱＰＳ
Ｋ変調波信号にシンボルレートの１／４までの位相ずれ
があったとしても、ＡＦＣ処理を行うことなく、理論的
にデータを確実に復調することができる。

【００５６】さらに、これらのＱＰＳＫ復調装置によれ
ば、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号やＱＰＳＫ変調波
信号を同一の構成で復調することができるため、方式が
異なる各種のＱＰＳＫ変調波信号を復調する際に構成を
変更する必要がなくなり、これにより、設計コストを低
減することができる。また、ＱＰＳＫ変調波信号のシン
ボルレートに応じてサンプリングレートの周波数、つま
りＮの値を決定するだけでよく、変調方式やシンボルレ
ートに応じて各回路の最適化を図る必要がある従来の復
調装置５１とは異なり、シンボルレートに合致させるた
めの設計を極めて容易かつ短時間で終了することができ
る。

【００５７】また、これらのＱＰＳＫ復調装置によれ
ば、本来のデータに基づいてシンボル点を検出し、かつ
シンボル点を確立することができるため、シンボル同期
用信号を送信信号内に含める必要がなくなる。この結
果、その分、本来のデータに対する伝送速度を上げるこ
とができる。

【００５８】また、請求項５記載のＱＰＳＫ復調装置に
よれば、データ復調部が連続するＭ個の積算値または絶
対値の平均値に基づいてシンボル点を検出することによ
り、ＱＰＳＫ変調波信号に雑音が重畳しているときであ
っても、誤りなくシンボル点を検出することができ、こ
れにより、復調したデータの信頼性を向上させることが
できる。

【００５９】さらに、請求項６記載のＱＰＳＫ復調装置
によれば、一次変換回路が、検波前の同相成分データお
よび直交成分データに基づくベクトルと、Ｎ個前にサン
プリングされた同相成分データおよび直交成分データに
基づくベクトルの複素共役ベクトルとを互いに乗算して
検波することにより、検波前の同相成分データおよび直
交成分データを容易に検波することができる。

【００６０】また、請求項７記載のＱＰＳＫ復調装置に
よれば、一次変換回路が、内積値および外積値に基づい
て一次変換量を補正しつつ検波することにより、ＱＰＳ
Ｋ変調波信号または局部発振信号にある程度までの周波
数ずれが生じているときであっても、ＡＦＣ処理を行う
ことなくデータを復調することができる。これにより、
局部発振信号を生成するための基準発振器に高精度の性
能が要求されなくなるため、安価な基準発振器を用いる
ことができる結果、装置の製造コストを低減することが
できる。

【００６１】また、請求項８記載のＱＰＳＫ復調装置に
よれば、内積値および外積値に基づいて局部発振信号の
周波数を補正することにより、その際にＰＬＬ回路の制
御電圧などを用いる必要がなくなるため、ＱＰＳＫ変調
波信号または局部発振信号に大きな周波数ずれが生じて
いるときであっても、確実にＡＦＣ処理を行うことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るＱＰＳＫ復調装置の
ブロック図である。

【図２】復調処理回路８のブロック図である。

【図３】内外積演算回路１７ａのブロック図である。

【図４】（ａ）は同相成分データＤI のサンプリング点
を説明するための説明図、（ｂ）は直交成分データＤQ
のサンプリング点を説明するための説明図である。

【図５】周期（Ｎ−２），（Ｎ−１），Ｎにおけるサン
プリング時点を説明するための極座標図である。

【図６】周期（Ｎ−２），（Ｎ−１），Ｎの各サンプリ
ング点ａ〜ｄにおいてサンプリングされたベクトルの一
次変換前の値を示す説明図である。

【図７】周期（Ｎ−１），Ｎの各サンプリング点におい
てサンプリングされたベクトルの一次変換後の値、これ
らのベクトルに基づく内積値、外積値および積算値を示
す説明図である。

【図８】（ａ）はサンプリングされたベクトルと、その
１周期前にサンプリングされたベクトルの位相差に対す
る内積値を示す位相差−内積値特性図、（ｂ）はサンプ
リングされたベクトルと、その１周期前にサンプリング
されたベクトルの位相差に対する外積値を示す位相差−
外積値特性図である。

【図９】数値判定回路１９による数値判定の際の判定基
準となる第１象限〜第４象限のそれぞれの範囲を示す極
座標図である。

【図１０】検出したシンボル点を示す説明図である。

【図１１】ＡＦＣ処理を説明するための第１象限〜第４
象限とサンプリングされたベクトルとの関係を示す極座
標図である。

【図１２】ＡＦＣ処理の内容を説明するための説明図で
ある。

【図１３】従来の復調装置５１のブロック図である。

【符号の説明】

１ ＱＰＳＫ復調装置 ２ 直交復調器 ３ ローカル発振回路 ４ Ａ／Ｄ変換器 ５ Ａ／Ｄ変換器 ８ 復調処理回路 １６ 一次変換回路 １７ａ〜１７ｄ 内外積演算回路 １８ａ〜１８ｄ 平均化回路 １９ 数値判定回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−233138（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−27848（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−27850（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−82349（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276204（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−167628（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/22 H04L 7/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに直交する２つの局部発振信号とＱ
   ＰＳＫ変調波信号とをミキシングして同相成分信号およ
   び直交成分信号をそれぞれ生成し、当該両成分信号に基
   づいて前記ＱＰＳＫ変調波信号から変調データを復調す
   るＱＰＳＫ復調装置において、 前記同相成分信号および前記直交成分信号をそれぞれシ
   ンボルレートのＮ（Ｎは整数）倍のサンプリングレート
   でサンプリングしてＮ個の同相成分データおよびＮ個の
   直交成分データを生成するサンプリング手段と、 前記Ｎ個の同相成分データおよびＮ個の直交成分データ
   を検波することによりＮ個の同相成分データＤI0〜ＤI
   （n−1） およびＮ個の直交成分データＤQ0〜ＤQ（n−
   1） を生成する一次変換回路と、 前記シンボルレートの１周期についてサンプリングされ
   た前記同相成分データＤI0〜ＤI（n−1） および前記直
   交成分データＤQ0〜ＤQ（n−1） に基づくベクトルの各
   々、並びに当該ベクトルの各々のＮ個前にそれぞれサン
   プリングされた前記同相成分データＤI0〜ＤI（n−1）
   および前記直交成分データＤQ0〜ＤQ（n−1） に基づく
   ベクトル各々の相互間の内積値および外積値を等価的に
   演算する内外積演算部と、 前記内外積演算部によって演算された前記内積値および
   前記外積値に基づいてシンボル点を検出すると共に当該
   シンボル点に対応する前記検波後の同相成分データＤI0
   〜ＤI（n−1） および前記直交成分データＤQ0〜ＤQ（n
   −1） に基づいて前記変調データを復調するデータ復調
   部とを備えていることを特徴とするＱＰＳＫ復調装置。
2. 【請求項２】 前記データ復調部は、前記演算された内
   積値と前記外積値との積算値に基づいて前記シンボル点
   を検出することを特徴とする請求項１記載のＱＰＳＫ復
   調装置。
3. 【請求項３】 前記データ復調部は、前記演算された内
   積値の絶対値と前記外積値の絶対値との積算値に基づい
   て前記シンボル点を検出することを特徴とする請求項１
   記載のＱＰＳＫ復調装置。
4. 【請求項４】 前記データ復調部は、前記演算された内
   積値の絶対値と前記外積値の絶対値との差の絶対値に基
   づいて前記シンボル点を検出することを特徴とする請求
   項１記載のＱＰＳＫ復調装置。
5. 【請求項５】 前記データ復調部は、連続するＭ（Ｍは
   整数）個の前記積算値または前記絶対値の平均値に基づ
   いて前記シンボル点を検出することを特徴とする請求項
   ２から４のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置。
6. 【請求項６】 前記一次変換回路は、等価的に、検波前
   の前記同相成分データおよびこれに対応して生成された
   前記直交成分データに基づくベクトルと、Ｎ個前にサン
   プリングされた前記同相成分データおよびこれに対応す
   る前記直交成分データに基づくベクトルの複素共役ベク
   トルとを互いに乗算することにより検波することを特徴
   とする請求項１から５のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調
   装置。
7. 【請求項７】 前記一次変換回路は、前記内積値および
   前記外積値に基づいて一次変換量を補正しつつ検波する
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＱ
   ＰＳＫ復調装置。
8. 【請求項８】 前記内積値および前記外積値に基づいて
   前記局部発振信号の周波数を補正することを特徴とする
   請求項１から７のいずれかに記載のＱＰＳＫ復調装置。