JP4335125B2 - タイミング同期回路 - Google Patents
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Description
図1は、本発明のタイミング同期回路の第1の実施形態を示す。図において、入力信号は、図外のアンテナで受信したRF信号(多値QAM信号)を帯域制限・レベル調整し、中間周波数(IF)に周波数変換した後に、直交検波した2系統のベースバンド信号(同相・直交)をそれぞれ量子化したものである。なお、IF信号のまま量子化し、直交検波をディジタル処理により行う方法もある。
θ1(k)=−tan-1(C(k).im/C(k).re)
C(k) =(1/k)Σk s=1c(s) …(1)
c(k) =Σ3 i=0exp(-jωTi/N)|r(k,i)|2
=Σ3 i=0[cos(ωTi/N)|r(k,i)|2−jsin(ωTi/N)|r(k,i)|2]
と表される。ここで、ωは搬送波周波数、Tはシンボル周期、Nはバースト長、r(k,i)は、4倍オーバサンプルされた入力信号のkシンボル目のi番目のサンプル値(複素数)、c(k)はkシンボル目の入力に対するクロック周波数に対応した複素フーリエ係数、C(k)は複素フーリエ係数の平均値である。
θ(k+1) =θ(k) +ΔfT …(2)
となり、時間の経過とともに真のタイミング誤差が変化する。この式(2) より
θ(k) =θ(0) +ΔfkT …(3)
が得られる。
θ1(k)=(1/k)Σk i=0 θ1'(i) …(4-1)
θ1'(k)=−tan-1(c(k).im/c(k).re) …(4-2)
と変形される。ここで、θ1'(k) はクロック周波数に対応する複素フーリエ係数から逆正接演算によりシンボルごとに得られた個々の推定値である。θ1'(k) は、式(2) を反映して変化するため、式(4-1) より得られるθ1(k)は等差数列の和となる。すなわち、
θ1(k)=[θ1'(0)+(θ1'(0)+ΔfkT)]/2
=θ1'(0)+ΔfkT/2 …(5)
となる。このθ'(0)はθ(0) に等しいことから、式(2) と比べると式(5) の結果はΔfkT/2だけ小さい値となることが分かる。
θ2(k) =θ1(k)+ΔfkT/2 …(6)
となる。
θ1(k1)=θ1'(0)+Δfk1T/2 …(7-1)
θ1(k2)=θ1'(0)+Δfk2T/2 …(7-2)
と書き換えられ、この連立方程式を解くことにより、Δfは、
Δf=2[((θ1(k2)−θ1(k1))/(k2−k1)T] …(8)
と求まる。式(8) を式(6) に代入すると、
θ2(k) =θ1(k)+[((θ1(k2)−θ1(k1))/(k2−k1)]k …(9)
となり、クロック周波数誤差を考慮したタイミング誤差推定値θ2(k) を得ることができる。
(−1+j0)→(0+j1)→(1+j0)→(0−j1)→(−1+j0)
のように連続的に変化する。これを平均すれば、実部および虚部の値がともに零となることは容易に理解できる。
図2は、本発明のタイミング同期回路の第2の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第1の実施形態の構成において、タイミング補正回路300の前段に遅延回路110を備え、除算回路160と乗算回路170との間に平均化回路350を備えるところにある。
(θ1(k2)−θ1(k1))/(k2−k1)
を複数フレームに渡って平均化することにより誤差を低減する。これにより、クロック周波数誤差を考慮したタイミング誤差推定値θ2(k) の推定精度を向上させることができる。なお、クロック周波数の時間変化は非常に緩やかであるため、数100 フレーム程度ではほとんど変化しない。
図3は、本発明のタイミング同期回路の第3の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第2の実施形態の構成において、(k2−k1)による除算を行う除算回路160に代えてビットシフト回路200を用いるところにある。
図4は、本発明のタイミング同期回路の第4の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第3の実施形態の構成において、サンプル数計数回路120の出力kとの乗算を行う乗算回路170に代えて加算回路250およびレジスタ260を用いるところにある。
110 遅延回路
120 サンプル数計数回路
130,140 レジスタ(記憶回路)
150 減算回路
160 除算回路
170 乗算回路
180 加算回路
200 ビットシフト回路
250 加算回路
260 レジスタ(記憶回路)
300 タイミング補正回路
350 平均化回路
400 A/D変換器
410 タイミング誤差検出回路
420 LPF(ローパスフィルタ)
430 VCO(電圧制御発振器)
510,511 二乗回路
520 加算器
530,535 乗算器
550,555 累積回路
560 逆正接演算回路
Claims (5)
- 多値QAM信号を直交検波した2系統のベースバンド信号を入力し、非線形処理によりクロック成分を発生させ、フーリエ変換によりクロック周波数成分の複素フーリエ係数を求め、その複素平面上での位相角を計算することによりタイミング誤差を検出するタイミング誤差検出回路と、
前記タイミング誤差を用いて、前記ベースバンド信号のタイミング補正を行うタイミング補正回路と
を備えたタイミング同期回路において、
クロック信号を入力し、タイミング誤差検出開始時点からのサンプル数kを計数するサンプル数計数回路と、
前記サンプル数計数回路の出力および前記タイミング誤差検出回路の出力をそれぞれ入力し、サンプル数がk1 ,k2 (0<k1 <k2 )になった時点での前記タイミング誤差検出回路から出力されるタイミング誤差推定値θ1(k1) ,θ1(k2) をそれぞれ保持する第1および第2の記憶回路と、
前記サンプル数がk2 になった時点で、前記第2の記憶回路の出力から前記第1の記憶回路の出力を減算する減算回路と、
前記減算回路の出力[θ1(k2)−θ1(k1)]を設定値[k2−k1]で除算する除算回路と、
前記除算回路の出力[(θ1(k2)−θ1(k1))/(k2−k1)]と前記サンプル数計数回路の出力kを乗算する乗算回路と、
前記タイミング誤差検出回路で検出されるタイミング誤差推定値θ1(k) と前記乗算回路の出力 [((θ1(k2)−θ1(k1))/(k2−k1))k]を加算し、クロック周波数誤差を考慮したタイミング誤差推定値θ2(k) として前記タイミング補正回路に与える第1の加算回路と
を備えたことを特徴とするタイミング同期回路。 - 請求項1に記載のタイミング同期回路において、
前記ベースバンド信号を最大k2分だけ遅延させて前記タイミング補正回路に入力する遅延回路を備えた
ことを特徴とするタイミング同期回路。 - 請求項1に記載のタイミング同期回路において、
前記除算回路の出力を複数フレームに渡って平均化して前記乗算回路に入力する平均化回路を備えた
ことを特徴とするタイミング同期回路。 - 請求項1〜3のいずれかに記載のタイミング同期回路において、
前記[k2−k1]による除算を行う除算回路に代えて、前記k1およびk2として[k2−k1]が2の羃乗になるように選択し、ビットシフト処理を行うビットシフト回路を備えた
ことを特徴とするタイミング同期回路。 - 請求項1〜3のいずれかに記載のタイミング同期回路において、
前記サンプル数計数回路の出力kとの乗算を行う乗算回路に代えて、前記除算回路の1サンプル前の出力を記憶する第3の記憶回路と、この1サンプル前の出力と前記除算回路の出力とを加算する第2の加算回路とを備えた
ことを特徴とするタイミング同期回路。
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- 2004-12-09 JP JP2004357280A patent/JP4335125B2/ja active Active
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