JPH06261091A

JPH06261091A - 多値変調の周波数オフセット補償方法とその回路

Info

Publication number: JPH06261091A
Application number: JP5069117A
Authority: JP
Inventors: Eiji Kato; 英二加藤
Original assignee: KEISATSU UNIV KOUCHIYOU
Current assignee: KEISATSU UNIV KOUCHIYOU
Priority date: 1993-03-05
Filing date: 1993-03-05
Publication date: 1994-09-16
Anticipated expiration: 2010-06-28
Also published as: JPH0761090B2

Abstract

(57)【要約】【目的】陸上移動通信用ＱＡＭにおいて、ベースバン
ド信号のパイロットシンボル位相変動量から推定した周
波数オフセット情報を、局部周波数発振部にフィードバ
ックしてＬＰＦによる信号の一部カットを避け、ＡＦＣ
を使用しないで、広い引き込み範囲の周波数オフセット
の補償を可能にする。【構成】パイロットシンボル検出部３の出力から過去
のパイロットシンボルからの位相変動量を観測し、その
位相変動量から平均位相変動量を求めてオフセット周波
数を推定するオフセット周波数検出部５を備え、オフセ
ット周波数検出部５の出力を準同期検波のための局部周
波数発振部６に与えて発振周波数を制御し、周波数オフ
セットを補償する。また、局部周波数発振部６の被制御
入力を起動時に初期値検出部７へ切り換え、初期値検出
部７で初期値を検出したのちオフセット周波数検出部５
に切り換える切換え手段Ｓ_1,Ｓ_2,Ｓ₃を備え、初期値検
出部７は始めは周波数追尾範囲を広く、その後は徐々に
絞り込む動作を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、多値直交振幅変調方式
における周波数オフセットの補償に関し、特に陸上移動
通信回線のように、フェージングの影響を受けやすいデ
ジタル回線に使用して有効に伝送路歪を補正することが
できるような、多値変調の周波数オフセット補償方法と
その回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル無線回線、特に陸上移動通信
回線において、周波数利用効率をさらに高めるために
は、振幅にも情報を含める多値直交振幅変調方式（以下
多値ＱＡＭという）の適用が考えられる。

【０００３】陸上移動通信における多値ＱＡＭの検波方
式としては、搬送波を再生せず、受信機の局部発信部を
用いて検波する準同期検波が一般的である。この場合、
準同期検波においては、送信搬送波の周波数と受信機の
発信部の周波数との周波数オフセットが小さいことが必
要である。しかし送受信機の発信部の周波数安定度や精
度が十分でない場合、何らかの処理をしないと準同期検
波方式を使用できないという問題があった。従来、この
問題に対しては自動周波数制御（ＡＦＣ）が一般に使用
されていた。

【０００４】ところがこの方法は、中間周波数帯でＡＦ
Ｃを動作させるため、装置の規模が大きく複雑になると
いう欠点がある。そこで最近、装置のＬＳＩ化に適する
よう、ベースバンド帯でのディジタル信号処理で周波数
オフセットを補償する方式が検討されているが、引き込
み範囲が狭いため、適用範囲がフェージング変動が小さ
い室内等に限定されてしまうという問題があった。

【０００５】一方、陸上移動通信で多値ＱＡＭを使用す
る場合には、フェージングの影響により、受信波の振幅
や位相が、非常に速く変動するため、高精度のフェージ
ング変動補償が必要になる。多値ＱＡＭのフェージング
変動補償技術としては、パイロットシンボル（既知のシ
ンボル）を利用した伝送路歪補償方式（特許出願番号６
３−８４１２５、昭和６３年２月２日出願）がある。そ
して、さらに最近になって、前記伝送路歪補償方式の受
信部に、パイロットシンボルの位相情報を利用した周波
数補償部を付加し周波数オフセット補償能力を各段に向
上させた周波数オフセット補償方式（特許出願番号３−
２５０１１７、平成３年６月２５日出願）が提案されて
いる。

【０００６】この周波数オフセット補償方式を採用した
装置の構成例を図４及び図５に示す。図４は送信部の一
部、図５は受信部の一部である。そして、ここでは多値
直交振幅変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合につい
て説明する。図４の送信部においては、まず、データを
シリアル／パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１０１において４
ビットごとに区切った後、ベースバンド信号生成部１０
２において対応する複素ベースバンド信号に変換する。
次に、パイロットシンボル挿入部１０３において、Ｎシ
ンボル毎に１シンボルのパイロットシンボル（既知のシ
ンボル、例えば図３の点Ａ）を定期的に挿入する。その
後、送信フィルタ部１０４において帯域制限し、直交変
調部１０５で変調し、増幅部１０６で電力増幅した後、
アンテナ部１０７より送信する。

【０００７】図５の受信部では、アンテナ部１０８にお
いて受信し、受信フィルタ部１０９において帯域以外の
雑音を除去した後、自動利得制御（ＡＧＣ）部１１０に
おいて適正なレベルに増幅する。次に準同期検波部１１
１で直交検波を行い、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１
２によって不要周波数成分を除去し、周波数補償部１１
３で周波数オフセットの補償を行い、フェージング歪補
償部１１４でフェージング歪を除去した後、復号部１１
５で送信シンボルを復号し、パラレル／シリアル変換
（Ｐ／Ｓ）部１１６で、再生された４ビットの情報をシ
リアル情報に変換し、再生データとして出力する。

【０００８】図６は、図５の周波数補償部１１３の起動
時の動作を説明するための説明図（ブロック図）であ
る。周波数補償部１１３では、まず準同期検波された受
信ベースバンド信号から、パイロットシンボル検出部１
１９において、パイロットシンボルを検出する。図７に
複素平面上におけるパイロットシンボルの位相の時変化
の例を示す。時刻ｔ＝ｍＮＴ（ｍは自然数、Ｎはパイロ
ットシンボルの挿入間隔、Ｔは１シンボル周期）におい
て、一つ前のパイロットシンボルからの位相変化量をα
_mとする。周波数オフセットがある場合、パイロットシ
ンボル（ｐ_0,ｐ_1,ｐ_2,・・・，ｐ_m-1,ｐ_m）は複素平面
上で、一定方向に回転する。図６の位相検出部１２１に
おいては、パイロットシンボルのこのような位相回転を
観察し、この位相回転に見合った分だけ、位相回転部１
２２で受信ベースバンド信号の位相を逆方向に回転させ
ることにより、周波数オフセットの補償を行っている。

【０００９】しかし、位相回転速度はフェージング変動
がある場合、一様ではない。そこで、周波数オフセット
に相当する回転速度を求めるため、フェージング変動の
影響を無視できるだけの時間で平均化を行う。時刻ｔ＝
ＮＴからｍＮＴまでの平均回転速度、すなわち平均位相
変化量β_mを、

【数１】β_m＝（１−λ）（λ^m-1α₁＋・・＋λα
_m-1＋α_m）とする。ここでλ（０≦λ≦１）は忘却係数（過去の値
の重みを順次減少させる働きをする）である。数１は変
形すると、

【数２】β_m＝λα_m-1＋（１−λ）α_m という更新式でも表すことができる。ところで、数２に
おいて、起動時（ｔ＝０）では初期値β₀を設定する必
要がある。図６の場合は、起動時に切換部１２０で初期
値検出部１２３に切り換えられ、β₀が設定される。初
期値検出部１２３におけるβ₀の設定には、いくつかの
方法がある。

【００１０】最も簡単な方法は、

【数３】β₀＝α₀ とすることである。ところが、数２で算出できるβ_mの
範囲は限られており、それを上回るような周波数オフセ
ットに対しては補償できず、周波数追尾範囲は限られた
ものとなる。具体的には｜α_m｜＞πの場合に、位相回
転方向を逆方向と推定するため、誤補償が行われてしま
うからである。

【００１１】この問題を解決するためには、｜α_m｜＞
πとなる周波数オフセットの場合でも、α_mを正しく把
握できなければならない。一般にα_mは急激に大きく変
動するようなことはないので、過去の変動量β_m-1に近
い値を持つものと考えられる。従って｜α_m−β_m-1｜
＜πとなるα_mを選んでやれば、正しい値が選択された
ものと見なされ、誤補償の問題はなくなる。｜α_m−β
_m-1｜＜πとなるα_mが正しい値であるためには、過去
の変動量β_m-1が、誤差±πの範囲内で正しくなくては
ならない。さらに、過去の変動量β_m-1が正しい値であ
るためには、β_m-1の基準となる初期値β₀が、誤差±
πの範囲内で正しい値であることが求められる。

【００１２】次に、初期値β₀を誤差±πの範囲内で、
大雑把に算出する方法（図６の初期値検出部１２３の計
算手法）について述べる。時刻ｔ＝ｋＴ（ｋは自然数）
のシンボルｓ_kにおいて、ｋＴ−ΔｔからｋＴ＋Δｔま
での位相変動をφ_kとする。ただし、Δｔ＜Ｔである。
図８にその関係を示す。位相変動φ_kは次式で表され
る。

【数４】φ_k＝φ_0k＋φ_sk＋φ_nk＋φ_fk ここで、ｔ＝ｋＴ−ΔｔからｋＴ＋Δｔまでにおいて、
φ_0kはｓ_k-1の信号点からｓ_kを経由しｓ_k+1まで信号
が遷移する過程での位相変動分を、φ_nk雑音による位相
変動分を、φ_fkはフェージングによる位相変動分をそれ
ぞれ表す。｜φ_k｜≪πであるので、位相変動を逆方向
に推定するようなことはない。ｎ個のシンボルの位相変
動の和は、

【数５】である。ここで、数５の右辺第２項、３項、４項は、平
均が０の変数の和であるので、ｎを十分大きくすればそ
れらの値は第１項に比べ相対的に小さくなる。よって第
１項の成分だけが残るので、周波数オフセット成分が抽
出できる。この結果から初期値β₀は、

【数６】で与えられる。

【００１３】図５の周波数補償部１１３では、まず起動
時に、初期値検出部１２３において数６により初期値を
検出する。初期値検出以降、位相検出部１２１において
数２から、｜α_m−β_m-1｜＜πとなるα_mを選択し、
β_mの更新をする。最後に位相回転部１２２において、
β_mに相当する分だけベースバンド信号を、逆位相回転
させて周波数オフセット補償が行われる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】陸上移動通信における
多値ＱＡＭの検波方式として、準同期検波が一般的であ
るが、送受信機の発信部の周波数安定度や精度が十分で
ない場合、何らかの処理をしないと使用できないという
問題がある。従来の中間周波数帯でＡＦＣを動作させる
方法は、装置の規模が大きく複雑になる。そのため最近
検討されているベースバンド帯でのディジタル信号処理
で周波数オフセットを補償する方式は、引き込み範囲が
狭く、適用範囲が室内等に限定されてしまう。さらにそ
の後提案された多値ＱＡＭのフェージング変動補償技術
として、パイロットシンボルを利用した伝送路歪補償方
式があり、これに周波数オフセット補償方式（特許出願
番号３−２５０１１７、以下旧周波数オフセット補償方
式という）を付加すると、周波数追尾範囲は格段に広く
なり、伝送路歪の補償効果は大きい。

【００１５】しかしながら、その後の検討結果によれ
ば、旧周波数オフセット補償方式では補償能力に限界が
生じることが判った。例えば計算機シュミレーションに
よれば、パイロットシンボル利用の伝送路歪補償方式の
みの場合は、オフセット周波数約１００Ｈｚまでしか補
償することができない。これに対し、旧周波数オフセッ
ト補償方式を付加すると、約２．４ｋＨｚまで補償可能
となる。しかし、約２．４ｋＨｚ以上については補償不
可能である。したがって、陸上移動通信で多値ＱＡＭの
検波方式に適用した場合には、４００ＭＨｚ帯より高い
周波数帯では補償は十分には期待できない。

【００１６】このような補償能力の限界は、図９に示す
ように、ＬＰＦの後段に周波数オフセット補償部が置か
れており、ＬＰＦによって信号成分の一部がカットされ
るためである。図９において、準同期検波部１１１のア
ンテナ部１０８からの入力周波数をｆ_tとし、発振部１
１８からの入力周波数をｆ_rとすると、準同期検波部１
１１のアンテナ部１０８からの入力の周波数成分は図中
のａに示すようにｆ_tを中心としてある程度の広がりを
もっている。そこで、準同期検波部１１１の出力周波数
成分も図中のｂに示すようにｆ_t−ｆ_rを中心としてあ
る程度の広がりをもっている。これがＬＰＦを通過する
と、もしもｆ_t−ｆ_rが０からのずれが無視できないと
きは、図中のｂに示すようにＬＰＦの帯域外にはみだし
た斜線部分がカットされて図中のｃの状態になる。この
周波数成分が周波数補償部１１３に与えられ、これに対
応する信号がフェージング補償部１１４に与えられる。
ｆ_tの周波数が高いほどｆ_t−ｆ_rと０のずれは起こり
やすく各補償部による補償は十分ではない。

【００１７】本発明の目的はこのような問題点を解決
し、小形で、かつ従来より遙に高い周波数まで対応が可
能な多値変調の周波数オフセット補償方法とその回路を
提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め本発明の多値変調の周波数オフセット補償方法は、多
値直交振幅変調の送信側に、時変化するフェージング歪
を受信側で測定するための既知のパイロットシンボルを
Ｎシンボル毎に挿入し、受信側で、受信ベースバンド信
号から送信側で挿入されたパイロットシンボルを検出
し、検出されたパイロットシンボルからフェージング歪
を測定し、測定されたフェージング歪の時系列を内挿す
ることによって、フェージング歪を補償するとともに、
過去のパイロットシンボルからの位相変動量を観測し、
観測した位相変動量を平均化し、その平均位相変動量に
基づいて周波数オフセットを補償する方法において、受
信側で準同期検波された後に低域通過ろ波器を通過した
ベースバンド信号からパイロットシンボルを検出し、そ
のパイロットシンボルの位相変動量から推定した周波数
オフセット情報を、前記準同期検波のための周波数を発
振する可変周波数発振部６にフィードバックして周波数
オフセットを補償する方法とする。

【００１９】前記の目的を達成するため本発明の多値変
調の周波数オフセット補償回路は、送信部に、時変化す
るフェージング歪を受信側で測定するための既知のパイ
ロットシンボルをＮシンボル毎に挿入するパイロットシ
ンボル挿入部１０３を備え、受信部に、準同期検波によ
り受信ベースバンドを検出する準同期検波部１と、準同
期検波を準同期検波部１に行わせるために発振する局部
周波数発振部６と、準同期検波部１の出力から一定以上
の周波数成分を除去する低域通過フィルタ２と、低域通
過フィルタ２を通過した後の受信ベースバンド信号から
相手方送信部で挿入された既知のパイロットシンボルを
検出するパイロットシンボル検出部３と、パイロットシ
ンボル検出部３の出力によりフェージング歪を測定し測
定されたフェージング歪の時系列を内挿することによっ
てフェージング歪を補償するフェージング歪補償部４
と、フェージング歪補償部４の出力信号からデータを判
定する復号部とを備える多値変調方式の無線装置の受信
部において、局部周波数発振部を、発振周波数が制御可
能な可変周波数発振部６とし、パイロットシンボル検出
部３の出力から過去のパイロットシンボルからの位相変
動量を観測し、観測した位相変動量を平均化して平均位
相変動量を求め、前記平均位相変動量からオフセット周
波数を推定するオフセット周波数検出部５を有し、オフ
セット周波数検出部５の出力を局部周波数発振部６に与
えて局部発振周波数を制御することによって周波数オフ
セットを補償するよう構成する。

【００２０】さらに前記の目的を達成するため、本発明
の多値変調の周波数オフセット補償回路は前記に加え
て、オフセット周波数検出部５の出力に代わる起動時の
値を設定するためベースバンド信号から前記平均位相変
動量の初期値を抽出する初期値検出部７と、局部周波数
発振部６の被制御入力を起動時に初期値検出部７へ切り
換え、初期値検出部７で初期値を検出したのちオフセッ
ト周波数検出部５に切り換える動作を行う切換え手段Ｓ
_1,Ｓ_2,Ｓ₃とを備える構成とする。

【００２１】さらに前記の目的を達成するため、本発明
の多値変調の周波数オフセット補償回路は前記に加え
て、初期値検出部７は、起動時直後は比較的広い周波数
追尾範囲とし、つぎに前記追尾範囲より狭くした範囲で
追尾し、順次これを繰り返して初期値を徐々に絞り込む
動作を行う初期値検出部とする。

【００２２】

【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
詳しく説明する。図１は本発明の回路構成の概念を示す
ブロック図（受信部の一部）である。なお、これに対応
する送信部は図４の従来技術とし、送られてくる信号の
空間ダイヤグラムは図３のものと同一とする。受信部は
図１に示すように、アンテナで受信し、図示しない受信
フィルタ、ＡＧＣ（自動利得制御）および増幅を経た信
号は、準同期検波部１で直交検波を行い、ベースバンド
信号をＬＰＦ２で一定周波数以上の不要の周波数成分を
取り除いてからパイロットシンボル検出部３に送り込
む。パイロットシンボル検出部３において、相手送信部
においてＮシンボル毎に挿入された既知のパイロットシ
ンボルを検出し、フェージング補償部４に送るととも
に、オフセット周波数検出部５に送る。フェージング補
償部４より後段の構成は従来と同様である。

【００２３】オフセット周波数検出部５では、パイロッ
トシンボルの位相変動量を検出し、その位相変動量から
オフセット周波数を推定し、この推定に基づく周波数オ
フセット情報を、直交検波に必要な局部発振出力を準同
期検波部１に供給する局部周波数発振部としての可変周
波数発振部６にフィードバックする。なお本実施例で
は、可変周波数発振部６に電圧制御発振器を使用してい
るので、周波数オフセット情報をオフセット周波数によ
ってきまる電圧の形でフィードバックしているが、他種
の可変周波数発振部使用の場合は、それに適応する形の
情報をフィードバックすればよい。このようにして可変
周波数発振部６によって、準同期検波のための周波数を
制御すれば、周波数オフセットは補償される。しかもＬ
ＰＦには、周波数オフセット補償後の信号が入力される
ので、信号成分の一部がカットされるといった問題はな
くなる。

【００２４】図２は、可変周波数発振部６に与えられる
周波数オフセット情報の初期値を決める回路を含めたブ
ロック図である。図２において、受信開始時などのシス
テムの立ち上がり時には、スイッチＳ₁とＳ₂は接とな
っており、Ｓ₃は開放されていて、初期値β₀（前記旧
周波数オフセット補償方式で説明した数６のβ₀）の検
出モードにある。ただし、このモードでは、大雑把にし
か初期値の検出が行われないので、初期値の情報を徐々
に可変周波数発振部６におくることにより、周波数追尾
範囲を絞り込むようにしておく。

【００２５】次にその方法について前記旧周波数オフセ
ット補償方式の場合と比べながら説明する。前記β₀を
求める一連の処理を実現するためには、ディジタル信号
処理プロセッサ（以下ＤＳＰという）を用いるのが適当
であるが、ＤＳＰにプログラムを組み込む際、べースバ
ンド信号から位相を導き出す過程で、逆正接（Arc-tang
ent ）関数が必要になる。逆正接関数をＤＳＰで実行す
るには、何らかのサブルーチンを用意しなければならな
い。しかし多項式近似のようなサブルーチンを用いる
と、演算時間が長くなってしまうという問題がある。と
くに数６においては、１シンボル周期の間に逆正接関数
を含めた演算を実行することになるため、所要時間内で
一連の処理を行うことができなくなる恐れがある。そこ
で逆正接関数を用いない簡便な方法を用いる。

【００２６】この簡便法によれば、図８のφ_kは次のよ
うにして導くことができる。ベクトルの外積の公式から
｜Ｓ_-｜｜Ｓ₊｜Ｓinφ_k＝（Ｘ_-Ｙ₊−Ｙ_-Ｘ₊）と
なるが、｜φ_k｜≪πであるから、φ_k≒sin φ_k、｜
Ｓ_k｜²≒｜Ｓ_-｜｜Ｓ₊｜である。したがってφ
_kは、

【数７】で与えられる。ただし、分母が０に近いときは雑音成分
が大きく、位相情報が確からしくないので、数６の計算
の対象から外している。

【００２７】旧周波数オフセット補償回路の周波数オフ
セット補償部には、パイロットシンボル検出ルーチン、
周波数オフセット検出ルーチン、逆位相回転ルーチンが
含まれている。このうち逆位相回転ルーチンは、周波数
オフセットに伴う回転を打ち消すために、逆回転を行う
ルーチンで、正弦関数（sine）と余弦関数（cosine）を
使用している。ＤＳＰには、これらの関数もサポートし
ていないため、サブルーチンを用いて処理することにな
る。このため旧周波数オフセット補償方式では、演算時
間が長くなりすぎる恐れがあった。これに対し本実施例
では、ＶＣＯの制御によりベースバンド信号の逆回転を
代行させているので、このルーチンが不要になるため、
演算時間は短縮される。

【００２８】また本実施例では、周波数オフセット補償
後にパイロットシンボルの位相変動の検出を行っている
ため、｜α｜≪π（αはパイロットシンボルの位相変動
量）である。したがって、図１０において、数７と同様
に次のような近似が可能であり、数２のα_mを求める際
に逆正接関数の使用を避けることができる。そこでα
は、

【数８】で求められる。このαを数２のα_mに置き換えれば、β
_mの更新ができる。分母の｜ｐ_-｜及び｜ｐ₊｜は、フ
ェージング歪を補償する段階で得られる。ただし、分母
が０に近いときは雑音成分が大きく、位相情報が確から
しくないので、数８の計算の対象から外すことにする。
また、本実施例では、周波数オフセット補償後のベース
バンド処理を行うので｜α｜＜π、｜β_m-1｜＜πであ
る。したがって旧周波数オフセット補償方式で必要とし
た｜α−β_m-1｜＜πとなるαを選ぶという手順も省略
できる。以上の理由で本実施例によればＤＳＰの演算時
間を大幅に短縮できる。

【００２９】本実施例では、図２において、ある一定シ
ンボル数毎に数６および数７を実行しこの情報をＶＣＯ
に送ってやることによって、周波数追尾範囲を絞り込ん
でいく。そして、初期値の検出後、スイッチＳ₁とＳ₂
は断になり、Ｓ₃は接となって、周波数オフセット補償
モードに移行する。ＬＰＦを通過したベースバンド信号
からパイロットシンボルを検出し、パイロットシンボル
の位相変化量αを数８により求め、β_mを更新する。こ
の情報を可変周波数発振部６にフィードバックすること
により、周波数オフセット補償が行われる。

【００３０】次に、本実施例の計算機シミュレーション
の実験結果を示す。変調方式として１６ＱＡＭを用い、
送受信フィルタはロールオフフィルタ（ロールオフ率
（０．５）^1/2）とし、信号伝送速度は１６ｋsymbol
/s、最大ドップラー周波数（ｆ_d）は１００Ｈｚ、Ｅ_b
／Ｎ₀（１情報ビット当たりの信号対雑音電力比）は３
０ｄＢ、パイロットシンボルの挿入間隔は１６シンボル
とした。

【００３１】図１１は、数６及び数７で算出される初期
値の分布を示す。この図は、周波数オフセット
（ｆ_off）を２ｋＨｚ、ｎ＝１０２４、Δｔ＝（１／１
６）Ｔとし、１０００サンプルの初期値を周波数換算
し、５０Ｈｚごとに累積した分布図である。この結果か
ら、初期値は１５５０Ｈｚ〜２２５０Ｈｚに分布してお
り、これは数２で補償可能としている誤差±π（５００
Ｈｚ）の範囲に収まっている。したがって、この算出値
を初期値とすれば、周波数オフセットが２ｋＨｚでも補
償可能であると推測される。なお、本実施例では、旧周
波数オフセット補償に比べ周波数追尾範囲が広いが、初
期値を徐々に絞り込むことによって同様の結果を得てい
る。

【００３２】図１２は、従来例を含めた各種方式の誤り
率特性を示す。ただし数２の忘却係数λの値は０．９と
した。この図から従来の周波数オフセット補償のないも
のは、約１００Ｈｚまでが限度であるのに対し、旧周波
数オフセット補償方式のものでは約２．４ｋＨｚまでが
補償の限度であり、このときのｆ_off・Ｔは０．１５で
ある。そして本発明の方式によれば、約１６ｋＨｚまで
補償可能となり、ｆ_off・Ｔ＝１．０となる。これ以上
の周波数オフセットについては、システムの立ち上がり
時の初期値検出モードにおいて、ＬＰＦでベースバンド
信号がカットされ、数７による計算ができないが、現実
には１／Ｔ以上の周波数オフセットは有り得ないので問
題とならない。

【００３３】例えば４００ＭＨｚ帯の無線通信系で検討
してみると、この周波数帯の局部信号発振器としては、
周波数偏差が３ppm 以内のものが一般に実装されてい
る。したがって、周波数オフセットは最悪でも送受合わ
せて２．４ｋＨｚあるので、旧周波数オフセット補償方
式でも補償可能範囲に収まる。しかし、局部信号発振器
の精度が悪かったり、４００ＭＨｚ帯より高い周波数帯
を使った場合は、十分ではない。これに対し本発明の方
式によれば、このような条件下で準同期検波を行って
も、ＡＦＣを必要としないで、周波数オフセットの補償
に十分な性能を備えていることが分かった。例えば、４
００ＭＨｚ帯では周波数偏差が、２０ppm までの局部信
号発振器の使用が可能となり、あるいは、局部信号発振
器の周波数偏差が３ppm 以内のものを使えば、２．６Ｇ
Ｈｚ帯までの周波数帯で使用可能となる。

【００３４】

【発明の効果】以上詳しく説明したように本発明は、多
値変調方式のシステムの受信部において、ＬＰＦを通過
したベースバンド信号から、パイロットシンボルを検出
し、そのパイロットシンボルの位相変動量から推定した
周波数オフセット情報を、準同期検波のための局部周波
数発振部（可変周波数発振部）にフィードバックするこ
とにより、ＬＰＦによって信号成分の一部がカットされ
ることがないので、周波数オフセット補償のための周波
数追尾範囲が大幅に拡大されるという効果がある。した
がって、本発明の実施例を適用することにより、ＡＦＣ
を使用しないで、極めて広い引き込み範囲で、高精度に
周波数オフセットを補償することが可能となる。また初
期値検出部とその切換え手段を設けるとともに、受信開
始時などのシステムの立ち上がり時に、準同期検波のた
めの可変周波数発振部に与える初期値の情報を徐々に絞
り込みながら送り込むことによって、周波数追尾範囲が
極めて拡大されているにもかわらず、スムーズに立ち上
がることができる。なお、初期値、および周波数オフセ
ット情報を求める手段は、すべてベースバンド帯でのデ
ジタル信号処理でおこなわれるので、伝送路歪補償方式
の他の部分と一体化が容易で、装置の簡略化に役立つば
かりでなく、今後の装置の応用発展にも柔軟に対処でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の概要を示すブロック図であ
る。

【図２】図１の実施例の立ち上がり時の機能を示すブロ
ック図である。

【図３】１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムを示す説明
図である。

【図４】送信部の一般的な構成例を示すブロック図であ
る。

【図５】従来の受信部の構成例を示すブロック図であ
る。

【図６】従来の受信部の周波数補償部の構成例を示すブ
ロック図である。

【図７】受信信号のパイロットシンボルの位相変動過程
を表した説明図である。

【図８】受信信号の信号点の遷移過程を表した説明図で
ある。

【図９】ＬＰＦによるベースバンド信号周波数成分カッ
トの例を示す説明図である。

【図１０】受信信号のパイロットシンボルの動きのモデ
ルを示す説明図である。

【図１１】数６で算出された初期値の分布を示す説明図
である。

【図１２】本発明を適用した場合、適用しなかった場合
の誤り率特性を示す説明図である。

【符号の説明】

１，１１１準同期検波部２，１１２ＬＰＦ部（低域通過フィルタ）３パイロットシンボル検出部４，１１４フェージング補償部５オフセット周波数検出部６局部周波数発振部（可変周波数発振部）７初期値検出部１０１シリアル／パラレル変換部１０２ベースバンド信号変換部１０３パイロットシンボル挿入部１０４送信フィルタ部１０５直交変調部１０６増幅部１０７，１０８アンテナ部１０９受信フィルタ部１１０ＡＧＣ部１１３周波数補償部１１５復号部１１６パラレル／シリアル変換部１１７，１１８発振部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多値直交振幅変調の送信側に、時変化す
るフェージング歪を受信側で測定するための既知のパイ
ロットシンボルを、Ｎシンボル毎に挿入し、受信側で、受信ベースバンド信号から送信側で挿入され
たパイロットシンボルを検出し、検出されたパイロット
シンボルからフェージング歪を測定し、測定されたフェ
ージング歪の時系列を内挿することによって、フェージ
ング歪を補償するとともに、過去のパイロットシンボルからの位相変動量を観測し、
観測した位相変動量を平均化し、その平均位相変動量に
基づいて周波数オフセットを補償する方法において、受信側で準同期検波された後に低域通過ろ波器を通過し
たベースバンド信号からパイロットシンボルを検出し、
そのパイロットシンボルの位相変動量から推定した周波
数オフセット情報を、前記準同期検波のための周波数を
発振する可変周波数発振部にフィードバックして周波数
オフセットを補償することを特徴とする多値変調の周波
数オフセット補償方法。
【請求項２】送信部に、時変化するフェージング歪を受信側で測定するための既
知のパイロットシンボルをＮシンボル毎に挿入するパイ
ロットシンボル挿入部を備え、受信部に、準同期検波により受信ベースバンドを検出する準同期検
波部と、準同期検波を前記準同期検波部に行わせるために発振す
る局部周波数発振部と、前記準同期検波部の出力から一定以上の周波数成分を除
去する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタを通過した後の受信ベースバンド
信号から相手方送信部で挿入された既知のパイロットシ
ンボルを検出するパイロットシンボル検出部と、前記パイロットシンボル検出部の出力によりフェージン
グ歪を測定し測定されたフェージング歪の時系列を内挿
することによってフェージング歪を補償するフェージン
グ歪補償部と、前記フェージング歪補償部の出力信号からデータを判定
する復号部とを備える多値変調方式の無線装置の受信部
において、前記局部周波数発振部を、発振周波数が制御可能な可変
周波数発振部とし、前記パイロットシンボル検出部の出力から過去のパイロ
ットシンボルからの位相変動量を観測し、観測した位相
変動量を平均化して平均位相変動量を求め、前記平均位
相変動量からオフセット周波数を推定するオフセット周
波数検出部を有し、前記オフセット周波数検出部の出力を前記局部周波数発
振部に与えて局部発振周波数を制御することによって周
波数オフセットを補償するよう構成することを特徴とす
る多値変調の周波数オフセット補償回路。
【請求項３】前記オフセット周波数検出部出力に代わ
る起動時の値を設定するためベースバンド信号から前記
平均位相変動量の初期値を抽出する初期値検出部と、前記局部周波数発振部の被制御入力を起動時に前記初期
値検出部へ切り換え、初期値検出部で初期値を検出した
のち前記オフセット周波数検出部に切り換える動作を行
う切換え手段とを備える請求項２記載の多値変調の周波
数オフセット補償回路。
【請求項４】前記初期値検出部は、起動時直後は比較
的広い周波数追尾範囲とし、つぎに前記追尾範囲より狭
くした範囲で追尾し、順次これを繰り返して初期値を徐
々に絞り込む動作を行う初期値検出部である請求項３記
載の多値変調の周波数オフセット補償回路。