JP2006279470A - 等化器 - Google Patents
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- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 29
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 19
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 11
- 238000007792 addition Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 1
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Abstract
【解決手段】参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を計算する絶対値演算器と、参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みW(n)を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、重みW(n)と加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)を得る重み掛け算器とが加算器と第1の複素乗算器との間に挿入接続され、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行ってI相、Q相にそれぞれ対応する複素乗算出力信号を得るようにして適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成されている。
【選択図】 図1
Description
この周波数オフセットは、加入者系無線アクセスシステム(FWA;Fixed Wireless Access)の分野や、それに限らず無線通信の高周波変化、または変調方式の多値化の流れの中で解決すべき大きな問題であり、周波数オフセット補償の重要度が増している。
また、周波数オフセットのみならず、AGC制御の残留誤差やフレームの途中でレベルが変動する場合の振幅補償も必要になっている。
同期処理部5は、直交検波後のベースバンド信号から、既知のUW(ユニークワード)信号と相関値を求め、その結果からAGC制御(AGC2)、AFC制御(VCO6)、シンボル同期(VCO6)、フレーム同期を行う。
同期処理部5にてフレーム同期が確立されれば、等化処理部8は、同期確立の情報および直交検波4から出力されるベースバンド信号を入力とし、初期位相誤差検出、適応等化処理、変調方式情報の復号が行われ、初期位相誤差情報、タップ係数、変調方式情報を出力する。
更に、直交検波4から出力されるベースバンド信号及び初期位相誤差情報を入力とし初期位相補正を行う初期位相補正9、この出力及びタップ係数を入力としAGC制御、AFC制御、シンボル同期、フレーム同期の等化処理を行う等化器10(8tap)、この出力及び変調方式情報を入力としDATAPの等化処理を行う等化器11(1tap)の順に動作しシンボル判定されて受信データが出力される。
図4のブロック図に示された同期処理部5は、UW区間で処理を行う。UWはPN4(15シンボル)が(8+8/15)回繰り返されているので、PN4(15シンボル)との相関値を計算すると、8本のピーク値が現れる。そのUW相関値を計算した結果を図6に示す。
AGC制御は、8本の相関ピーク値の電力の和と目標電力の差分でAGCループを制御する。また、AFCは隣接する相関ピーク値の7つのペアの相対位相差からAFCループを制御する。シンボル同期は相関ピーク位置の1/2シンボル前後の位置における相関電力値の差を8つのピークについて累積し、これを相関ピーク電力値の累積値で割ったものを位相誤差としてPLL(VCO7)を制御する。このようにシステム同期が確立されれば、その確立情報を等化処理部8に通知される。
等化処理部8は、CWの区間で初期位相誤差を検出して〔図7(a)〕初期位相誤差情報を初期位相補正部9に通知して、CWのシンボルが45°の角度になるように回転させる〔図7(b)〕。
次に等化処理部8は、UWをトレーニング信号としてLMS(Least Mean Square;最小二乗誤差法)アルゴリズムによる適応等化処理を行い、タップ係数を等化器10(8tap)に通知し、波形等化を行う〔図7(c)〕。
図5のCCH区間(BPSK変調)と変調方式がQPSKまたはQAMに切替えられるDATA区間は、等化器11(1tap)が動作する。
図7(d)は、等化器(8tap)の出力であるが、CW、UWは初期位相補正9、等化器10(8tap)により、シンボル点が補償されているので、はっきりと見えているが、1024QAMのDATA区間は、残留位相誤差により回転が生じており、シンボル点が不明確でありシンボル判定することが困難になっている。
この残留位相誤差は、UW区間に同期処理部5が行ったAFC制御の残留周波数オフセットと局部発信器の位相雑音が原因である。この残留位相誤差を補償するためのものが等化器11(1tap)であり、等化処理部8でCCHから復号された変調方式情報を用いて、シンボル判定結果を参照シンボルとしてトラッキング動作を行う。
等化器11(1tap)の出力が図7(e)であり、残留位相誤差を補償して各シンボル点が明確でありシンボル判定が可能であることが分かる。また、等化器11(1tap)は、UW区間に同期処理部5が行ったAGC制御の残留誤差、または、UW区間以降のレベル変動等の残留振幅誤差も補償することが可能である。
等化器11(1tap)で用いているLMSアルゴリズムは次式で表される。
h(n+1)=h(n)+μn(n)*e(n)
e(n)=d(n)−u(n)*h(n)
u(n)は入力信号、h(n)はタップ係数、d(n)はシンボル判定結果の参照シンボル、e(n)は参照シンボルとの等化誤差を表し、これらはI相,Q相の複素数として表現され、*は複素乗算である。また、μは等化器の収束速度に関係するステップゲインである。ステップゲインμを大きくすると収束速度は速くなるが残留等化誤差が大きくなり、逆に小さくすると残留等化誤差は小さくなるが収束速度が遅くなる。従ってステップゲインμは、等化する対象に応じて最適な値を選ぶ必要がある。
等化誤差ei(n)、eq(n)(第1の等化誤差)と入力信号ui(n)、uq(n)とをそれぞれで複素乗算(23)して、ステップゲインμを掛算し、タップ(μ)更新の処理を行う。
このようにして得られた等化器11(1tap)用のタップ係数hi(n)、hq(n)は入力信号ui(n)、uq(n)と複素乗算(27)を行い、更新された出力信号yi(n)、yq(n)が得られる。
ここで、タップ係数hi(n)は、主に入力信号ui(n)、uq(n)の振幅の誤差を補正する係数であり、タップ係数hq(n)は主に両信号の位相の誤差を補正する係数である。入力信号ui(n)、uq(n)が参照シンボルと全く同じシンボルが入力された場合、hi(n)=1,hq(n)=0となる。(例えば、特許文献1参照)
n=1のときのシンボル点(a)とn=2のときのシンボル点(b)とでは、誤差ベクトルe(1)とe(2)とを比較すると原点から距離の離れたシンボル点(a)の誤差ベクトルe(1)のほうが大きなベクトル値であることが分かる。
等化器11(1tap)は、主にAFC制御の残留周波数オフセットと局部発信器の位相雑音による残留位相誤差を補償することが主な役割であるが、θだけ位相誤差がある場合には、エラーベクトルは同じ大きさに現れるようにすることが理想的である。
このようにシンボル点の位置によりエラーベクトルの大きさが異なると、仮に原点から離れたシンボルのみの変調信号を受信したときには、残留位相誤差を補償する収束速度は速くなるが収斂したときの残留等化誤差が大きくなり、一方、原点から近いシンボルのみ受信したときには、残留等化誤差は小さくなるが収束速度が遅くなるという結果になる。
残留等化誤差と収束速度の値を平均化するために、シンボルがランダムにマッピングされるように送信するデータにスクランブルをかけるという方法も考えられるが、そのようなことを行ってもシンボルの原点からの距離による各シンボルのエラーベクトルの差が平均化されるようにステップゲインを十分小さくする必要があり、結果的には収束速度も遅くなり単なるスクランブルでは対策とはならない。
更に、図9の例では64QAMを例にしたが、1024QAMのように多値数が大きくなればシンボル点に依存するエラーベクトルの大きさの違いはますます顕著になることが問題である。
これらの問題点を避ける方法として正規化LMSの手段がある。正規化LSMは次式で表される。
h(n+1)=h(n)+(α/|u(n)|2 )*u(n)*e(n)
e(n)=d(n)−u(n)*h(n)
このように|u(n)|2 で割り算すれば、入力信号のシンボル点の原点からの距離の大きさに関係なくエラーベクトルが正規化されるので、上記のような問題もなくなる。しかし、ハードウェアでこのような割り算の計算をするのは回路規模が大きくなる。
このように、受信したシンボル点の原点からの距離によって、エラーベクトルの大きさが変化し、ステップゲインを大きく出来ないため収束速度が遅い。また正規化LMSでは回路規模が大きくなるという問題がある。
該参照シンボルdi(n)、dq(n)と前記出力信号yi(n)、yq(n)との差から等化誤差ei(n)、eq(n)を取り出す第1、第2の加算器と、
該等化誤差ei(n)、eq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行ってI相、Q相にそれぞれ対応する第1、第2の複素乗算出力信号を得る第1の複素乗算器と、
該第1の複素乗算器の第1、第2の複素乗算出力信号にステップゲインμを掛ける第1、第2のステップゲイン掛算器と、
該第1、第2のステップゲイン掛算器の出力によって、前記入力信号ui(n)、uq(n)の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数hi(n)と両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数hq(n)のタップ更新の処理を行う第1、第2のタップ係数生成回路と、
前記タップ係数hi(n)、hq(n)と前記入力信号ui(n)、uq(n)とI相、Q相にそれぞれ対応する複素乗算を行い、更新された前記出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする第2の複素乗算器とを備え、
前記入力信号ui(n)、uq(n)の残留位相誤差を補償して前記出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする1タップ形の等化器であって、
前記参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を計算する第1、第2の絶対値演算器と、
前記参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、該参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みW(n)を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、
該重みW(n)と前記第1、第2の加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)を得る第1、第2の重み掛け算器とが前記第1、第2の加算器と前記第1の複素乗算器との間に挿入接続され、
該重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)と前記入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行ってI相、Q相にそれぞれ対応する第1、第2の複素乗算出力信号を得るようにして前記残留位相誤差を補償する適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成されている。
なお、受信部のブロック図の説明は、図4を示して前記説明したものと同じであるのでここでの説明は省略する。
図1は、I相(i),Q相(q)それぞれの接続を表示している。等化処理部8(図4参照)から通知される変調方式情報により、等化器110(1tap)出力のyi(n)、yq(n)をシンボル判定(21i、21q)した結果を参照シンボルdi(n)、dq(n)として用い、本願の特徴である回路部(A)によって重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)が求まる。
21i、21qは、入力信号ui(n)、uq(n)にタップ係数hq(n)、hq(n)がそれぞれ複素乗算(27)されて得られる出力信号yi(n)、yq(n)に対して多値QAM変調のI相、Q相のそれぞれについてシンボル判定を行い、参照シンボルdi(n)、dq(n)を得る第1、第2のシンボル判定器である。
22i、22qは、参照シンボルdi(n)、dq(n)と出力信号yi(n)、yq(n)との差から等化誤差ei(n)、eq(n)を取り出す第1、第2の加算器である。
abs()121i、121qは、参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を計算する第1、第2の絶対値演算器である。
122は、参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みW(n)を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルである。
123i、123qは、重みW(n)と加算器(22i、22q)の出力である等化誤差ei(n)、eq(n)との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)を得る第1、第2の重み掛け算器である。
23は、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行う第1の複素乗算器である。
24i、24qは、第1の複素乗算器の出力信号にステップゲインμを掛ける第1、第2のステップゲイン掛算器である。
25i,26i、25q、26qは、ステップゲイン掛算器24i、24qの出力によって、主に入力信号ui(n)、uq(n)の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数hi(n)と主に両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数hq(n)のタップ更新の処理を行う第1、第2のタップ係数生成回路である。
27は、タップ係数hi(n)、hq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行い、順次更新されながら出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする第2の複素乗算器である。
以上を備え、多値QAM変調された入力信号ui(n)、uq(n)の残留位相誤差に対して適応等化の収束速度を速く補償して出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする1タップ形の等化器の構成である。
シンボル判定(21i,21q)した結果である参照シンボルdi(n)、dq(n)の絶対値演算(abs();121i、121q)から、DATAのLMS(Least Mean Square;最小二乗誤差法)アルゴリズムによる適応等化処理を行い、原点からの距離に対応した重みW(n)をテーブル(122)から参照して、その重みW(n)を参照シンボルdi(n)、dq(n)と出力信号yi(n)、yq(n)との互いの差から得られた等化誤差ei(n)、eq(n)と更に掛け合わせる(123i、123q)ことによりエラーベクトルである重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)を計算するものである。計算式は次のとおりである。
E(n)=d(n)−u(n)*h(n)*W(n)
h(n+1)=h(n)+(μ×u(n)*E(n))*W(n)
u(n)は入力信号、h(n)はタップ係数、d(n)はシンボル判定結果の参照シンボル、E(n)は参照シンボルとの重み付けされた等化誤差を表し、これらはI相,Q相の複素数として表現され、*は複素乗算である。また、μは等化器の収束速度に関係するステップゲインである。
入力信号ui(n)、uq(n)が参照シンボルと全く同じシンボルとして入力された場合、hi(n)=1,hq(n)=0となる。DATA領域に対する残留位相誤差補償は行われない。
適応変調が行われた場合、テーブルは変調方式によってシンボル点が変わるので、変調方式情報に従って参照するテーブルを切替える必要がある。例えばテーブルの値は、LMSアルゴリズムによる適応等化処理の過程として、1/(di(n)2 +dq(n)2 )の計算結果またはその値に比例した値が入る。例として64QAMの場合はシンボル判定した結果の絶対値を計算しているので16のテーブルが必要になる。(仮に絶対値を計算しないときは64のテーブルが必要となる。)
以上の動作によって、ステップゲインを大きく出来、収束速度が速く、更に、回路規模が比較的小さくてよい。DATA区間以降のレベル変動等の残留振幅誤差は補償されるものである。
なお、受信部のブロック図の説明は、図4を示して前記説明したものと同じであるのでここでの説明は省略する。
図2は、I相,Q相ごとに接続を表示している。等化処理部8から通知される変調方式情報により、等化器110(1tap)出力のyi(n)、yq(n)をシンボル判定した結果を参照シンボルdi(n)、dq(n)として用い、本願の特徴である回路部(B)から等化誤差ei(n)、eq(n)を求める。
等化誤差ei(n)、eq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とをそれぞれで複素乗算して、ステップゲインμを掛算し、タップ更新の処理を行う。
このようにして得られた等化器110(1tap)用の更新されたタップ係数hi(n)、hq(n)は入力信号ui(n)、uq(n)と複素乗算を行い、更新された出力信号yi(n)、yq(n)が得られる。
ここで、タップ係数hi(n)は、主に入力信号ui(n)、uq(n)の振幅の誤差を補正する係数であり、タップ係数hq(n)は主に両信号の位相の誤差を補正する係数である。入力信号ui(n)、uq(n)が参照シンボルと全く同じシンボルが入力された場合、hi(n)=1,hq(n)=0となる。
その重みW(n)を参照シンボルdi(n)、dq(n)と出力信号yi(n)、yq(n)との互いの差(22i、22q)(第1の等化誤差)と更に掛け合わせる(123i、123q)ことによりエラーベクトルである等化誤差ei(n)、eq(n)(第2の等化誤差)を計算する回路をブロック図にしたものである
第1の実施例と比較するとエラーベクトルの差が残ることにはなるが、収束速度と残留等化誤差とが許容範囲であれば有効である。
2 AGC
3 ADC
4 直交検波部
5 同期処理部
6,7 VCO
8 等化処理部
9 初期位相補正部
10 等化器(8tapp)
11,110 等化器(1tapp)
21 シンボル判定器
22 加算器
23,27 複素乗算器
121 絶対値演算器
122,133 重みテーブル
123 重み乗算器
131 LMS器
132 閾値判定器
Claims (1)
- 出力信号yi(n)、yq(n)に対して多値QAM変調のI相、Q相にそれぞれ対応するシンボル判定を行い参照シンボルdi(n)、dq(n)が得られる第1、第2のシンボル判定器と、
該参照シンボルdi(n)、dq(n)と前記出力信号yi(n)、yq(n)との差から等化誤差ei(n)、eq(n)を取り出す第1、第2の加算器と、
該等化誤差ei(n)、eq(n)と入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行ってI相、Q相にそれぞれ対応する第1、第2の複素乗算出力信号を得る第1の複素乗算器と、
該第1の複素乗算器の第1、第2の複素乗算出力信号にステップゲインμを掛ける第1、第2のステップゲイン掛算器と、
該第1、第2のステップゲイン掛算器の出力によって、前記入力信号ui(n)、uq(n)の振幅の誤差を補正する更新されたタップ係数hi(n)と両信号の位相の誤差を補正する更新されたタップ係数hq(n)のタップ更新の処理を行う第1、第2のタップ係数生成回路と、
前記タップ係数hi(n)、hq(n)と前記入力信号ui(n)、uq(n)とI相、Q相にそれぞれ対応する複素乗算を行い、更新された前記出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする第2の複素乗算器とを備え、
前記入力信号ui(n)、uq(n)の残留位相誤差を補償して前記出力信号yi(n)、yq(n)を出力とする1タップ形の等化器であって、
前記参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を計算する第1、第2の絶対値演算器と、
前記参照シンボルdi(n)、dq(n)それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、該参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みW(n)を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、
該重みW(n)と前記第1、第2の加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)を得る第1、第2の重み掛け算器とが前記第1、第2の加算器と前記第1の複素乗算器との間に挿入接続され、
該重み付けされた等化誤差Ei(n)、Eq(n)と前記入力信号ui(n)、uq(n)とのそれぞれの複素乗算を行ってI相、Q相にそれぞれ対応する第1、第2の複素乗算出力信号を得るようにして前記残留位相誤差を補償する適応等化処理の収束速度を速くしたことを特徴とする構成を有した等化器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005094959A JP4435005B2 (ja) | 2005-03-29 | 2005-03-29 | 等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005094959A JP4435005B2 (ja) | 2005-03-29 | 2005-03-29 | 等化器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006279470A true JP2006279470A (ja) | 2006-10-12 |
JP4435005B2 JP4435005B2 (ja) | 2010-03-17 |
Family
ID=37213754
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005094959A Active JP4435005B2 (ja) | 2005-03-29 | 2005-03-29 | 等化器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4435005B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007028161A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
JP2012222558A (ja) * | 2011-04-07 | 2012-11-12 | Nec Corp | 復調制御装置、受信装置及び復調方法 |
JP2015115771A (ja) * | 2013-12-11 | 2015-06-22 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションInternational Business Machines Corporation | 受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラム(高速通信における信号補償) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090806 |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Request for written amendment filed |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4435005 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130108 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130108 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
R250 | Receipt of annual fees |
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