JP4588890B2 - 通信方法および通信装置 - Google Patents
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- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データ伝送システムの信号を処理する方法および装置に関し、特に、伝送システムの周波数オフセットを推定する方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電磁信号によるディジタル伝送システムは、通信および移動性に対する需要が引き続き増大しているという状況の下で、特に重要である。急速に拡大する移動無線の分野は、このようなディジタル伝送技術の重要なアプリケーション（適用分野）を代表する。ディジタル伝送のためのシステムの場合、伝送は通常、例えばＧＳＭ(global system for mobile communications)標準や、これに基づいているＥＤＧＥ(enhanced data rates for GSM evolution)標準の場合のように、キャリア周波数を変調することによって実行される。
【０００３】
分散性チャネル（例えば、移動無線チャネル）上のキャリア周波数に基づくディジタル伝送の場合、現実のシステムでは、受信信号の実際のキャリア周波数と、受信機においてアクティブなキャリア周波数との間に、避けることのできないずれが生じる。周波数シフトの原因には、例えば、周波数標準（すなわち、送信機または受信機の局部発信器）の公差や、例えばいわゆるドップラー効果による送信機または受信機の局所的移動による周波数シフトがある。ドップラー効果は、送信周波数の単純なシフト（ドップラーシフト）から、無限に多くの無限に小さい受信信号成分を相異なる周波数シフトで重ね合わせること（ドップラーワイドニング(Doppler widening)）まで、モデル化することができる。周波数オフセットは、送信データ系列（シーケンス）の回復に関して、受信機の効率を悪化させる。これは、同様に、ビット誤り率またはブロック誤り率の上昇としても表される。受信信号の瞬間キャリア周波数と、コヒーレント受信機のキャリア周波数との間の周波数オフセットは、与えられた特定の仮定の下で、公知の方法を用いて推定することができる。周波数オフセットがわかると、受信機において、存在する周波数オフセットの補償を可能にする処置をとることが可能となり、送信データの回復に関して受信機の効率が改善される。
【０００４】
公知の推定方法の概説は、例えば、Mengali, U., D'Andrea, A. N. "Synchronization Techniques for Digital Receivers", Plenum Press, New York, 1997、に記載されている。理論的に効率的な方法は、「データ支援最尤周波数推定(Data Aided Maximum Likelihood Frequency Estimation)」という名称で知られている。しかし、この方法は２ステップ探索アルゴリズムを必要とするため、非常に計算量がかかる。この理由のため、この方法は実用には適さない。
【０００５】
上記の方法を単純化した変形例も既知であり、同じく、周波数オフセットのデータ支援推定に基づいている。それらの方法のうちの一部は、例えば、
・S. Kay, "A Fast and Accurate Single Frequency Estimator", IEEE Trans. Acoust. Speech, Signal Processing, ASSP-37, p.1987-1990, December 1989・M. P. Fitz, "Further Results in the Fast Estimation of a Single Frequency", IEEE Trans. Comm., COM-42, p.862-864, March 1994
・M. Luise, R. Reggiannini, "Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modems for Burst-Mode Transmission", IEEE Trans. Comm., COM-43, p.1169-1178, March 1995
に記載されている。これらの方法は確かに、受け入れ可能な複雑さで、比較的良好な効率を示すが、使用可能な範囲には多くの制限がある。これらの方法は、伝送システムが位相変調（ＰＳＫ：位相シフトキーイング）で動作するときにしか適用できない。さらに、全伝送システムにおける伝送には、シンボル間干渉（ＩＳＩ）があってはならない。すなわち、第１ナイキスト基準が満たされていなければならない。
【０００６】
しかし、具体的には、例えばＧＳＭ移動無線のような周波数選択的フェージングチャネルの場合を含む多くの実用的アプリケーションでは、シンボル間干渉がないことは、近似的にも、実現できない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の１つの目的は、受け入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波数オフセットの信頼性の高い推定が可能な方法および装置を提供することである。
【０００８】
本発明のもう１つの目的は、大きいシンボル間干渉が存在する場合でも推定が可能な方法および装置を提供することである。
【０００９】
本発明のもう１つの目的は、推定のために伝送チャネルに関する事前の情報を必要としない方法および装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、請求項１記載の方法および請求項１３記載の装置によって、非常に簡単な方法で達成される。本発明の重要な実施例については従属請求項に記載されている。
【００１１】
本発明による方法では、第１および第２の既知の、好ましくは同一の、シンボルシーケンス（系列）が、ディジタル伝送システムで送信される。データシーケンス内の、受信機には事前に既知の、送信シンボルを有するサブシーケンス（部分系列）は、例えば、評価される受信信号部分において少なくとも２回発生するトレーニングシーケンス、終端シンボルあるいはテールビットである。受信信号は、好ましくは、いわゆる等価複素ベースバンド信号として利用可能である。
【００１２】
伝送チャネルは、あらゆる瞬間において、パルス応答によって特徴づけられる。パルス応答は、本質的に、送信信号と受信信号の間の伝送チャネルの割当てプロトコルを表す。ある瞬間に送信される無限に短い信号パルスは、ほぼパルス応答の時間的長さで、受信信号に影響を及ぼす。パルス応答が既知シンボルシーケンスの継続時間より長い場合、既知シンボルに対応する受信信号部分は、特に、既知シンボルシーケンスの前の未知シンボルの成分によってもあらゆる瞬間に影響を受けることになる。この影響を低減するため、伝送システムのパルス応答の絶対値の２乗をある時間部分で低減することにより、好ましくは、受信信号に本質的に影響を及ぼす送信信号部分が、第１および第２の既知シンボルシーケンスよりも短くなるようにする。パルス応答の絶対値の２乗は、本質的に、受信装置で受信信号によって引き起こされる電圧の絶対値の２乗であり、したがって、パルス応答の時間部分に存在するエネルギーの尺度である。この低減は、具体的には、全パルス応答のエネルギーとの比較によりパルス応答の後方部分のエネルギーを低下させることによって、または、パルス応答の後方部分から前方部分へエネルギーを移動することによって、実現される。このようにして、受信信号の少なくとも第１および第２の部分（これらの部分はそれぞれ、第１および第２の既知シンボルシーケンスに対応する）は、本質的に既知シンボルシーケンスのみに影響されることが保証される。受信信号の第１部分と第２部分を互いに比較し、その比較結果から、周波数オフセットを推定する。
【００１３】
したがって、本発明の方法によれば、特にキャリア周波数に基づくディジタル伝送システムの場合に、周波数オフセットの推定が可能となる。本発明の方法は、低減前のチャネルパルス応答の長さが受信機に既知の利用可能なシンボルシーケンスの長さを超える場合にも有効である。すなわち、本発明による方法は、パルス干渉がないことを要求しない。これは特に、従来の方法と比較して非常に有利な点である。
【００１４】
本発明の好ましい実施例では、第１および第２の既知シンボルシーケンスは、複素定数を乗じることにより互いに転置することができる。例えば、具体的には、２つのシンボルシーケンスは同一である。同一のシンボルシーケンスの場合、第１部分と第２部分（これらはそれぞれ、第１および第２の既知シンボルシーケンスに対応する）の比較は特に簡単になるため、計算量も少なくなる。
【００１５】
各送信シンボルごとに、受信信号の上記の対応する部分を表す少なくとも１つの対応するサンプルを得るために、受信信号は、好ましくは、サンプリングされる。この実施例では、周波数オフセットは、好ましくは、第１サンプル（第１シーケンスからの１つのシンボルに対応する）と、第２サンプル（第２シーケンスからの同一のシンボルに対応する）との間の角度差あるいは位相差から近似的に推定あるいは決定される。具体的には、既知シーケンス内のこれらのシンボルは、既知シーケンスがサンプルに移る前に未知シンボルからの干渉がないことを保証するために、シーケンスのはじめから少なくともパルス応答の長さだけ後に位置するように選択される。サンプルの、対応する送信シンボル部分への割当ては、好ましくは、トレーニングシーケンスによる同期によって達成される。
【００１６】
通常の送信信号は、既知シンボルシーケンスのペアの複数の反復を有するブロックを含む。そのため、本発明による方法は、各ブロックあるいはサイクルに対する周波数オフセットを再推定するために、各ブロックごとに適用することができる。これは、例えば大気の変化や送信加入者の移動のために伝送チャネルが連続的に変動するので有効であり、本発明によれば、周波数オフセットを補償するために周期的に適切な対処（例えば逆回転(derotation)）をすることが可能である。生じる可能性のあるドップラーシフトなどの周波数オフセットの特に正確な補償は、伝送システムのパルス応答が、考えているサイクルの継続時間内で近似的に時間不変であるときに達成される。
【００１７】
好ましい実施例では、パルス応答の領域の絶対値の２乗の低減は、フィルタによって実現される。具体的には、フィルタ係数は、推定されるパルス応答によって決定され、好ましくは、各サイクルで再適応される。
【００１８】
特に好ましい実施例では、フィルタ係数は、パルス応答が既知シンボルシーケンスの長さより短い長さまで短縮されるように決定され設定される。
【００１９】
したがって、本発明による方法は、伝送に干渉のあるシステム（したがって、低減あるいは短縮の前に、全システムのパルス応答が１個のシンボルより長い場合や、２個のサンプル間の間隔より長い場合）にも適用可能である。特に、本発明の方法は、短縮されていないパルス応答が既知シンボルシーケンスより長いときでも適用可能である。
【００２０】
代替実施例では、使用されるフィルタは全通過（オールパス）フィルタである。オールパスフィルタは、特に、複素値受信信号の位相−周波数応答を実質的に変化させる性質を有する。
【００２１】
オールパスフィルタは、結果として得られるパルス応答が低い位相となるように選択され、最も好ましくは、最小の位相となるように選択される。その結果、パルス応答内のエネルギー成分は、プロセスにおいてシステムの絶対値周波数応答（したがって、信号対ノイズ比）を変えることなく、大部分最初の係数に移される。そのため、パルス応答の長さが変わらなくても、パルス応答を短縮することによる場合と同様に有効な効果が達成される。また、プレフィルタ（前処理フィルタ）をオールパスフィルタと組み合わせることも有効であり、これにより、パルス応答の短縮と、実質的に変化しない信号対ノイズ比との間で、それぞれのアプリケーションについて好ましい妥協点を実現することが可能となる。
【００２２】
本発明による方法は、実質的に完全に線形の変調方法（例えば、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）、直行振幅変調（ＱＡＭ）あるいは振幅シフトキーイング（ＡＳＫ））や、近似的に線形の変調方法（例えば、ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ））に、適用可能である。また、本発明の方法は、ブロックごとのデータ伝送による伝送システム（例えば、ＧＳＭ標準やＥＤＧＥ標準）にも有効である。
【００２３】
したがって、特定の境界条件の下で、本発明の方法は、従来の方法の場合よりも、キャリア周波数ディジタル伝送システム（例えば、ＧＳＭ標準）における、特にベースバンド信号からの、周波数オフセットのより正確な推定が可能となるため、周波数オフセットを補償するための適当な対処とともに、受信装置の効率の部分的にかなりの増大が可能となる。
【００２４】
これは、特に、ほとんどの移動無線標準（例えば、ＧＳＭ）の場合のようなブロックごとのデータ伝送に対して成り立つ。この場合、周波数オフセットのブロックごとの推定が有効である。その理由は、例えば、送信加入者の移動が高速であることにより、数ブロック以内に強く変動するという伝送チャネルの性質のためである。
【００２５】
本発明による装置は、上記の方法の特徴と同様の特徴によって定義され、したがって、同様の効果を有する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明は、伝送システムにおける周波数オフセットの信頼性の高い推定のための、ディジタル伝送システムの信号を処理する方法および装置に関する。この目的のために、一実施例では、パルス応答を推定し短縮する。本発明は、移動無線システムにおけるディジタル信号伝送に特に有効である。
【００２７】
以下で説明する実施例では、送信シンボルシーケンスは、図１に示すように、それぞれＮ個のシンボルを有する連続するブロックを含む。１つのブロックは、Ｍ個の既知シンボルのサブシーケンス｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝と、Ｎ−２×Ｍ個の一般に未知のシンボルｘのデータシーケンスを有する。その後、次のブロック内の既知サブシーケンスが続き、以下同様である。受信信号は、ベースバンドで、間隔Ｔsの離散時間複素サンプル｛...，1ｆ1，1ｆ2，...，1ｆM，1ｆM+1，1ｆM+2，...，1ｆN，2ｆ1，2ｆ2，...，2ｆM，2ｆM+1，2ｆM+2，...｝の結果として存在する。これは、例えば、シンボルクロック周波数でアナログベースバンド信号をサンプリングすることにより得られる。その結果、１個のシンボルの長さは、サンプリング間隔の長さとほぼ等しくなる。この場合、サンプル1ｆ1は送信シンボルｓ1に対応し、1ｆMはｓMに対応し、2ｆ1は、サブシーケンスの最初の反復の送信シンボルｓ1に対応し、2ｆMはｓMに対応し、以下同様となる。より高いサンプリング周波数（すなわち、オーバーサンプリング）も可能であるが、説明を明確にするため、これについてはここではこれ以上詳細には考慮しない。
【００２８】
さらに、全伝送システムの、短縮されてないパルス応答の長さは、信号ｒに関して、サンプル係数の数Ｌhによって定義することができる。この場合、ｒは、受信信号の離散時間複素値ベースバンド表現を表す。
【００２９】
伝送にシンボル間干渉がなければ、すなわち、Ｌh＝１であれば、ノイズのない場合、各サンプル対の角度差（2ｆ1−1ｆ1），（2ｆ2−1ｆ2），...，（2ｆM−1ｆM）（これらは、既知シンボルに対応する）は、周波数オフセットΔＦに比例する。この前提条件（これは、従来の方法において正確な推定に必要である）は、実際にはしばしば満たされない（すなわち、Ｌh＞１となる）ことがある。しばしば、大幅に弱い条件Ｌh≦Ｍさえも満たされないことがある。
【００３０】
Ｌh＞Ｍの場合にも、本発明による方法は、信号に適当な線形プレフィルタリングを行うことによって、信頼性の高い推定を実行することが可能である。この場合、フィルタは、パルス応答の長さが、値＾Ｌhへのフィルタリングにより短縮され、その結果、＾Ｌh≦Ｍとなるように選択される。＾Ｌhは、短縮されたパルス応答の係数の個数を表す。そこで、本発明の作用効果を説明するために、実施例の伝送システムでは、パルス応答は、短縮前には既知シンボルシーケンスの長さよりも長いと仮定する。すなわち、Ｌh＞Ｍと仮定する。
【００３１】
図２は、本発明による装置１のブロック図である。この図は、本発明による方法の流れ図としても類比的に理解することができる。参照符号Ａ、Ｂ、Ｃは、その方法ステップを特徴づける。
【００３２】
受信ベースバンド信号ｒは、フィルタ１４（その係数は、フィルタ係数定義器１２によって定義される）と、パルス応答（チャネル）推定器１１との間で分けられるように示されている。チャネル推定器１１は、推定パルス応答ｈを出力し、これをフィルタ係数定義器１２に送る。
【００３３】
ステップＡで、フィルタ（プレフィルタ）１４を用いて、ベースバンド信号ｒに対するプレフィルタリングが行われ、結果として得られる等価的な全伝送システムのパルス応答が長さ＾Ｌh≦Ｍに短縮される。パルス応答を短縮するため、例えば、以下の論文に記載されているような従来の方法が使用される。
・W. H. Gerstacker, J. B. Huber, "Maximum SNR Decision-Feedback Equalization with FIR Filters: Filter Optimization and a Signal Processing Application", Proceedings of International Conference on Communications (ICC) 1996, p.1188-1192, Dallas, June 1996
・Wolfgang H. Gerstacker and Johannes B. Huber, "Improved Equalization for GSM Mobile Communications", Proceedings of International Conference on Telecommunications (ICT) 1996, p.128-131, Istanbul, April 1996
・K. D. Kammeyer, "Time Truncation of Channel Impulse Responses by Linear Filtering: A Method to Reduce the Complexity of Viterbi Equalization", International Journal of Electronics and Communications (AEU), 48(5),
p.237-243, 1994
【００３４】
適当な再帰的または非再帰的プレフィルタ１４を設計する際の最初のステップは、全伝送システムのパルス応答ｈを推定することである。推定されたパルス応答ｈから出発して、係数定義器１２は、そのパルス応答を短縮するために適当なフィルタ係数を決定し、それらの係数をフィルタ１４に転送する。
【００３５】
代替実施例は、可変プレフィルタ１４の代わりに、プレフィルタリングのためにオールパスフィルタを有する。これは、結果として得られる伝送システムのパルス応答が最小位相となるように設計される。
【００３６】
オールパスフィルタの動作方法は、例えば、
・A. V. Oppenheim, R. W. Schafer, "Zeitdiskrete Signalverarbeitung"（離散時間信号処理）, Oldenbourg Verlag, Munich, Vienna, 1992
・H. W. Schuessler, "Digitale Signalverarbeitung 1"（ディジタル信号処理１）, 4th edition, Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1994に記載されている。
【００３７】
ステップＢで、位相検出器１５を用いて、フィルタリングされた受信信号ｆの２個の適当な複素値サンプル間の角度差を決定する。サンプルの選択は、図１では、＾Ｌh＝Ｍの場合が例示されている。＾Ｌh＝Ｍの場合、２個のサンプル1ｆMおよび2ｆMが選択される。これらはそれぞれ、受信機には事前に既知のサブシーケンス｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝の最後のシンボルｓMに対応する。この選択は、例えば、トレーニングシーケンスを用いた適当な同期により実行される。その後、選択されたサンプル間の角度差Δφが、図３に示すように決定される。図３に示す２個のベクトルは、複素平面におけるこれらの２個のサンプル1ｆMおよび2ｆMを表す。＾Ｌh＜Ｍの場合、（Ｍ−＾Ｌh＋１）対の値の角度差を推定して、それらの平均値を求めることも可能である。平均化により、角度差の決定の精度が向上する。
【００３８】
ステップＣで、推定装置１６により、次式に従って、上記で決定された角度差Δφから、周波数オフセットΔＦを推定する。
ΔＦ＝Δφ／（２π・Ｎ・Ｔs）
ただし、
ΔＦは、推定された周波数オフセットであり、
Ｎは、シンボルにおける２個の既知サブシーケンスの間隔であり、
Ｔsは、シンボルクロックの周期である。
【００３９】
したがって、上記の方法は、次の領域において、ノイズのない場合に、周波数オフセットΔＦの一意推定が可能となる。
【数１】
上記の条件は、前記の適用分野では通常満たされるが、この条件を満たすために、追加の粗い同期を使用する（これは事前に用いられる）ことも可能である。
【００４０】
さらに、本発明による方法は、パルス応答推定における誤りに対して非常にロバスト（頑強）である。その理由は、推定されるパルス応答は、プレフィルタ１４を計算するためにしか使用されないからである。推定パルス応答の係数における可能な位相誤りは、例えば、周波数オフセットΔＦの推定には影響を及ぼさず、周波数オフセットΔＦに対して良好な精度の推定が達成される。
【００４１】
本発明の方法の１つの適用分野は、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ移動無線標準である。この標準によれば、３個のエッジシンボル（それぞれ、受信機に既知のいわゆるテールシンボル）が、ブロックとして送信されることになるシンボルのシーケンスの両端に付加される。その結果、周波数オフセットΔＦは、パルス応答が３個のサンプリング間隔の長さを超えないときにのみ、良好な精度で推定することができる。しかし、ＧＳＭ／ＥＤＧＥの場合に生じるパルス応答はしばしば明らかに係数３個の長さを超えるため、パルス応答を短縮するための本発明の方法および装置の作用効果が特に有効となる。
【００４２】
当業者には明らかなように、上記のパルス応答の短縮は、単なる例示と理解されるべきである。多くの適用分野では、比較されるべき受信部分に対する未知シンボルの影響を低減（特に、最小化）するために、例えば全パルス応答の絶対値の２乗に比べて、パルス応答の一部の絶対値の２乗を低減することで十分である。
【００４３】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、受け入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波数オフセットの信頼性の高い推定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】送信信号のシンボルシーケンスと、受信信号の対応するサンプルとの例を示す図である。
【図２】本発明の好ましい実施例のブロック図である。
【図３】複素平面における２個のサンプル間の角度差を示す図である。
【符号の説明】
１ 装置
１１ パルス応答（チャネル）推定器
１２ フィルタ係数定義器
１４ フィルタ
１５ 位相検出器
１６ 推定装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、データ伝送システムの信号を処理する方法および装置に関し、特に、伝送システムの周波数オフセットを推定する方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電磁信号によるディジタル伝送システムは、通信および移動性に対する需要が引き続き増大しているという状況の下で、特に重要である。急速に拡大する移動無線の分野は、このようなディジタル伝送技術の重要なアプリケーション（適用分野）を代表する。ディジタル伝送のためのシステムの場合、伝送は通常、例えばＧＳＭ(global system for mobile communications)標準や、これに基づいているＥＤＧＥ(enhanced data rates for GSM evolution)標準の場合のように、キャリア周波数を変調することによって実行される。
【０００３】
分散性チャネル（例えば、移動無線チャネル）上のキャリア周波数に基づくディジタル伝送の場合、現実のシステムでは、受信信号の実際のキャリア周波数と、受信機においてアクティブなキャリア周波数との間に、避けることのできないずれが生じる。周波数シフトの原因には、例えば、周波数標準（すなわち、送信機または受信機の局部発信器）の公差や、例えばいわゆるドップラー効果による送信機または受信機の局所的移動による周波数シフトがある。ドップラー効果は、送信周波数の単純なシフト（ドップラーシフト）から、無限に多くの無限に小さい受信信号成分を相異なる周波数シフトで重ね合わせること（ドップラーワイドニング(Doppler widening)）まで、モデル化することができる。周波数オフセットは、送信データ系列（シーケンス）の回復に関して、受信機の効率を悪化させる。これは、同様に、ビット誤り率またはブロック誤り率の上昇としても表される。受信信号の瞬間キャリア周波数と、コヒーレント受信機のキャリア周波数との間の周波数オフセットは、与えられた特定の仮定の下で、公知の方法を用いて推定することができる。周波数オフセットがわかると、受信機において、存在する周波数オフセットの補償を可能にする処置をとることが可能となり、送信データの回復に関して受信機の効率が改善される。
【０００４】
公知の推定方法の概説は、例えば、Mengali, U., D'Andrea, A. N. "Synchronization Techniques for Digital Receivers", Plenum Press, New York, 1997、に記載されている。理論的に効率的な方法は、「データ支援最尤周波数推定(Data Aided Maximum Likelihood Frequency Estimation)」という名称で知られている。しかし、この方法は２ステップ探索アルゴリズムを必要とするため、非常に計算量がかかる。この理由のため、この方法は実用には適さない。
【０００５】
上記の方法を単純化した変形例も既知であり、同じく、周波数オフセットのデータ支援推定に基づいている。それらの方法のうちの一部は、例えば、
・S. Kay, "A Fast and Accurate Single Frequency Estimator", IEEE Trans. Acoust. Speech, Signal Processing, ASSP-37, p.1987-1990, December 1989・M. P. Fitz, "Further Results in the Fast Estimation of a Single Frequency", IEEE Trans. Comm., COM-42, p.862-864, March 1994
・M. Luise, R. Reggiannini, "Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modems for Burst-Mode Transmission", IEEE Trans. Comm., COM-43, p.1169-1178, March 1995
に記載されている。これらの方法は確かに、受け入れ可能な複雑さで、比較的良好な効率を示すが、使用可能な範囲には多くの制限がある。これらの方法は、伝送システムが位相変調（ＰＳＫ：位相シフトキーイング）で動作するときにしか適用できない。さらに、全伝送システムにおける伝送には、シンボル間干渉（ＩＳＩ）があってはならない。すなわち、第１ナイキスト基準が満たされていなければならない。
【０００６】
しかし、具体的には、例えばＧＳＭ移動無線のような周波数選択的フェージングチャネルの場合を含む多くの実用的アプリケーションでは、シンボル間干渉がないことは、近似的にも、実現できない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の１つの目的は、受け入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波数オフセットの信頼性の高い推定が可能な方法および装置を提供することである。
【０００８】
本発明のもう１つの目的は、大きいシンボル間干渉が存在する場合でも推定が可能な方法および装置を提供することである。
【０００９】
本発明のもう１つの目的は、推定のために伝送チャネルに関する事前の情報を必要としない方法および装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、請求項１記載の方法および請求項１３記載の装置によって、非常に簡単な方法で達成される。本発明の重要な実施例については従属請求項に記載されている。
【００１１】
本発明による方法では、第１および第２の既知の、好ましくは同一の、シンボルシーケンス（系列）が、ディジタル伝送システムで送信される。データシーケンス内の、受信機には事前に既知の、送信シンボルを有するサブシーケンス（部分系列）は、例えば、評価される受信信号部分において少なくとも２回発生するトレーニングシーケンス、終端シンボルあるいはテールビットである。受信信号は、好ましくは、いわゆる等価複素ベースバンド信号として利用可能である。
【００１２】
伝送チャネルは、あらゆる瞬間において、パルス応答によって特徴づけられる。パルス応答は、本質的に、送信信号と受信信号の間の伝送チャネルの割当てプロトコルを表す。ある瞬間に送信される無限に短い信号パルスは、ほぼパルス応答の時間的長さで、受信信号に影響を及ぼす。パルス応答が既知シンボルシーケンスの継続時間より長い場合、既知シンボルに対応する受信信号部分は、特に、既知シンボルシーケンスの前の未知シンボルの成分によってもあらゆる瞬間に影響を受けることになる。この影響を低減するため、伝送システムのパルス応答の絶対値の２乗をある時間部分で低減することにより、好ましくは、受信信号に本質的に影響を及ぼす送信信号部分が、第１および第２の既知シンボルシーケンスよりも短くなるようにする。パルス応答の絶対値の２乗は、本質的に、受信装置で受信信号によって引き起こされる電圧の絶対値の２乗であり、したがって、パルス応答の時間部分に存在するエネルギーの尺度である。この低減は、具体的には、全パルス応答のエネルギーとの比較によりパルス応答の後方部分のエネルギーを低下させることによって、または、パルス応答の後方部分から前方部分へエネルギーを移動することによって、実現される。このようにして、受信信号の少なくとも第１および第２の部分（これらの部分はそれぞれ、第１および第２の既知シンボルシーケンスに対応する）は、本質的に既知シンボルシーケンスのみに影響されることが保証される。受信信号の第１部分と第２部分を互いに比較し、その比較結果から、周波数オフセットを推定する。
【００１３】
したがって、本発明の方法によれば、特にキャリア周波数に基づくディジタル伝送システムの場合に、周波数オフセットの推定が可能となる。本発明の方法は、低減前のチャネルパルス応答の長さが受信機に既知の利用可能なシンボルシーケンスの長さを超える場合にも有効である。すなわち、本発明による方法は、パルス干渉がないことを要求しない。これは特に、従来の方法と比較して非常に有利な点である。
【００１４】
本発明の好ましい実施例では、第１および第２の既知シンボルシーケンスは、複素定数を乗じることにより互いに転置することができる。例えば、具体的には、２つのシンボルシーケンスは同一である。同一のシンボルシーケンスの場合、第１部分と第２部分（これらはそれぞれ、第１および第２の既知シンボルシーケンスに対応する）の比較は特に簡単になるため、計算量も少なくなる。
【００１５】
各送信シンボルごとに、受信信号の上記の対応する部分を表す少なくとも１つの対応するサンプルを得るために、受信信号は、好ましくは、サンプリングされる。この実施例では、周波数オフセットは、好ましくは、第１サンプル（第１シーケンスからの１つのシンボルに対応する）と、第２サンプル（第２シーケンスからの同一のシンボルに対応する）との間の角度差あるいは位相差から近似的に推定あるいは決定される。具体的には、既知シーケンス内のこれらのシンボルは、既知シーケンスがサンプルに移る前に未知シンボルからの干渉がないことを保証するために、シーケンスのはじめから少なくともパルス応答の長さだけ後に位置するように選択される。サンプルの、対応する送信シンボル部分への割当ては、好ましくは、トレーニングシーケンスによる同期によって達成される。
【００１６】
通常の送信信号は、既知シンボルシーケンスのペアの複数の反復を有するブロックを含む。そのため、本発明による方法は、各ブロックあるいはサイクルに対する周波数オフセットを再推定するために、各ブロックごとに適用することができる。これは、例えば大気の変化や送信加入者の移動のために伝送チャネルが連続的に変動するので有効であり、本発明によれば、周波数オフセットを補償するために周期的に適切な対処（例えば逆回転(derotation)）をすることが可能である。生じる可能性のあるドップラーシフトなどの周波数オフセットの特に正確な補償は、伝送システムのパルス応答が、考えているサイクルの継続時間内で近似的に時間不変であるときに達成される。
【００１７】
好ましい実施例では、パルス応答の領域の絶対値の２乗の低減は、フィルタによって実現される。具体的には、フィルタ係数は、推定されるパルス応答によって決定され、好ましくは、各サイクルで再適応される。
【００１８】
特に好ましい実施例では、フィルタ係数は、パルス応答が既知シンボルシーケンスの長さより短い長さまで短縮されるように決定され設定される。
【００１９】
したがって、本発明による方法は、伝送に干渉のあるシステム（したがって、低減あるいは短縮の前に、全システムのパルス応答が１個のシンボルより長い場合や、２個のサンプル間の間隔より長い場合）にも適用可能である。特に、本発明の方法は、短縮されていないパルス応答が既知シンボルシーケンスより長いときでも適用可能である。
【００２０】
代替実施例では、使用されるフィルタは全通過（オールパス）フィルタである。オールパスフィルタは、特に、複素値受信信号の位相−周波数応答を実質的に変化させる性質を有する。
【００２１】
オールパスフィルタは、結果として得られるパルス応答が低い位相となるように選択され、最も好ましくは、最小の位相となるように選択される。その結果、パルス応答内のエネルギー成分は、プロセスにおいてシステムの絶対値周波数応答（したがって、信号対ノイズ比）を変えることなく、大部分最初の係数に移される。そのため、パルス応答の長さが変わらなくても、パルス応答を短縮することによる場合と同様に有効な効果が達成される。また、プレフィルタ（前処理フィルタ）をオールパスフィルタと組み合わせることも有効であり、これにより、パルス応答の短縮と、実質的に変化しない信号対ノイズ比との間で、それぞれのアプリケーションについて好ましい妥協点を実現することが可能となる。
【００２２】
本発明による方法は、実質的に完全に線形の変調方法（例えば、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）、直行振幅変調（ＱＡＭ）あるいは振幅シフトキーイング（ＡＳＫ））や、近似的に線形の変調方法（例えば、ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ））に、適用可能である。また、本発明の方法は、ブロックごとのデータ伝送による伝送システム（例えば、ＧＳＭ標準やＥＤＧＥ標準）にも有効である。
【００２３】
したがって、特定の境界条件の下で、本発明の方法は、従来の方法の場合よりも、キャリア周波数ディジタル伝送システム（例えば、ＧＳＭ標準）における、特にベースバンド信号からの、周波数オフセットのより正確な推定が可能となるため、周波数オフセットを補償するための適当な対処とともに、受信装置の効率の部分的にかなりの増大が可能となる。
【００２４】
これは、特に、ほとんどの移動無線標準（例えば、ＧＳＭ）の場合のようなブロックごとのデータ伝送に対して成り立つ。この場合、周波数オフセットのブロックごとの推定が有効である。その理由は、例えば、送信加入者の移動が高速であることにより、数ブロック以内に強く変動するという伝送チャネルの性質のためである。
【００２５】
本発明による装置は、上記の方法の特徴と同様の特徴によって定義され、したがって、同様の効果を有する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明は、伝送システムにおける周波数オフセットの信頼性の高い推定のための、ディジタル伝送システムの信号を処理する方法および装置に関する。この目的のために、一実施例では、パルス応答を推定し短縮する。本発明は、移動無線システムにおけるディジタル信号伝送に特に有効である。
【００２７】
以下で説明する実施例では、送信シンボルシーケンスは、図１に示すように、それぞれＮ個のシンボルを有する連続するブロックを含む。１つのブロックは、Ｍ個の既知シンボルのサブシーケンス｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝と、Ｎ−２×Ｍ個の一般に未知のシンボルｘのデータシーケンスを有する。その後、次のブロック内の既知サブシーケンスが続き、以下同様である。受信信号は、ベースバンドで、間隔Ｔsの離散時間複素サンプル｛...，1ｆ1，1ｆ2，...，1ｆM，1ｆM+1，1ｆM+2，...，1ｆN，2ｆ1，2ｆ2，...，2ｆM，2ｆM+1，2ｆM+2，...｝の結果として存在する。これは、例えば、シンボルクロック周波数でアナログベースバンド信号をサンプリングすることにより得られる。その結果、１個のシンボルの長さは、サンプリング間隔の長さとほぼ等しくなる。この場合、サンプル1ｆ1は送信シンボルｓ1に対応し、1ｆMはｓMに対応し、2ｆ1は、サブシーケンスの最初の反復の送信シンボルｓ1に対応し、2ｆMはｓMに対応し、以下同様となる。より高いサンプリング周波数（すなわち、オーバーサンプリング）も可能であるが、説明を明確にするため、これについてはここではこれ以上詳細には考慮しない。
【００２８】
さらに、全伝送システムの、短縮されてないパルス応答の長さは、信号ｒに関して、サンプル係数の数Ｌhによって定義することができる。この場合、ｒは、受信信号の離散時間複素値ベースバンド表現を表す。
【００２９】
伝送にシンボル間干渉がなければ、すなわち、Ｌh＝１であれば、ノイズのない場合、各サンプル対の角度差（2ｆ1−1ｆ1），（2ｆ2−1ｆ2），...，（2ｆM−1ｆM）（これらは、既知シンボルに対応する）は、周波数オフセットΔＦに比例する。この前提条件（これは、従来の方法において正確な推定に必要である）は、実際にはしばしば満たされない（すなわち、Ｌh＞１となる）ことがある。しばしば、大幅に弱い条件Ｌh≦Ｍさえも満たされないことがある。
【００３０】
Ｌh＞Ｍの場合にも、本発明による方法は、信号に適当な線形プレフィルタリングを行うことによって、信頼性の高い推定を実行することが可能である。この場合、フィルタは、パルス応答の長さが、値＾Ｌhへのフィルタリングにより短縮され、その結果、＾Ｌh≦Ｍとなるように選択される。＾Ｌhは、短縮されたパルス応答の係数の個数を表す。そこで、本発明の作用効果を説明するために、実施例の伝送システムでは、パルス応答は、短縮前には既知シンボルシーケンスの長さよりも長いと仮定する。すなわち、Ｌh＞Ｍと仮定する。
【００３１】
図２は、本発明による装置１のブロック図である。この図は、本発明による方法の流れ図としても類比的に理解することができる。参照符号Ａ、Ｂ、Ｃは、その方法ステップを特徴づける。
【００３２】
受信ベースバンド信号ｒは、フィルタ１４（その係数は、フィルタ係数定義器１２によって定義される）と、パルス応答（チャネル）推定器１１との間で分けられるように示されている。チャネル推定器１１は、推定パルス応答ｈを出力し、これをフィルタ係数定義器１２に送る。
【００３３】
ステップＡで、フィルタ（プレフィルタ）１４を用いて、ベースバンド信号ｒに対するプレフィルタリングが行われ、結果として得られる等価的な全伝送システムのパルス応答が長さ＾Ｌh≦Ｍに短縮される。パルス応答を短縮するため、例えば、以下の論文に記載されているような従来の方法が使用される。
・W. H. Gerstacker, J. B. Huber, "Maximum SNR Decision-Feedback Equalization with FIR Filters: Filter Optimization and a Signal Processing Application", Proceedings of International Conference on Communications (ICC) 1996, p.1188-1192, Dallas, June 1996
・Wolfgang H. Gerstacker and Johannes B. Huber, "Improved Equalization for GSM Mobile Communications", Proceedings of International Conference on Telecommunications (ICT) 1996, p.128-131, Istanbul, April 1996
・K. D. Kammeyer, "Time Truncation of Channel Impulse Responses by Linear Filtering: A Method to Reduce the Complexity of Viterbi Equalization", International Journal of Electronics and Communications (AEU), 48(5),
p.237-243, 1994
【００３４】
適当な再帰的または非再帰的プレフィルタ１４を設計する際の最初のステップは、全伝送システムのパルス応答ｈを推定することである。推定されたパルス応答ｈから出発して、係数定義器１２は、そのパルス応答を短縮するために適当なフィルタ係数を決定し、それらの係数をフィルタ１４に転送する。
【００３５】
代替実施例は、可変プレフィルタ１４の代わりに、プレフィルタリングのためにオールパスフィルタを有する。これは、結果として得られる伝送システムのパルス応答が最小位相となるように設計される。
【００３６】
オールパスフィルタの動作方法は、例えば、
・A. V. Oppenheim, R. W. Schafer, "Zeitdiskrete Signalverarbeitung"（離散時間信号処理）, Oldenbourg Verlag, Munich, Vienna, 1992
・H. W. Schuessler, "Digitale Signalverarbeitung 1"（ディジタル信号処理１）, 4th edition, Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1994に記載されている。
【００３７】
ステップＢで、位相検出器１５を用いて、フィルタリングされた受信信号ｆの２個の適当な複素値サンプル間の角度差を決定する。サンプルの選択は、図１では、＾Ｌh＝Ｍの場合が例示されている。＾Ｌh＝Ｍの場合、２個のサンプル1ｆMおよび2ｆMが選択される。これらはそれぞれ、受信機には事前に既知のサブシーケンス｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝の最後のシンボルｓMに対応する。この選択は、例えば、トレーニングシーケンスを用いた適当な同期により実行される。その後、選択されたサンプル間の角度差Δφが、図３に示すように決定される。図３に示す２個のベクトルは、複素平面におけるこれらの２個のサンプル1ｆMおよび2ｆMを表す。＾Ｌh＜Ｍの場合、（Ｍ−＾Ｌh＋１）対の値の角度差を推定して、それらの平均値を求めることも可能である。平均化により、角度差の決定の精度が向上する。
【００３８】
ステップＣで、推定装置１６により、次式に従って、上記で決定された角度差Δφから、周波数オフセットΔＦを推定する。
ΔＦ＝Δφ／（２π・Ｎ・Ｔs）
ただし、
ΔＦは、推定された周波数オフセットであり、
Ｎは、シンボルにおける２個の既知サブシーケンスの間隔であり、
Ｔsは、シンボルクロックの周期である。
【００３９】
したがって、上記の方法は、次の領域において、ノイズのない場合に、周波数オフセットΔＦの一意推定が可能となる。
【数１】
【００４０】
さらに、本発明による方法は、パルス応答推定における誤りに対して非常にロバスト（頑強）である。その理由は、推定されるパルス応答は、プレフィルタ１４を計算するためにしか使用されないからである。推定パルス応答の係数における可能な位相誤りは、例えば、周波数オフセットΔＦの推定には影響を及ぼさず、周波数オフセットΔＦに対して良好な精度の推定が達成される。
【００４１】
本発明の方法の１つの適用分野は、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ移動無線標準である。この標準によれば、３個のエッジシンボル（それぞれ、受信機に既知のいわゆるテールシンボル）が、ブロックとして送信されることになるシンボルのシーケンスの両端に付加される。その結果、周波数オフセットΔＦは、パルス応答が３個のサンプリング間隔の長さを超えないときにのみ、良好な精度で推定することができる。しかし、ＧＳＭ／ＥＤＧＥの場合に生じるパルス応答はしばしば明らかに係数３個の長さを超えるため、パルス応答を短縮するための本発明の方法および装置の作用効果が特に有効となる。
【００４２】
当業者には明らかなように、上記のパルス応答の短縮は、単なる例示と理解されるべきである。多くの適用分野では、比較されるべき受信部分に対する未知シンボルの影響を低減（特に、最小化）するために、例えば全パルス応答の絶対値の２乗に比べて、パルス応答の一部の絶対値の２乗を低減することで十分である。
【００４３】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、受け入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波数オフセットの信頼性の高い推定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】送信信号のシンボルシーケンスと、受信信号の対応するサンプルとの例を示す図である。
【図２】本発明の好ましい実施例のブロック図である。
【図３】複素平面における２個のサンプル間の角度差を示す図である。
【符号の説明】
１ 装置
１１ パルス応答（チャネル）推定器
１２ フィルタ係数定義器
１４ フィルタ
１５ 位相検出器
１６ 推定装置
Claims (10)
- ディジタル伝送システムのための通信方法において、既知の第１および第２シンボルシーケンス（｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝）が送信され、前記伝送システムの周波数オフセット（ΔＦ）が、第１シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第１部分（1ｆM）を第２シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第２部分（2ｆM）と比較することによって推定され、前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の絶対値の２乗が、受信信号（ｒ）の第１および第２部分（1ｆM，2ｆM）のそれぞれの第１または第２シンボルシーケンス（｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝）に隣接するシンボル（ｘ）の影響を減少させるために時間領域で低減されることを特徴とする通信方法。
- 第１および第２シンボルシーケンス（｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝）が互いに同一であるように選択される請求項１記載の方法。
- 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の前記領域の絶対値の２乗の低減がフィルタ（１４）を用いて行われる請求項１または２記載の方法。
- 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）が推定される請求項１、２または３記載の方法。
- 前記フィルタ（１４）の係数が、推定されたパルス応答（ｈ）によって決定または適応される請求項４記載の方法。
- 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）のある領域のエネルギーが、オールパスフィルタ（１４）を用いて、パルス応答（ｈ）の全エネルギーに比べて低減される請求項１ないし５のいずれかに記載の方法。
- 前記オールパスフィルタ（１４）が前記伝送システムの低位相パルス応答を達成するように適用される請求項６記載の方法。
- ディジタル伝送システムのための装置（１）であって、
既知の第１および第２シンボルシーケンス（｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝）を送信する送信デバイス、及び
第１シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第１部分（1ｆM）を第２シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第２部分（2ｆM）と比較することにより、前記伝送システムの周波数オフセット（ΔＦ）を推定することを可能にする比較手段（１５）
からなり、さらに、該装置（１）が前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の絶対値の２乗を時間領域で低減する第１モジュール（１４）を備え、前記低減により、受信信号（ｒ）の第１および第２部分（1ｆM，2ｆM）のそれぞれの第１または第２シンボルシーケンス（｛ｓ1，ｓ2，...，ｓM｝）に隣接するシンボル（ｘ）の影響が減少することを特徴とする装置。 - 前記第１モジュール（１４）がオールパスフィルタからなる請求項８記載の装置。
- 前記オールパスフィルタ（１４）が前記伝送システムの低位相パルス応答を達成するように適用可能である請求項９記載の装置。
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| FR2955993B1 (fr) * | 2010-01-29 | 2012-03-09 | Inst Nat Sciences Appliq | Procede de reduction de longueur de canal, filtre et signal correspondants. |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06197032A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Nec Corp | 適応型等化器 |
| JPH06261091A (ja) * | 1993-03-05 | 1994-09-16 | Keisatsu Univ Kouchiyou | 多値変調の周波数オフセット補償方法とその回路 |
| WO1996012367A1 (en) * | 1994-10-13 | 1996-04-25 | Westinghouse Electric Corporation | Carrier tracking loop for qpsk demodulator |
| JPH0993302A (ja) * | 1995-09-22 | 1997-04-04 | Yuseisho Tsushin Sogo Kenkyusho | ディジタル移動無線通信方式 |
| EP0820171A1 (en) * | 1996-07-15 | 1998-01-21 | Alcatel Bell N.V. | Multicarrier transmitter or receiver with phase rotators |
| JPH1098500A (ja) * | 1996-09-24 | 1998-04-14 | Kokusai Electric Co Ltd | 自動周波数制御方法及び回路 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9109617D0 (en) * | 1991-05-03 | 1991-06-26 | Texas Instruments Ltd | Method and apparatus for signal processing |
| US5245611A (en) * | 1991-05-31 | 1993-09-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system |
| JPH06205062A (ja) * | 1993-01-08 | 1994-07-22 | Nec Corp | 遅延検波回路 |
| US5537443A (en) * | 1993-01-19 | 1996-07-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Interference signal cancelling method, receiver and communication system using the same |
| US6185251B1 (en) * | 1998-03-27 | 2001-02-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Equalizer for use in multi-carrier modulation systems |
| US6631175B2 (en) * | 1998-04-03 | 2003-10-07 | Tellabs Operations, Inc. | Spectrally constrained impulse shortening filter for a discrete multi-tone receiver |
| US6393068B1 (en) * | 1998-09-22 | 2002-05-21 | Agere Systems Guardian Corp. | Communication channel and frequency offset estimator |
| EP1045533B1 (en) * | 1999-04-12 | 2003-07-16 | Sony International (Europe) GmbH | Communication device and method for distinguishing between different data burst types in a digital telecommunication system |
| US6542560B1 (en) * | 1999-04-23 | 2003-04-01 | Lucent Technologies Inc. | Method of channel estimation and compensation based thereon |
| US6512789B1 (en) * | 1999-04-30 | 2003-01-28 | Pctel, Inc. | Partial equalization for digital communication systems |
| US6590945B1 (en) * | 1999-07-13 | 2003-07-08 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for frequency offset compensation |
| US6567480B1 (en) * | 1999-08-10 | 2003-05-20 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for sampling timing adjustment and frequency offset compensation |
| US6233276B1 (en) * | 1999-09-13 | 2001-05-15 | Virata Corporation | XDSL modem having time domain filter for ISI mitigation |
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2000
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- 2001-01-05 US US09/755,445 patent/US6845133B2/en not_active Expired - Lifetime
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06197032A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Nec Corp | 適応型等化器 |
| JPH06261091A (ja) * | 1993-03-05 | 1994-09-16 | Keisatsu Univ Kouchiyou | 多値変調の周波数オフセット補償方法とその回路 |
| WO1996012367A1 (en) * | 1994-10-13 | 1996-04-25 | Westinghouse Electric Corporation | Carrier tracking loop for qpsk demodulator |
| JPH0993302A (ja) * | 1995-09-22 | 1997-04-04 | Yuseisho Tsushin Sogo Kenkyusho | ディジタル移動無線通信方式 |
| EP0820171A1 (en) * | 1996-07-15 | 1998-01-21 | Alcatel Bell N.V. | Multicarrier transmitter or receiver with phase rotators |
| JPH1098500A (ja) * | 1996-09-24 | 1998-04-14 | Kokusai Electric Co Ltd | 自動周波数制御方法及び回路 |
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