JP2008530951A - 予め符号化された部分応答信号用の復調器および受信器 - Google Patents

Abstract

差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号を正確に、効率的に、余り複雑にならないようにして復調する改善された復調構造（および対応する操作方法）である。復調構造は、その中にＧＭＳＫ信号を運ぶ同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスを記憶する少なくとも１つのバッファを含む。チャネル推定ブロックは同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスに作用して、サンプル内のタイミング誤差（好ましくはサンプル・タイミング誤差に加えて搬送波の周波数誤差および位相誤差）の推定値を得る。チャネル推定ブロックはこのタイミング誤差の推定値を用いて同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスを変換して、かかるタイミング誤差を補償する。反回転ブロックは変換されたシーケンスに作用して、ＧＭＳＫ信号内のシンボル当たりπ／２の反回転を行う。反回転の結果は、それぞれが実数部および虚数部を有する複素数値のシーケンスである。推定ブロックは反回転の結果を用いてＧＭＳＫ信号内のビットの推定値を得る。かかる推定は第１の寄与を第２の寄与に加えることにより生成する。第１の寄与は第１の複素数値の虚数部から得られ、第２の寄与は第２の複素数値の実数部から得られる。第１および第２の複素数値は１シンボル離れている。かかる構造および方法は他の予め符号化された部分応答信号の復調に容易に適応される。

Description

本発明は一般にディジタル信号の復調と、ディジタル信号を復調する受信器とに関するものである。より詳細には、本発明は差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号などの予め符号化された部分応答信号の復調と、これを用いる受信器とに関するものである。

ガウス最小シフト・キーイング（ＧＭＳＫ）は無線通信で一般に用いられているディジタル変調方式である。ＧＭＳＫでは、搬送波信号の位相は、ガウス・フィルタにより成形された正反対信号（ａｎｔｉｐｏｄａｌ ｓｉｇｎａｌ）（１と−１のシーケンス）により連続的に変化する。ガウス・フィルタはエネルギーを集中して、帯域外パワーが低いという望ましい特性を作る。かかる利点（比較的狭い帯域幅、一定の包絡線変調、および雑音および干渉への耐性）により、ＧＭＳＫはセルラ陸上移動体無線システム用のＧＳＭ標準の一部として採択された。

ＧＭＳＫ信号は差動的にまたはコヒーレントに変調され得る。差動変調の場合は、逐次の各情報ビットは１つ前の位相に対して＋９０度または−９０度の位相回転を開始する。コヒーレント変調の場合は、＋９０度または−９０度の回転が終わった後の最終の信号位相はデータ・ビット極性を直接示す。

最近のＧＳＭ受信器は一般に受信信号を２つの分岐（すなわち同相位相サンプル（Ｉ）および直交位相サンプル（Ｑ））内でフィルタリングし、ダウンコンバートし、サンプリングする。これらのサンプルを復調してその中のシンボル・ストリームが復調される。かかる復調では一般に、差動検出（周知のように、１ビット遅延、９０度位相シフト、および乗算で行ってよい）、チャネル推定（受信サンプルと既知の同期ワードとの相関を取ることにより行ってよい）、チャネル推定値および検出シンボルを用いてシンボル間の干渉を補償するビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）処理（最尤シーケンス推定アルゴリズムなど）を行う。しかしかかる方法は変調およびチャネルの記憶と共に指数関数的に複雑になる。このように複雑になると受信器の設計および製作にかかるコストが大幅に増えるので問題である。

本発明は、差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号を正確に、効率的に、あまり複雑にならないようにして復調する復調構造（および対応する操作方法）を含む。この復調構造は、その中にＧＭＳＫ信号を運ぶ同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスを記憶する少なくとも１つのバッファを含む。チャネル推定ブロックは同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスに作用して、サンプル内のタイミング誤差（好ましくはサンプル・タイミング誤差に加えて搬送波の周波数誤差および位相誤差）の推定値を得る。チャネル推定ブロックはこのタイミング誤差の推定値を用いて同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスを変換して、かかるタイミング誤差を補償する。反回転（ｄｅ−ｒｏｔａｔｉｏｎ）ブロックは変換されたシーケンスに作用して、ＧＭＳＫ信号内のシンボル当たりπ／２の反回転を行う。反回転の結果は、それぞれが実数部および虚数部を有する複素数値のシーケンスである。推定ブロックは反回転の結果を用いてＧＭＳＫ信号内のビットの推定値を得る。かかる推定値は第１の寄与（ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）を第２の寄与に加えることにより生成する。第１の寄与は第１の複素数値の虚数部から得られ、第２の寄与は第２の複素数値の実数部から得られる。第１の複素数値と第２の複素数値とは１シンボル離れている。

１つの実施の形態では、チャネル推定器は予め決められた同期ワードを検出する相関器を用いる。
別の実施の形態では、反回転ブロックはＧＭＳＫ信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス

を生成する。ただし、ｒ_I（ｋ）’およびｒ_Q（ｋ）’はチャネル推定ブロックから出力される補償された同相および直交位相のベースバンド・サンプルのシーケンスである。反回転ブロックは更に、ベクトル・シーケンス

にｊ^-kをかけて反回転ベクトル・シーケンス

を計算する。すなわち、

である。

更に別の実施の形態では、推定ブロックはＧＭＳＫ信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス

を生成する。ただし、ｙ_I（ｋ）’はベクトル

の実数部、ｙ_Q（ｋ）’はベクトル

の虚数部である。ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）は２つの直交軸の振幅係数である。これらの振幅係数は所定のシンボル（ｋ）に対応する時刻での受信器内の雑音および倍率の変動（ｖａｒｉａｎｃｅ）に比例する。振幅係数ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）は、応用によっては省いてもよい。推定ブロックは更に、

の虚数部を

の実数部に加えることによりＧＭＳＫ信号内の所定のビットの推定値を得る。
本発明の復調構造を組み込んだ受信器構造も開示する。

本発明の復調構造および方法により、差動的に符号化されたＧＭＳＫシンボルを正確かつ効率的にシンボル毎に検出することができる。またかかる構造は従来の設計に比べて複雑でなく（多くの応用において複雑なビタビ処理を用いなくてよく、または応用によっては非常に簡単になる）、したがって設計および製作が簡単になる。かかる構造および方法は他の予め符号化された部分応答信号の復調にも容易に適応される。
本発明の他の目的および利点は、添付の図面と共に詳細な説明を参照すれば当業者に明らかになる。

以下に記述する受信器の方法および構造により、ＧＳＭ無線信号などの差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号や、その他の予め符号化された部分応答信号を効率的かつ正確に受信して復調することができる。

図１は、本発明に係る改善されたＧＭＳＫ無線受信器１００を示す。装置１００は、送信される差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号（例えば、ＧＳＭセルラ陸上移動体無線システム内の基地局から送信されるもの）を含む無線周波数（ＲＦ）信号を受信するアンテナ要素１０１を含む。アンテナ要素１０１からのＲＦ信号はフィルタ１０２、低雑音増幅器１０３、およびフィルタ１０５によりフィルタリングして増幅する。ミキサ段１０７はフィルタ１０５から出力されるＲＦ信号をダウンコンバートして、整調可能なＲＦ周波数信号源１０９から供給される整調ＲＦ振動信号に従って中間周波数（ＩＦ）信号を生成する。ダウンコンバートミキサ段１０７の出力はフィルタ１１１（一般に表面弾性波（ＳＡＷ）タイプのフィルタ）で濾波し、可変利得増幅器１１３で増幅する。周知のように、増幅器１１３の利得は一般にブロック１１５から与えられる受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）および自動利得制御機能により制御する。かかる利得制御により、その後の段での信号レベルはアナログ・ディジタル変換回路１２７−１，１２７−２に一定信号レベルを送ることができる。かかる一定信号レベルはＧＭＳＫ信号の正確な復調に必要である。図１ではＧＭＳＫ信号をｒ（ｔ）で示す。これは図に示すように増幅器１１３から出力されるＩＦ信号の一部である。

増幅器１１３の出力はガウス帯域フィルタ１１７に送られ、その出力は２つの信号処理チャネル（ＩチャネルおよびＱチャネル）に並列に送られる。Ｉチャネルはミキサ段１１９−１、ベースバンド・フィルタ１２５−１、およびアナログ・ディジタル変換回路１２７−１を含み、これら全体で、供給されたＩＦ信号の一部である同相ベースバンド信号をサンプリングする。Ｑチャネルはミキサ段１１９−２、ベースバンド・フィルタ１２５−２、およびアナログ・ディジタル変換回路１２７−２を含み、これら全体で、供給されたＩＦ信号の一部である直交位相ベースバンド信号をサンプリングする。かかるサンプリングはブロック１２１が行う。ブロック１２１は、ＩＦ局部発振器源１２３の同相信号（例えば、０度の位相オフセット）をＩチャネル・ミキサ段１１９−１に与え、他方でＩＦ局部発振器源１２３の直交位相信号（例えば、９０度の位相オフセット）をＱチャネル・ミキサ段１１９−２に与える。

別の実施の形態では、低ＩＦ構造、ゼロＩＦ直接変換構造、または他の適当な受信器構造を用いて、受信器で受信したＧＭＳＫ信号の同相成分および直交位相成分を取り出してよい。例えば、アナログ・ディジタル変換はＩＦ信号で行い、ベースバンドへのダウンコンバートはディジタル領域で行ってよい。更に、アナログ・ベースバンド・フィルタ１２５−１，１２５−２の代わりにディジタル領域（例えば、アナログ・ディジタル変換の後）で動作するディジタル・フィルタ（好ましくはＦＩＲタイプの低域フィルタ）を用いて帯域外雑音を除去してよい。

いずれの場合も、ディジタル領域で表される同相ベースバンド・サンプル（ｒ_I（ｋ）で示す）はバッファ１３１内に記憶し、ディジタル領域で表される直交位相ベースバンド・サンプル（ｒ_Q（ｋ）で示す）はバッファ１３３内のディジタル領域内に記憶する。

チャネル推定ブロック１３５はバッファ１３１内に記憶する同相ベースバンド・サンプル（ｒ_I（ｋ））およびバッファ１３３内に記憶する直交位相ベースバンド・サンプル（ｒ_Q（ｋ））に作用して、サンプル内に予め決められた同期ワード（トレーニング・シーケンスと呼ぶことがある）が存在することを検出し、ベースバンド信号内のバースト波形上のシンボル・タイミング誤差とこれに加えて搬送波の周波数誤差および位相誤差の推定値を得る。誤差の推定値に基づいて、チャネル推定ブロック１３５は所定のバースト波形を形成する同相および直交位相のベースバンド・サンプルを変換して、かかる誤差を補償する。図１ではかかる補償されたサンプルをｒ_I（ｋ）’およびｒ_Q（ｋ）’で示す。このようにして、バーストのタイミング、周波数、および位相のオフセットを実質的に除去する。

チャネル推定ブロック１３５は好ましくは相関器を用いて、予め決められた同期ワードを検出する。本質的に、相関器は同期ワードシーケンスのための整合フィルタである。したがって、同期ワードが存在するとき相関器は大きな振幅を持つ出力を生成するはずである。相関の大きさが或るしきい値を超えると同期ワードを検出したことが宣言される。しきい値は設計で固定してもよいし、動的に変えてもよい。自動利得制御を用いる応用では、しきい値を固定すると検出誤り率が高くなる。この問題は、同期ワードとの相関を取るサンプル全体で得た雑音パワー推定値に基づいてしきい値を変えることにより解決することができる。

理論的には、理想的なサンプリング点で取ったサンプルを相関器に与えることは可能である。しかし実際には、理想的なサンプリング点は分からない。このタイミングの不確かさは、受信波形をオーバーサンプリングしてサンプリングのタイミングを多数仮定したものとの相関を計算することにより解決することができる。例えばある装置では、サンプル・クロックの周波数誤差は非常に小さいので、同期ワードの長さにわたってサンプリング位相は余り変らない。シンボル当たりのサンプリング速度を２倍にすると、１つの相関は偶数シンボルだけを用いて行い、別の相関は奇数サンプルだけを用いて行うことができる。この方法の精度は十分良いことが多い。十分良くない場合は、シンボル当たりのサンプリングの仮定を増やせばよい。

受信波形のオーバーサンプリングは、アナログ・ディジタル変換を高速（例えば、ナイキスト速度の２倍）でクロックするか、受信波形のサンプルに外挿濾波（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）を行うか、または予想される同期ワードを多数時間シフトしたものとの相関を取ることにより得られる。

相関操作は同期ワードをコヒーレントに検出するようにすることが好ましい。これには、搬送波周波数誤差、シンボル速度、および同期ワードの長さＬを考慮する必要がある。例えば、シンボル速度が搬送波周波数誤差のＬ倍の場合は、同期ワードの間に搬送波は３６０度回転するので相関を取っても同期ワードを検出することができない。搬送波周波数誤差がこれより小さい場合は、相関の中に脱落するものがある。この脱落が許容できない場合は、かかる搬送波周波数誤差を補償する他の対策を取らなければならない。１つの可能な解決方法は、異なる搬送波周波数誤差を仮定して、それぞれと、仮定した搬送波周波数誤差で修正したシーケンスとの相関を取ることである。この方法はある応用ではうまくゆくが、複雑なシーケンスとの多数の相関を取る必要がある。

別の方法は差動相関を用いることである。受信信号との相関を取るのではなく、受信シンボル（１シンボル時間離れたもの）のベクトル・クロス積を計算して相関器に入力する。差動相関器を用いるとコヒーレント相関器に比べていくらか性能損失がある。しかし周波数誤差がシンボル速度の数パーセントより小さい場合は、この損失は周波数誤差が変っても余り変らず、普通の量の周波数誤差を用いるコヒーレント相関器より性能が良い。好ましい実施の形態では、相関操作は２段で行う。すなわち、候補を識別する差動相関段と、かなりの周波数オフセットが存在するときに候補を確認するコヒーレント相関段である。この２段は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）または他の同様な方法を用いて、周波数領域で受信波形を処理する。

チャネル推定ブロック１３５は多数の方法の１つを用いてサンプル・タイミング誤差の推定値を得てよい。例えば、１つの方法は相関ピークの前と後の相関結果を用いる。これらの結果の相対的な大きさおよびタイミングをマップして、相関ピークに対するタイミング・オフセットを得てよい。例えば、ピークの直前と直後の相関結果が同じ値を有する場合は、サンプル・タイミング誤差はゼロである。ピークの前の相関結果がピークの後の相関結果より大きい場合は、相関ピークは「遅く」てサンプル・タイミング誤差は正である（補償するには負の時間シフトを行う必要がある）。ピークの前の相関結果がピークの後の相関結果より小さい場合は、相関ピークは「早く」てサンプル・タイミング誤差は負である（補償するには正の時間シフトを行う必要がある）。

チャネル推定ブロック１３５は多数の方法の１つを用いて搬送波周波数誤差の推定値を得てよい。例えば、同期ワードの検出に差動相関器を用いるとき、ピークで相関器が出力する複素ベクトルの角度を搬送波周波数誤差の推定値として用いることができる。なぜなら、この角度は１つのシンボル内の位相変化に比例するからである。同様に、搬送波位相誤差はピークで相関器が出力する位相を用いて推定することができる。この位相は同期ワードの中央における帯域内サンプルの位相の推定値である。搬送波周波数および位相を推定／追跡するための他の機構については、「バースト・モデム設計法、第２部（Ｂｕｒｓｔ Ｍｏｄｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｐａｒｔ ２）」、ＣＳＤ Ｍａｇａｚｉｎｅ，１９９９年８月、に詳細に記述されており、その全体をここに援用する。

サンプル・タイミング誤差とこれに加えて搬送波周波数誤差および位相誤差を補償した後、反回転ブロック１３７はベースバンド・サンプルｒ_I（ｋ）’およびｒ_Q（ｋ）’に作用して、バースト波形の最初から始めてシンボル当たりπ／２の反回転を行う。好ましい実施の形態では、反回転ブロック１３７はｎ個の時間離散サンプル対ｒ_I（ｋ）’，ｒ_Q（ｋ）’のシーケンスに作用する。このシーケンスは、ベースバンド信号内のバースト波形を表すｎ個のシンボルのシーケンスに対応する。各サンプル対ｒ_I（ｋ）’，ｒ_Q（ｋ）’を複素表現に変換して、次のようなベクトル・シーケンス

を形成する。

ただし、バーストのｎ個のシンボルについて ｋ＝１，２，．．．，ｎ である。

次に、ベクトル・シーケンス

にｊ^-kを掛けて反回転ベクトル・シーケンス

を計算する。すなわち、

反回転ベクトル・シーケンス

は、バースト波形のｎ個のシンボル毎の実数部ｙ_I（ｋ）’および虚数部ｙ_Q（ｋ）’を含む。

推定ブロック１３９は反回転ベクトル・シーケンス

に作用して次のようにバーストのｎ個のシンボルについて次のベクトル・シーケンス

を生成する。

ただし、ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）は２つの直交軸の振幅係数で、これらの振幅係数は所定のシンボル（ｋ）に対応する時刻の受信器内の雑音および倍率の変動に比例する。
各復号窓内で利得が固定でないときは、式（３）をチャネル利得（損失）および雑音の推定値と共に用いれば適応等化と同等の結果を得ることができる。復号窓毎の利得が固定のときは、振幅係数ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）を式（３）から省いて次の簡単な形にしてよい。

推定ブロック１３９はバーストのｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス

を用いて、バーストのビット・ストリームについて次の対数尤度比ＬＬＲ（ここでは「推定値」と呼ぶ）を生成する。

言い換えると、バースト内の所定のビットの推定値は、現在検出されたシンボルのベクトル

の虚数部を、虚数部シンボルから１シンボル遅れたシンボルに対応するベクトル

の実数部に加えることにより得られる。バースト内の最後のシンボルは用いない。更に、バーストの最初に追加の予め決められたビットがある。これは差動符号化に固有である。

随意であるが、推定ブロック１３９が生成したビット推定値を、推定値を処理する後処理ブロック１４１にロードして干渉（同一チャネル干渉またはマルチパス干渉など）を打ち消してよい。その一例がＫｒｉｓｔｅｎｓｓｏｎ他のＵＳ２００４／００１４４２４に示されており、その全体をここに援用する。かかる後処理により誤差訂正を行ってもよい。これは一般にリード・ソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号化またはビタビ処理の一部としての重畳復号化により行う。

復号化が完了した後、ブロック１３９（またはブロック１４１）が生成したビット・ストリームは、後で処理するために受信信号バッファ１４３内に記憶する。例えばかかる処理は、ハンドセット応用におけるユーザへのデータの通信や、基地局応用におけるネットワーク・リンクによるデータの通信を行うことでよい。
バッファ１３１，１３３とデータ処理ブロック１３５から１４３とは、好ましくはディジタル信号処理プラットフォーム１２９の一部であり、これはディジタル信号処理プロセッサ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、またはその他の適当なデータ処理手段で実現してよい。

ここに述べたＧＭＳＫ復調構造および方法の精度と効率は以下の説明から明らかである。ＧＭＳＫ変調信号の位相は

ただし、
ｈ＝０．５、
ｇ（ｕ）はガウス成形フィルタ、

ｄ_iは入力２進ビットで、

，α_iは整数値である。

次の式

に関して図２のグラフ（ｉ＝０）を見ると、サンプリング点をグラフの整数点で表した場合、各シンボルの寄与は１つのシンボルでπ／４であり、次のシンボルで更にほぼπ／４である。したがって、簡単のためにインデクス内の遅れを少し調整すると、式（５）は次式で近似できる。すなわち、

当業者が認識するようにこれは単なる近似であって、上のグラフのサンプル点２（０として扱う）と４（π／２として扱う）に誤差がある。

式（６）を式（７）に代入すると次式が得られる。

ただし、

は式（６）のように２つの隣接する情報ビットの２進加算から得られる整数値である。

認識すべきであるが、式（８）の第１項はシンボル当たりπ／２の位相回転であり、第２項は

ただし、ｆ_b2i（ ）は次のように２進数を整数に変換する変換関数である。
ｆ_b2i（０（ｂ））＝０、
ｆ_b2i（１（ｂ））＝１。
式（９）を変形する前に次のことを考慮しなければならない。
１． ｄ_i ＝１、 ｉ＜０の場合（送信信号という仮定）。
更に、１から始まる２進シーケンスに関する簡単な事実が他に２つある。第１に、ｄ_n ＝１に達するのに偶数の遷移を行う（０-＞１または１-＞０）。第２に、ｄ_n ＝０に達するのに奇数の遷移を行う。

上の第１の文を式（９）に適用すると次式が得られる。

式（１０）の第２項は実際には情報ビット・シーケンス遷移カウンタであり、遷移する度に位相はπだけ変る。

式（１０）から、次のことが観測される。
１． ｄ_n ＝１、ｄ_n-1 ＝１； この場合は式（１０）の第２項は偶数の遷移を行い（すなわち、第２の和は偶数）、θ₂（ｎｔ）＝０。
２． ｄ_n ＝１、ｄ_n-1 ＝０； この場合は式（１０）の第２項は奇数の遷移を行い（すなわち、第２の和は奇数）、θ₂（ｎｔ）＝π／２。
３． ｄ_n ＝０、ｄ_n-1 ＝１； この場合は式（１０）の第２項は偶数の遷移を行い（すなわち、第２の和は偶数）、θ₂（ｎｔ）＝−π／２。
４． ｄ_n ＝０、ｄ_n-1 ＝０； この場合は式（１０）の第２項は奇数の遷移を行い（すなわち、第２の和は奇数）、θ₂（ｎｔ）＝π。

π／４の位相を加えると次の結果が得られる。

これは、送信信号の第２項は、実際には情報シーケンスに対応する２つの独立のＢＰＳＫ信号であることを示す（Ｉチャネルは１ビット遅れたもの）。したがって、差動的な予め符号化されたＧＳＭＫ信号は信号生成において記憶を有しない。
θ₂（ｎｔ）のグラフとその遷移グラフを更に図３に示す。

結論を述べると、式（８）から、送信されたＧＭＳＫ信号の位相は２つの部分に分解される。すなわち、シンボル当たりπ／２の位相回転と、式（１０）および式（１１）で示すような現在と１つ前の情報ビットだけに依存する瞬時の位相である。更に、信号生成において記憶がなく、雑音または障害がないとき情報ビットは信号配置から容易に得ることができる。
受信器内では、チャネルフィルタリングによる歪を無視すると、タイミング・オフセットと周波数オフセットとその他のチャネル障害を持つ式（８）と同様の信号を受信する。

タイミング・オフセットと周波数オフセットとを除去すると、シンボル当たりπ／２の反回転により、式（１１）に示す位相およびいくらかの障害を持つ信号が生成される。得られる信号は、実際にはＩおよびＱ空間内の２つの独立のＢＰＳＫ信号の合成信号である。合成信号の虚数部は現在の情報ビットを運び、合成信号の実数部は１つ前の情報ビットを運ぶ。

ＢＰＳＫタイプの信号について説明したので、受信信号の復調はＡ／φ領域ではなくＩ／Ｑ領域で行って信号源の最尤推定を得る。ＩとＱとは独立なので、反回転の後の受信信号は次式で表される。

ただし、
Ａ_nおよびＢ_nは２つの直交軸の振幅係数であって通常は同じ定数、
Ｃ_n＝２＊ｄ_n-１は情報ビットの２極表現、
である。

ＡＷＧＮだけが存在するときは、反回転の後の

の実数部と虚数部とは独立であって、共にｘとｙに平均値を持つガウス分布である。ガウス分布では、対数尤度は次式で与えられる。

これを変形すると

ただし、ＥＩ_nおよびＥＱ_n+1はその時刻の受信器内の雑音および倍率の変動に比例する。

各復号窓内で利得が固定でないときは、式（１３）をチャネル利得（損失）および雑音の推定値と共に用いれば最適の結果を得ることができるができる。これは適応等化と同等である。

復号窓毎の利得および雑音が固定のときは、ＥＱ_nおよびＥＩ_n+1を省いても精度が下がることはなく、現在のシンボルＬＬＲ（ｄ_n）のシンボル推定値は次式で与えられる。

この操作は上に説明した例示の受信装置１００のシンボル推定ブロック１３９の一部として行う。

ここに述べた復調の構造および方法により、差動的に符号化されたＧＭＳＫシンボルを正確かつ効率的にシンボル毎に検出することができる。またかかる構造は、従来の設計に比べて複雑でない（多くの応用で複雑なビタビ処理を行わなくてよく、または応用によっては非常に簡単になる）。したがって、設計および製作が簡単であり、このためにエンド・ユーザのコストが下がる。

ＧＳＭ無線信号などの差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号を受信して復調するための構造および方法のいくつかの実施の形態を説明し、図示した。かかる構造および方法は他の予め符号化された部分応答信号を受信して復調するのにも用いることができる。本発明の特定の実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。なぜなら、本発明はこの技術が許す限り範囲が広く、また明細書は同様の趣旨で読むべきである。したがって、特定の受信器構造について開示したが、他の受信器構造も用いてよいことが認識される。更に、ここに述べた復調構造および任意の他の信号処理の機能性はソフトウエア（例えば、命令のプログラムされたシーケンス）で実現することができる。このソフトウエアは具体的な媒体（例えば、ＣＤ−ＲＯＭなどの光ディスク、またはウェブ・サーバの一部である、またはこれに結合する記憶装置）内に永続的に記憶して、受信器の一部としてその中で実行するためにコンピュータ処理プラットフォームにロードしてよい。したがって当業者が認識するように、クレームの精神および範囲から逸れない範囲で本発明に更に他の変更を行うことができる。

本発明に係る改善された復調器を用いる例示の受信器の機能的ブロック図である。 差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号内でサンプルのシーケンス内の隣接シンボルの位相寄与を示すグラフである。 反回転の後で差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号の受信ビット・シーケンス内の可能な遷移を示す状態図である。

Claims (20)

1. ２進値のシーケンスで構成する予め符号化された部分応答信号を復調する装置であって、
   少なくとも１つのバッファであって、同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスを記憶し、前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスはその中に部分応答信号を運ぶ、前記少なくとも１つのバッファと、
   チャネル推定ブロックであって、前記少なくとも１つのバッファに結合し、前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスに作用して前記サンプル内のタイミング誤差の推定値を得、また前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスを変換して前記タイミング誤差を補償する、前記チャネル推定ブロックと、
   反回転ブロックであって、前記チャネル推定ブロックに結合し、前記同相および直交位相のベースバンド・サンプルの変換されたシーケンスに作用して前記部分応答信号内のシンボル当たりπ／２の反回転を行うことにより、それぞれが実数部および虚数部を有する複素数値のシーケンスを生成する、前記反回転ブロックと、
   推定ブロックであって、前記反回転ブロックに結合し、第１の寄与を第２の寄与に加えることにより前記部分応答信号内の所定のビット毎の推定値を得、前記第１の寄与は第１の複素数値の虚数部から得られ、前記第２の寄与は第２の複素数値の実数部から得られ、前記第１および第２の複素数値は１シンボル離れている、前記推定ブロックと、
   で構成する復調装置。
2. 前記予め符号化された部分応答信号は差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号を含む、請求項１記載の復調装置。
3. 前記タイミング誤差は、サンプル・タイミング誤差、搬送波周波数誤差、および搬送波位相誤差の少なくとも１つを含む、請求項２記載の復調装置。
4. 前記チャネル推定ブロックは予め決められた同期ワードを検出する相関器を含む、請求項３記載の復調装置。
5. 前記補償された同相ベースバンド・サンプルのシーケンスは、前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてｒ_I（ｋ）’で示され（ｋ＝１，．．．，ｎ）、
   前記補償された直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスは、前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてｒ_Q（ｋ）’で示され、
   前記反回転ブロックは前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
   

   

   
   を生成し、すなわち、
   

   

   
   であり、
   前記反回転ブロックはベクトル・シーケンス
   

   

   
   にｊ^-kを掛けて反回転ベクトル・シーケンス
   

   

   
   を計算する、すなわち、
   

   

   
   である、
   請求項１記載の復調装置。
6. ｙ_I（ｋ）’はベクトル
   

   

   
   の実数部であり、ｙ_Q（ｋ）’ はベクトル
   

   

   
   の虚数部であり、
   前記推定ブロックは前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
   

   

   
   を生成し、すなわち、
   

   

   
   であり、ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）は２つの直交軸の振幅係数であり、これらの振幅係数は所定のシンボル（ｋ）に対応する時刻での前記受信器内の雑音および倍率の変動に比例する、
   請求項５記載の復調装置。
7. 前記推定ブロックは
   

   

   
   の虚数部を
   

   

   
   の実数部に加えることにより所定のビットの推定値を得る、
   請求項６記載の復調装置。
8. ｙ_I（ｋ）’はベクトル
   

   

   
   の実数部であり、ｙ_Q（ｋ）’はベクトル
   

   

   
   の虚数部であり、
   前記推定ブロックは前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
   

   

   
   を生成する、すなわち、
   

   

   
   である、
   請求項５記載の復調装置。
9. 前記推定ブロックは
   

   

   
   の虚数部を
   

   

   
   の実数部に加えることにより所定のビットの推定値を得る、
   請求項８記載の復調装置。
10. 予め符号化された部分応答信号を受信する受信器であって、
    フロントエンド無線サブシステムであって、あるＲＦチャネルを受信して同相ベースバンド信号および直交位相ベースバンド信号にダウンコンバートし、前記同相ベースバンド信号は前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスで表され、前記直交位相ベースバンド信号は前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスで表される、フロントエンド無線サブシステムと、
    前記フロントエンド無線サブシステムに結合して前記予め符号化された部分応答信号を復調する請求項１記載の装置と、
    を備える受信器。
11. 前記予め符号化された部分応答信号は差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号である、
    請求項１０記載の受信器。
12. ２進値のシーケンスを含む予め符号化された部分応答信号を復調する方法であって、
    同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスを記憶し、前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスはその中に前記部分応答信号を運び、
    前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスを用いて前記サンプル内のタイミング誤差の推定値を得、
    前記同相ベースバンド・サンプルのシーケンスおよび前記直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスを変換して前記タイミング誤差を補償し、
    前記同相および直交位相のベースバンド・サンプルの変換されたシーケンスに作用して前記部分応答信号内のシンボル当たりπ／２の反回転を行うことにより、それぞれが実数部および虚数部を有する複素数値のシーケンスを生成し、
    第１の寄与を第２の寄与に加えることにより前記部分応答信号内の所定のビット毎の推定値を得、前記第１の寄与は第１の複素数値の虚数部から得られ、前記第２の寄与は第２の複素数値の実数部から得られ、前記第１および第２の複素数値は１シンボル離れている、
    復調する方法。
13. 前記予め符号化された部分応答信号は差動的に符号化されたＧＭＳＫ信号を含む、請求項１２記載の復調する方法。
14. 前記タイミング誤差は、サンプル・タイミング誤差、搬送波周波数誤差、および搬送波位相誤差の少なくとも１つを含む、請求項１３記載の復調する方法。
15. 前記タイミング誤差を得ることは予め決められた同期ワードを検出する相関を含む、請求項１４記載の復調する方法。
16. 前記補償された同相ベースバンド・サンプルのシーケンスは、前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてｒ_I（ｋ）’で示され（ｋ＝１，．．．，ｎ）、
    前記補償された直交位相ベースバンド・サンプルのシーケンスは、前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてｒ_Q（ｋ）’で示され、
    前記反回転ブロックは前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
    

    

    
    を生成し、すなわち、
    

    

    
    であり、ベクトル・シーケンス
    

    

    
    にｊ^-kを掛けて反回転ベクトル・シーケンス
    

    

    
    を計算する、すなわち、
    

    

    
    である、
    請求項１２記載の復調する方法。
17. ｙ_I（ｋ）’はベクトル
    

    

    
    の実数部であり、ｙ_Q（ｋ）’ はベクトル
    

    

    
    の虚数部であり、
    前記推定は前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
    

    

    
    を生成することにより得られ、すなわち、
    

    

    
    であり、ＥＩ（ｋ）およびＥＱ（ｋ）は２つの直交軸の振幅係数であり、これらの振幅係数は所定のシンボル（ｋ）に対応する時刻の前記受信器内の雑音および倍率の変動に比例する、
    請求項１６記載の復調する方法。
18. 前記推定値は所定のビットについて
    

    

    
    の虚数部を
    

    

    
    の実数部に加えることにより得られる、
    請求項１７記載の復調する方法。
19. ｙ_I（ｋ）’はベクトル
    

    

    
    の実数部であり、ｙ_Q（ｋ）’はベクトル
    

    

    
    の虚数部であり、
    前記推定値は前記予め符号化された部分応答信号のｎ個のシンボルについてベクトル・シーケンス
    

    

    
    を生成することにより得られる、すなわち、
    

    

    
    である、
    請求項１６記載の復調する方法。
20. 前記推定値は所定のビットについて
    

    

    
    の虚数部を
    

    

    
    の実数部に加えることにより得られる、
    請求項１９記載の復調する方法。

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