TWI403107B - 用於將通信系統中所接收信號均等化之方法與系統 - Google Patents
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Description
本發明涉及通信系統，更具體而言，涉及用於增強由於頻率偏移而引起的錯誤校正的通信系統和方法。
這裏提供的背景描述用於一般表示本公開文件的內容。當前所稱的發明人的工作(對於在該背景部分中所描述的程度)，以及在申請時可能不能作為現有技術的描述的某些方面，既不能明示，也不能暗示地認為是對本公開文件的現有技術。
諸如蜂窩系統和無線系統之類的通信系統允許用戶在用戶之間和/或在用戶和基地台(cell station)之間無線地發送和接收資料。一般來說，蜂窩和無線系統必須工作在特定頻率和低於特定的功率水平。在這些約束下，蜂窩和無線系統試圖最大化各個用戶的資料傳送，同時適應共用蜂窩或無線系統的所有其他用戶的需求。因此，每個無線設備必須智慧地使用所分配的頻寬來最大化資料傳送。這些系統的設計者也可能受市場需求的限制，以滿足低成本設備和工作的運行成本的需求。
已開發出多種方法，來最大化分配頻寬的使用，同時最小化蜂窩和無線用戶之間的干擾。例如，一種方法包括利用分時多工存取(Time Division Multiple Access,TDMA)來分配可用頻寬。分時多工存取(TDMA)是一種數位信號傳輸方案，其允許多個用戶接入單個射頻(RF)通道。通道之間的干擾是藉著向每個通道內的每個用戶分配唯一時隙(time slot)來避免的。其他方法包括擴譜技術，擴譜技術包括將發送信號擴頻或分裂到多個不同頻率上，並在接收器處重新組合信號。擴譜方法一般更為複雜，並且增加了無線設備的成本和操作的總成本。
各種不同類型的通信系統採用分時多工存取(TDMA)。例如，蜂窩系統經常使用分時多工存取(TDMA)。一種使用分時多工存取(TDMA)的蜂窩系統是個人掌上型電話系統(PHS)，其是一種工作在1.88－1.93GHz頻段中的移動電話系統。個人掌上型電話系統(PHS)在對低成本蜂窩電話和低成本操作有強烈需求的市場中非常普遍。個人掌上型電話系統(PHS)是能夠將信號從一個基地台越區切換(handover)到另一基地台的無線電話系統。個人掌上型電話系統(PHS)基地台小於使用全球移動通信系統(GSM)的蜂窩電話系統的基地台。
一般來說，個人掌上型電話系統(PHS)具有500mW的發送功率和10－100公尺的範圍。個人掌上型電話系統(PHS)在重度呼叫流量區域(如商業區、市區等)內提供具有最小擁塞的服務。這是藉著以每隔100－200公尺的徑向距離安裝基地台來實現的。因而，個人掌上型電話系統(PHS)尤其適合於用在市區內。
基於個人掌上型電話系統(PHS)的電話可用在家中、辦公室中和戶外。個人掌上型電話系統(PHS)相對於使用地線的傳統電話系統提供了一種經濟的替換方案。另外，基於個人掌上型電話系統(PHS)的電話可與傳統電話系統介面。因而，在傳統電話系統的地線不能到達用戶的物理位置的情形中，用戶可以使用個人掌上型電話系統(PHS)來接入傳統電話系統，並與傳統電話系統服務的其他用戶建立通信。
個人掌上型電話系統(PHS)使用分時多工存取(TDMA)作為無線電介面，並使用自適應差分脈衝編碼調製(ADPCM)作為語音編解碼器(codec)。編解碼器包括在類比和數位格式之間轉化信號的類比/數位轉換器(ADC)和數位/類比轉換器(DAC)。分時多工存取(TDMA)是一種數位的干擾是藉著向每個通道內的每個用戶分配唯一時隙來避免的。例如信號傳輸方案，其允許多個用戶接入單個射頻(RF)通道。通道之間，個人掌上型電話系統(PHS)訊框(frame)包括四個通道：一個控制通道和三個流量通道。
與直接量化語音信號的PCM編解碼器不同，ADPCM編解碼器量化語音信號和由語音信號所構成的預測之間的差異。如果預測準確，則實際和預測語音之差可能具有比實際語音中的變異量(variance)更低的變異量。另外，相比於量化實際語音所需的位元數，可以利用更少的位元來準確地量化該差值。在解碼的同時，經量化的差值信號被添加到預測信號上以重建原始語音信號。編解碼器的性能利用自適應預測和量化來輔助，因而使預測器和差值量化器適合於改變被編碼的語音的特性。
現在參考圖1，個人掌上型電話系統(PHS)電話系統包括具有天線12的個人掌上型電話系統(PHS)電話10和具有天線13的基地台11。示例性個人掌上型電話系統(PHS)電話10包括信號處理模組16(其包含發送模組18和接收模組20)、記憶體22、電源24和I/O模組26。I/O模組26可以包括各種用戶介面，如麥克風26－1、揚聲器26－2、顯示幕26－3、鍵盤26－4、攝影機26－5等。
發送模組18將來自麥克風26－1的用戶輸入轉換為個人掌上型電話系統(PHS)相容信號。接收模組20將從天線12接收到的資料轉換為用戶可識別的格式，並經由揚聲器26－2將其輸出。信號處理模組16使用記憶體22處理發送到天線12和從天線12接收的資料。電源24向電話10供電。
數位資料一般由0和1代表，0和1被稱為位元。資料通常藉著利用基頻資訊承載信號調製載波信號的振幅、頻率或相位來發送。正交相移鍵控(QPSK)是一種常用在通信系統中的相位調製的形式。在QPSK中，資訊位元被成對組合，該對被稱為雙位元(dibit)。因而，QPSK使用代表雙位元值00、01、10和11的四個符號。QPSK將四個符號映射到四個固定的相位角。例如，符號00可以映射到(＋3π/4)。另一方面，π/4－DQPSK使用差分編碼，其中符號和相位角之間的映射變化。另外，π/4－DQPSK將四個符號中的每一個映射到實和虛相位角，因而導致八點星座。
現在參考圖2A和圖2B，發送模組18包括ADPCM模組50、成訊框器模組52、串列－平行轉換器模組54、DQPSK映射器模組56、平方根升餘弦(SRRC)濾波器模組58和升頻採樣(upsample)模組60。接收模組20包括降頻採樣(downsample)模組70、自動增益控制(AGC)模組72、包括載波獲取模組74和均衡模組76的解調器75、解映射器和並行－串列轉換器模組78、解訊框器模組80和ADPCM模組82。
當在通道上發送來自電話10的資料時，ADPCM模組50將音頻和/或視頻信號轉換為數位資料的位元。訊框器模組52將數位資料劃分為訊框。串列－平行轉換器模組54將訊框中的位元轉換為符號。DQPSK映射器模組56(其可以採用諸如π/4－DQPSK調製之類的調製方案)將每個訊框中四個符號的四個實值和四個虛值映射到總共八個相位角，並產生複基頻信號。
SRRC濾波器模組58(其實質上是奈奎斯特(Nyquist)脈衝整形濾波器)限制了信號的頻寬。另外，SRRC濾波器模組58從複基頻信號中刪除混頻乘積。升頻採樣模組60包括正交載波振盪器，該正交載波振盪器用來將經相位調製的基頻信號轉換為經相位調製的載波信號。升頻採樣模組60以大於奈奎斯特頻率兩倍的採樣頻率在通道上發送經相位調製的載波信號。
當電話10接收到來自天線12的信號時，降頻採樣模組70利用非同步振盪器對信號進行降頻採樣。降頻採樣模組70將來自經相位調製的載波信號的信號下變頻為經相位調製的基頻信號。AGC模組72維持信號增益相對恒定，而無論輸入信號強度由於傳輸損耗、雜訊、干擾等如何變化。
載波獲取模組74對信號解調，獲取載波相位資訊，並對來自信號的符號值解碼。均衡模組76校正信號中存在的任何失真。解映射器和並行－串列轉換器模組78對解調後的信號解映射，並將其轉換為串列位元流。解訊框器模組80將訊框重組為數位資料位元。ADPCM模組82將數位資料位元轉換為音頻和/或視頻資料，並將資料輸出到電話10的揚聲器26－2和/或顯示幕26－3。
諸如個人掌上型電話系統(PHS)之類的遺留通信系統被配置為簡單和低成本的。基於在設計這些用於基頻解調的系統時存在的技術約束，採用了差分解調，因此，差分解調不能應對一般由多路徑衰減引入的符號間干擾(ISI)。
一種通信系統包括決定輸入信號的載波頻率偏移的載波恢復模組。旋轉器模組旋轉輸入信號以最小化載波頻率偏移並產生補償信號。相關器模組將補償信號與唯一字相關以獲得時序校正。等化器模組基於時序校正均衡補償信號並產生均衡信號。
在其他特徵中，類比/數位轉換器將類比輸入信號轉換為輸入信號。抽取濾波器與類比/數位轉換器通信，並以符號速率的三倍提供輸入資料。載波恢復模組包括檢測時分多工突發的角度計算器模組。載波恢復模組包括回應於輸入信號的前導檢測突發的突發檢測器模組。載波恢復模組包括回應於座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組決定輸入信號的角度的角度計算器模組。載波恢復模組包括產生旋轉角度的載波偏移計算器模組。旋轉器模組基於旋轉角度產生補償信號。
在其他特徵中，等化器模組執行前饋和判決反饋均衡。前饋和判決反饋均衡基於時序校正調整至少一個係數。跟蹤器模組調整均衡信號以補償頻率漂移。通信系統採用分時多工存取(TDMA)。個人掌上型電話系統包括該通信系統。
一種通信系統包括將類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號的類比前端。抽取濾波器以數位數據輸入信號的符號速率的N倍產生加速輸入信號。N是大於0的整數。載波恢復模組基於加速輸入信號決定旋轉角度以最小化載波頻率偏移。旋轉器模組基於旋轉角度旋轉加速輸入資料信號以形成旋轉信號。等化器模組均衡旋轉信號。
在其他特徵中，N等於3。載波恢復模組包括滑動視窗加和緩衝器。載波恢復模組包括包含座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組的角度計算器模組。角度計算器模組執行CORDIC模組的輸入縮放和輸出重縮放。CORDIC模組包括角度累加器和初始化角度累加器的初始化器。
在其他特徵中，通信系統採用分時多工存取(TDMA)。個人掌上型電話系統包括該通信系統。載波恢復模組包括檢測時分多工突發的突發檢測器模組。突發檢測器模組基於數位輸入信號的前導檢測突發。
一種通信系統包括用於決定輸入信號的載波頻率偏移的載波恢復裝置。旋轉器裝置旋轉輸入信號以最小化載波頻率偏移並產生補償信號。相關器裝置將補償信號與唯一字相關以獲得時序校
正。等化器裝置基於時序校正均衡補償信號並產生均衡信號。
在其他特徵中，類比/數位轉換裝置將類比輸入信號轉換為輸入信號。抽取濾波裝置與類比/數位轉換裝置通信，並以符號速率的三倍提供輸入資料。載波恢復裝置包括用於檢測時分多工突發的角度計算器裝置。載波恢復裝置包括用於回應於輸入信號的前導檢測突發的突發檢測器裝置。
在其他特徵中，載波恢復裝置包括用於回應於座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組決定輸入信號的角度的角度計算器裝置。載波恢復裝置包括用於產生旋轉角度的載波偏移計算器裝置。旋轉器裝置基於旋轉角度產生補償信號。等化器裝置包括用於均衡的前饋等化器裝置和用於均衡的判決反饋等化器裝置。前饋和判決反饋等化器裝置基於時序校正調整至少一個係數。跟蹤器裝置調整均衡信號以補償頻率漂移。
在其他特徵中，通信系統採用分時多工存取(TDMA)。個人掌上型電話系統包括該通信系統。
一種通信系統包括用於將類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號的轉換裝置。抽取裝置以數位數據輸入信號的符號速率的N倍產生加速輸入信號，其中N是大於0的整數。載波恢復裝置基於加速輸入信號決定旋轉角度以最小化載波頻率偏移。旋轉器裝置基於旋轉角度旋轉加速輸入資料信號以形成旋轉信號。等化器裝置均衡旋轉信號。
在其他特徵中，N等於3。載波恢復裝置包括用於加和的滑動視窗加和緩衝器。載波恢復裝置包括用於計算的角度計算器裝置，其包括座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組。角度計算器裝置執行CORDIC模組的輸入縮放和輸出重縮放。CORDIC模組包括用於累加的角度累加裝置和用於初始化角度累加裝置的初始化裝置。
在其他特徵中，通信系統採用分時多工存取(TDMA)。個人掌上型電話系統包括該通信系統。載波恢復裝置包括用於檢測時分多工突發的突發檢測器裝置。突發檢測器裝置基於數位輸入信號的前導檢測突發。
一種用於操作通信系統的方法包括：決定輸入信號的載波偏移頻率；旋轉輸入信號以最小化載波頻率偏移並產生補償信號；將補償信號與唯一字相關以獲得時序校正；以及基於時序校正均衡補償信號並產生均衡信號。
在其他特徵中，該方法包括將類比輸入信號轉換為輸入信號。該方法包括以符號速率的三倍對輸入資料採樣。該方法包括檢測時分多工突發。該方法包括回應於輸入信號的前導檢測突發。該方法包括回應於座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組決定輸入信號的角度。該方法包括產生旋轉角度。該方法包括基於旋轉角度產生補償信號。該方法包括使用前饋均衡和判決反饋均衡來基於時序校正調整至少一個係數。該方法包括調整均衡信號以補償頻率漂移。
一種用於操作通信系統的方法包括：將類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號；以數位數據輸入信號的符號速率的N倍產生加速輸入信號，其中N是大於0的整數；基於加速輸入信號決定旋轉角度以最小化載波頻率偏移；基於旋轉角度旋轉加速輸入資料信號以形成旋轉信號；以及均衡旋轉信號。
在其他特徵中，N等於3。決定步驟包括使用滑動視窗加和。決定步驟包括使用座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組來計算旋轉角度。該方法包括執行CORDIC模組的輸入縮放和輸出重縮放。該方法包括基於數位輸入信號的前導檢測突發。
在其他特徵中，上述系統和方法由被一個或多個處理器執行的電腦程式實現。電腦程式可以駐留在電腦可讀介質上，電腦可讀介質例如但不限於記憶體、非易失性資料儲存介質和/或其他合適的有形儲存介質。
一種由處理器執行的用於操作通信系統的電腦程式包括：決定輸入信號的載波偏移頻率；旋轉輸入信號以最小化載波頻率偏移並產生補償信號；將補償信號與唯一字相關以獲得時序校正；以及基於時序校正均衡補償信號並產生均衡信號。
在其他特徵中，該電腦程式包括將類比輸入信號轉換為輸入信號。該電腦程式包括以符號速率的三倍對輸入資料採樣。該電
腦程式包括檢測時分多工突發。該電腦程式包括回應於輸入信號的前導檢測突發。該電腦程式包括回應於座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組決定輸入信號的角度。該電腦程式包括產生旋轉角度。該電腦程式包括基於旋轉角度產生補償信號。該電腦程式包括使用前饋均衡和判決反饋均衡來基於時序校正調整至少一個係數。該電腦程式包括調整均衡信號以補償頻率漂移。
一種由處理器執行的用於操作通信系統的電腦程式包括：將類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號；以數位數據輸入信號的符號速率的N倍產生加速輸入信號，其中N是大於0的整數；基於加速輸入信號決定旋轉角度以最小化載波頻率偏移；基於旋轉角度旋轉加速輸入資料信號以形成旋轉信號；以及均衡旋轉信號。
在其他特徵中，N等於3。決定步驟包括使用滑動視窗加和。決定步驟包括使用座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組來計算旋轉角度。該電腦程式包括執行CORDIC模組的輸入縮放和輸出重縮放。該電腦程式包括基於數位輸入信號的前導檢測突發。
在其他特徵中，上述系統和電腦程式由被一個或多個處理器執行的電腦程式實現。電腦程式可以駐留在電腦可讀介質上，電腦可讀介質例如但不限於記憶體、非易失性資料儲存介質和/或其他合適的有形儲存介質。
本公開文件的其他應用領域將從下面提供的詳細描述中變清楚。應當理解，指示本公開文件的優選實施例的詳細描述和特定示例僅是用於示例性目的的，不應當以任何方式限制本公開文件的範圍。
下面的描述本質上是示例性的，不應當以任何方式限制本公開文件、其應用或使用。為了清楚起見，相同的標號在附圖中用來標識相似的元件。這裏所用的術語模組、電路和/或設備指執行提供上述功能的一個或多個軟體和固件程式、組合邏輯電路和/或其他合適元件的專用積體電路(ASIC)、電子電路、處理器(共用、專用或群組)和記憶體。這裏所用短語“A、B和C中的至少一個”應當利用非排斥性邏輯理解為指邏輯(A或B或C)。應
當理解，一種方法內的步驟可以按不同的順序執行，而不會改變本公開文件的原理。
本公開文件適用於通信系統。例如，本公開文件適用於無線通信系統。本公開文件還適用於分時多工存取(TDMA)系統。在前述描述中，本公開文件討論了一種個人掌上型電話系統(PHS)。然而，本公開文件並不限於個人掌上型電話系統(PHS)或分時多工存取(TDMA)系統。對於示例性實施例，本公開文件被限定用於個人掌上型電話系統(PHS)通信系統和標準(2G遺留移動系統)。
現在參考圖3，圖3顯示出了用於個人台站(PS)的接收資料路徑的一部分的框圖。下面在相應的圖中提出了圖1中每個方框的更詳細描述。類比前端(AFE)部件110包括用於將輸入信號從類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號的類比/數位轉換器112。經轉換的數位信號被傳輸到硬體加速器模組114。硬體加速器模組114處理數位數據輸入信號，並產生補償載波頻率偏移的信號。
硬體加速器模組114包括抽取濾波器116，抽取濾波器116以符號速率的整數倍N(例如符號速率的三倍，如576kHz)形成經加速的輸入信號。N是大於0的整數。經加速的輸入信號被從抽取濾波器116傳輸到載波恢復模組118和旋轉器模組120。旋轉器模組120的輸出被傳輸到儲存暫存器(對於這裏公開的實施例，儲存暫存器包含雙或A/B緩衝暫存器122)。載波恢復模組118檢測突發(Burst)，並估計接收和發送信號之間的載波頻率偏移，這在下面將進一步描述。
接下來的旋轉器模組120補償載波頻率以形成旋轉信號。儲存在A/B緩衝暫存器122中的旋轉信號被傳輸到包括等化器模組126的數位信號處理器模組(DSP)124。自適應判決引導等化器模組126用在訓練序列是突發中的唯一字(UW)的情形。因此，決定了UW的準確位置。該準確判決能夠減少多路徑干擾和符號間干擾。經由相關器(correlator)模組128獲取相關時序。輸入資料與UW相關，因此，在檢測到相關結果的峰值之後，決定了相對於突發資料中的時序的UW位置。在本公開文件中採用了同調(coherent)檢測過程，即使基頻調製是DQPSK也是如此。這裏提到的同調檢測可能具有比現有系統中的差分檢測好3dB的性能。
在使用同調解調時，載波的恢復是重要的。測量質量影響後續階段各種功能區塊的性能。一種載波頻率恢復方案是自動頻率控制(AFC)。然而，在當前的個人掌上型電話系統(PHS)系統中，資料以突發模式發送；因此，使AFC穩定的回應時間相對較短，通常在幾個到幾十個符號之內。因此，在本公開文件中採用了開環載波頻率估計。然後，利用慢跟蹤電路322來跟隨慢變化的載波特性。
在PSK信號的同調解調中，由於受限的振盪器精度或由移動物體引起的多普勒效應而產生的載波頻率偏移，這可能導致性能降低。在個人掌上型電話系統(PHS)系統中，系統基站或基地台(CS)可能具有高達±2ppm的偏移，移動台或個人台站(PS)可能具有高達±5ppm的偏移。校正這種解調中的頻率偏移將會有助於提高接收器性能，並降低對振盪器的精確性要求，這降低了成本。
用在本公開文件中的個人掌上型電話系統(PHS)的載波恢復模組118具有兩個基本功能：一是檢測時分多工(Time Division Duplex,TDD)突發，一是估計接收信號和發送信號之間的載波頻率偏移。該估計的載波偏移或者被用於驅動旋轉器模組120來補償接收信號中的偏移，或者被用於驅動AFC來校正本地載波發生器的頻率。
對於類似於個人掌上型電話系統(PHS)的時分多工系統，個人台站和基地台之間的同步是建立通信鏈路(link)的一個步驟。當系統第一次供電(powered on)時，沒有時序資訊(timing information)。個人台站搜索時序資訊，更具體而言，搜索來自接收信號的位元時序(bit timing)。因此，個人台站要從基地台獲取時序資訊，就需要搜索適當的指示。在個人掌上型電話系統(PHS)中，控制時隙中的前導信號(PR)具有的適當特性，以檢測這種突發(或時隙)。
現在參考圖4，載波恢復模組118包括突發檢測器模組130和載波偏移計算器模組(COC)132。來自突發檢測器模組130的突發檢測標誌(burst detect)觸發來自延遲緩衝器134的信號傳遞到COC 132以導出載波偏移頻率。所得到的偏移被變換為旋轉角，以傳遞到圖1的旋轉器模組120，因而可以在接收信號中補償頻率偏移。載波恢復模組118由載波恢復控制暫存器控制，並且可以藉著設置適當的暫存器位被旁路。用於控制暫存器的實施例的公開文件提供在2006年1月30日申請而發明名稱為“分時多工存取(TDMA)CONTROLLERFOR A TDD WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”的未決美國申請No.60/766,591中，這裏藉著引用將其全部內容結合於此。
CORDIC(座標旋轉數位電腦)角度計算器模組140執行角度計算。CORDIC是一種用於多種函數的疊代解決方案，這些函數例如是正弦、餘弦、正切、反正切、向量大小等。CORDIC的硬體實現效率已知是最好的，這是因為它們只使用移位和加法，而不使用乘法。
CORDIC演算法是從通用旋轉變換中導出的，x
'＝x
cos(θ
)－y
sin(θ
)＝cos(θ
)．(x
－y
．tan(θ
))y
'＝x
sin(θ
)＋y
cos(θ
)＝cos(θ
)．(y
＋x
．tan(θ
))
如果θ被定義為θ
＝arctan(1/2 i
)，則tan(θ)的乘法可被減化為移位。任意角度旋轉可藉著執行一系列基本旋轉來實現。每個旋轉方向由d i
決定，其中d i
＝±1。一系列旋轉的方程式是x i ＋ 1
＝k i
．(x i
－d i
．y i
．2－ i
)y i ＋ 1
＝k i
．(y i
＋d i
．x i
．2－ i
)其中並且d i
＝±1。
CORDIC角度計算器模組140的精確性端視於輸入資料的位元精度和疊代次數。通常，如果疊代次數或輸入位精度增加1，則CORDIC演算法的精確性增加1位。
對於arctan
(I
/Q
)的角度計算器模組140可利用下面的疊代方程式實現，x i ＋ 1
＝x i
－d i
．y i
．2－ i y i ＋ 1
＝y i
＋d i
．x i
．2－ i
並且z i ＋ 1
＝z i
－d i
．arctan(2－ i
)，其中如果y i
>0
則d i
＝1
，否則d i
＝－1
。方程式的初始值是x 0
＝I
,y 0
＝Q
且z 0
＝0
。則在n次疊代後，,y n
＝0,z n
＝arctan(I
/Q
)，其中。
對於這裏提出的示例，疊代數選為n＝12，採用的反正切表是12×16。表的形式在表1中示出，其中π可以表示為0×10000。
現在參考圖5，圖5顯示出了示例性CORDIC角度計算器模組140。為了最大化CORDIC的精確性，輸入縮放設備141向輸入資料提供縮放功能，並將輸入資料縮放到全比例(full scale)，如12位。縮放處理在2006年1月30申請而發明名稱為“Improved Precision CORDIC Processor”的未決美國申請No.11/306,795中有完整描述，這裏藉著引用將其全部內容結合於此。
CORDIC角度計算器模組140接收來自抽取濾波器的I和Q資料，並對輸入結合縮放功能。縮放功能可以包括移位暫存器142以移位I和Q資料，並提供移位輸出144，移位輸出144被用於重新縮放振幅輸出，這將在後面描述。輸入初始化模組146和伴角(companion angle)累加初始化模組148可用於大於π/2的角度資料。
現在參考圖6，圖6顯示出初始化功能。評價輸入I和Q，如果在區塊(block)502 I不小於0，則在區塊504中顯示出所提供的輸出，其中Z0＝0，X0＝I，Y0＝Q。如果I小於0，則在區塊506中決定Q的值，並且如果Q為0或更小，則在區塊508中顯示出所提供的輸出，其中Z0＝item0(item0定義為π/2)或等於表1的元素[0]的兩倍左移一位，X0＝－Q，Y0＝I。如果Q大於0，則在區塊510中顯示出所提供的輸出，其中Z0＝－(item0)左移一位，X0＝Q，Y0＝－I。
返回圖5，CORDIC角度計算器模組140包括16位元加法器150，加法器150接收12位元輸入X0和儲存在暫存器152中的現有的增量資料。移位暫存器142接收Y0輸入，並將資料右移n位元，其中n＝0、1、...111，其符號(sign)基於符號輸出156設置。類似地，第二16位元加法器158接收12位元輸入Y0和來自暫存器160的現有的增量資料。第二移位暫存器162接收X0，並右移n位以輸入到第二加法器158，同樣其符號基於SIGN輸出設置。第二加法器158的輸出決定了第一移位暫存器輸出的符號為(－1)s i g n
，第二移位暫存器輸出的符號為－(－1)s i g n
。第一加法器150的輸出在移位暫存器164中被利用從輸入縮放輸出的移位重新縮放。然後，經重新縮放的資料被用於信號振幅的計算，以進一步用於載波恢復118中，這將在下面描述。
實際角度計算是基於前述圖5中的角度累加初始化方法執行的。角度累加方法是對角度累加器模組170的輸入(與儲存在暫存器172中的先採樣一起)，和來自無符號的CORDIC查找表174的輸入。輸入到角度累加器170的表的符號是基於如前所述來自第二加法器158的SIGN輸出決定的，其中符號被決定為－(－1)s i g n
。然後，來自角度累加器的輸出被在回轉和飽和模組176中進行操作，以將角度維持在＋/－π的範圍內，並輸出作為校正角度178，以用在載波恢復和初始信號旋轉中。
返回圖4，採用突發檢測器模組130來檢測TDD突發。在個人掌上型電話系統(PHS)中，控制時隙中的前導信號(PR)提供了用於檢測的合適簽名。對於接收到的帶內信號，s r
(t
)＝A
(t
)cos(△ω c t
＋θ
'(t
)＋Φ
)＋n
(t
)
其中，g(t)
是升餘弦雜訊，△ω c
是載波偏移，θ’(t)
是接收器調製相位，Φ
是發送器和接收器之間的固定相位偏移，n(t)
是白高斯雜訊。如果發送器調製相位和接收器調製相位之間的差值被忽略的話，則Sr(t)
的相位信號僅僅是phz
(t
)＝2π
△ft
＋θ
(t
)＋Φ
。
在單次微分後，相位差變為phzDiff
1(t
)＝phz
(t
)－phz
(t
－T
)＝2π
△fT
＋θ
(t
)－θ
(t
－T
)。單次微分信號是中心在1/4π
＋2π
△fT
的周期性信號，周期為2T
，並且相位值在的範圍內。在兩次微分後，相位變為phzDiff
2(t
)＝phzDiff
1(t
)－phzDiff
1(t
－T
)＝θ
(t
)＋θ
(t
－2T
)－2θ
(t
－T
)。兩次微分信號是中心在0的周期性信號，周期為2T
。信號值在[－π
,π
]的範圍內。
突發檢測器模組130的突發檢測演算法藉著利用該PR的特性導出的。令
其中M是窗口長度。對於這裏描述的實施例M＝16。以上方程式可以簡化為
如果sumPhase
小於突發檢測閥值ThB，則檢測到突發。對於示例性實施例，ThB＝3*π。
現在參考圖7A，圖7A顯示出了突發檢測器模組130的功能框圖。來自角度計算器模組140的16位元格式的角度θ被提供到延遲緩衝器180和加法器182，以在減去當前值之前使角度值變為3。如果修改後的值小於3/4π或大於5/4π，模(modulo)2π運算器184會轉換該值。延遲緩衝器186提供先前的值6，以從加法器188中的當前值減去該值作為第一中間值，並加上加法器190中的當前值作為第二中間值。在ABS和符號擴展模組192中，取得第一中間值的絕對值，並將符號擴展到17位元。然後，該值在區塊194中右移8位元到9位元的位長度。移動平均模組196為突發檢測提供了移動平均，這在後面會有更詳細的描述。
在ABS和符號擴展模組198中，取得第二中間值的絕對值，並將符號擴展到17位元。如果在區塊200中所得到的值約等於0，則在區塊202中發出凍結檢測器信號並且延遲緩衝器重置。
現在參考圖7B，移動平均模組196採用了14位元累加器204，14位元累加器204接收9位元中間值，並加上前一值，同時從區塊203減去第48個在先中間9位元值。14位元值是藉著累加儲存在延遲緩衝器陣列206中的所有9位元資料並藉著與閥值相比較來找到三個相位中的最小值而被處理的。如果在區塊208中該值小於閥值N，則發出突發檢測信號210。重復時間和閥值暫存器212被提供用於ThB和N的值，這些值是可被即時重配置作為控制暫存器設置。
現在參考圖8，更詳細地顯示出了圖4的平均檢測器模組214。平均檢測器模組214採用了來自CORDIC角度計算器模組140的振幅輸出來提供平均信號值以設置AFE中的可程式化增益放大器(PGA)，因而使進入ADC 12的信號可以處於適當的範圍中，即，既不會太小而導致精度丟失，也不會太大而可能不能被鉗制。PGA增益的設置尤其在無線環境中是精細的。
從CORDIC角度計算器模組140導出的振幅被用於執行平均檢測。所計算的恒定振幅值被藉著α濾波器E
{A
} n
＝(1－α
)E
{A
} n － 1
＋α
．A n
平滑，其中α是暫存器儲存的值。在約20－30個符號(60－90採樣)之後，平均值是對真實平均信號的良好預測。
平均檢測在每次突發時利用控制暫存器216重置，並且所導出的輸出平均被寫入到平均振幅暫存器218。對平均檢測器模組214的輸入是由CORDIC角度計算器模組140的振幅輸出220提供的，該振幅輸出220被輸入到移位暫存器222中。藉著暫存器224的反饋與輸出一起被在加和區塊226中加和作為平均振幅，並且在反轉後與輸入一起被在加和區塊228中加和以輸入到移位暫存器。
由於恒定振幅被計算作為角度計算的副產物，因此對平均檢測器模組214的輸入在前導搜索階段期間是連續的。然而，由於突發界限不清楚，因此其不產生有意義的值。因此，平均檢測器模組214在利用控制暫存器215進行突發搜索期間被禁用。當載波恢復進入廣播控制通道(BCCH)搜索模式時，突發界限在某種程度上更清楚。在該時段期間，平均檢測器模組214被觸發以開始處理每一突發期間的時段，並且所得到的值與指示相應基地台發送的信號強度的突發資料一起被發送到圖3的DSP模組124。平均檢測器模組214在每一突發的開始被啟用和重置。在選擇了一個基地台後，可以使用相應平均值來設置可程式化增益放大器。
現在參考圖9A，圖4的載波偏移計算器模組132的一個實施例採用了開環載波偏移估計演算法以用於載波恢復。該演算法使用個人掌上型電話系統(PHS)系統中前導信號的特性，並直接估計由振盪器和多普勒頻移引入的載波偏移。
在調製後，發送信號被表示為，其中g r (t)
是均方根升餘弦整形濾波器，ω c
是徑向載波頻率，T是符號周期。θ(t)
是調製相位。對於個人掌上型電話系統(PHS)中的π/4相移DQPSK調製，θ
(t
)＝θ
(t
－T
)＋△θ
(t
)，並且發送符號(a k
,b k
)和△θ(k)
之間的關係在表2中列出。
在接收器方面，應用了均方根升餘弦匹配濾波器，因而，基頻解調信號可以表示為s r
(t
)＝A
(t
)cos(△ω c t
＋θ
'(t
)＋Φ
)＋n
(t
)其中，g(t)
是升餘弦脈衝，△ω c
＝2π
△f c
是載波偏移，θ’(t)
是接收器調製相位，Φ
是發送器和接收器之間的固定相位偏移，n(t)
是白高斯雜訊。
使，其中是sr
(t)的共軛，導致x
(t
)＝σ A e j [ 2 △ ωt ＋ θ ( t ) － θ ( t － 2T ) ]
＋N
(t
)，其中σ A
＝E
{A
(t
)2
}，並且N
(t
)＝E
{s r
(t
)n ＊
(t
－2T
)}＋E
{n
(t
)s r ＊
(t
－2T
)}＋E
{n
(t
)n ＊
(t
－2T
)}是雜訊項，並且被忽略而不失一般性。
在個人掌上型電話系統(PHS)中，前導信號是位元流模式為“1001”的周期信號，導致θ
(t
)－θ
(t
－2T
)＝－π
/2。使x I
(t
)＝E
{A 2
(t
)}sin(2△ω c T
)並且x Q
(t
)＝E
{A 2
(t
)}cos(2△ω c T
)，其中x I
(t
)和x Q
(t
)分別是x(t)
的同相I和正交Q部分。
如果對於N個符號累加x I
(t
)和x Q
(t
)，其中N是搜索窗口，則並且。振幅被定義為Amp
(k
)＝Acq i 2
(k
)＋Acq q 2
(k
)，其中k
＝0,1,...m－1
，0 t 0 T
是採樣時間。T s
是採樣周期，其中T
＝mT s
，m
是符號周期內的採樣點的數目。
在檢測到突發後，載波偏移△f c
可以藉著在窗口長度N
上對於每個k＝0,1,...m－1
找到最大振幅max{Amp(k)}
來估計。使Amp(k 0 )
＝max{Amp(k)}
對應於每個k
，其中A 0
＝A 2
(t 0
＋k 0 T s
＋nT
),n
＝0,....N－1
，則載波偏移可以計算為。
載波偏移計算器模組132被突發檢測標誌210觸發。I/Q資料被輸入到延遲緩衝器230中。對於在本實施例中的使用，延遲緩衝器是用於更高效的儲存的滑動視窗加和佈置中的一部分。延遲緩衝器的進一步公開在2006年1月18日申請而發明名稱為“STORAGE EFFICIENT SLIDING WINDOW SUM”的未決美國專利申請No.11/306,986中有所提供，這裏藉著引用將其全部內容結合於此。當前資料232和延遲資料234在複數12 x 12乘法器236中組合在一起，並且藉著移位暫存器238進行處理以輸入到累加器240。視窗長度暫存器242控制累加器。
現在參考圖9B，額外顯示出了累加器240和窗口長度暫存器242之間的交互。輸入資料被提供到移位暫存器244，並且被有效位元寬決定功能246操作，有效位元寬決定功能246向右移暫存器244提供兩位元移位值輸出以右移該值。在延遲被結合到累加器240中的實施例中，12位元寬的第一延遲線248接收來自暫存器244的移位值，而2位元寬的第二延遲線250接收兩位移位值。在第一延遲線248的輸出處，第二移位暫存器252接收12位元寬資料和在移位元輸入處的兩位移位值以左移該值。
累加器240的輸出被提供到反正切功能模組260，模組260決定最大/相應相位模組262中的最大和相應相位以及來自偏移角度模組264中的偏移角度。然後，偏移角度被提供到旋轉角度暫存器266。對於示例性實施例，反正切功能260是利用上述的改進型CORDIC處理器實現的，對於減少的門計數使用CORDIC兩次，第一次是用來獲得用於突發檢測的信號的角度和絕對值，第二次是用來得到旋轉器模組120的角度。
該模組可藉著設置控制暫存器旁路。另一用於控制載波偏移計算器模組132的標誌是使能標誌。在越區切換(TCH)期間，載波偏移計算器模組132不再工作。因此，使能標誌可被設置為禁用以省電。然後，資料僅僅流經延遲緩衝器，流入到旋轉器模組120中。
在描述了載波恢復元件後返回到圖3，在恢復了載波後旋轉器模組120抵消了載波頻率的偏移。當載波恢復模組118檢測到突發並且導出由於頻率偏移而引起的相應角度時，旋轉器模組120將被啟動，並且根據暫存值開始旋轉輸入信號。
對於表示為複數的輸入信號x
＝x I
＋jx Q
，如果旋轉角度是θ，則旋轉器模組120的輸出是y
＝y I
＋jy Q
，其中y I
＝x I
cos(θ
)－x Q
sin(θ
)並且y Q
＝x I
sin(θ
)＋x Q
cos(θ
)。對旋轉的直接操作包括對於每個採樣進行四次乘法和兩次加法。而且，存在sin()和cos()功能的計算。
再次採用CORDIC演算法來實現向量旋轉，這藉著僅使用移位和加法而不使用乘法而減少了成本。在112再次選擇疊代，CORDIC表的大小是16x12，這允許在載波恢復系統中CORDIC角度計算器模組140使用公共表。
在圖10中描述了旋轉器模組120的基本操作，其中在步驟902中從控制暫存器讀取使能標誌，如果在步驟904中標誌被使能，則在步驟906中從旋轉角度暫存器讀取角度，並在步驟908中設置初始角，這在後面將更詳細地描述。在步驟909中，如果最後採樣未完成則方法繼續到步驟910。如果在步驟909中最後採樣完成，則系統結束。在步驟910中對輸入向量縮放，並且在步驟912中利用CORDIC實現向量旋轉。在步驟914中以基本位形式累加角度，並且在步驟916中對其進行從－π到π的模2π操作，並產生下一旋轉角度。其後，對於處理918接收到下一採樣。然後系統進行到909以重復步驟910－918，直到最後採樣完成。
對於示例性實施例，相位是有符號17位元資料，並且累加器的寬度是18位元。發生的操作是Phacc＋＝phase_in//累加器Phacc＝phacc & 0x1ffff//選擇17位元If(phacc>π){Phacc＝((－1)<<17)| phacc//模式}
在基於輸入信號12位元寬的當前實施例中，對於一次資料旋轉需要12個周期。
現在參考圖11，顯示出了CORDIC旋轉器模組120的物理實現方式。I和Q輸入被提供到輸入縮放模組252，並輸出ShftBits以用於後續的重縮放。16位元加法器254接收12位元輸入X0和儲存在暫存器256中的在先遞增資料。移位暫存器258接收Y0輸入，並右移資料n位元，其中n=0,1...11，並且符號是基於SIGN輸出260設置的。類似地，第二16位元加法器262接收12位元輸入Y0和來自暫存器264的在先遞增資料。第二移位暫存器266接收X0，並右移n位以輸入到第二加法器262，同樣其符號是基於SIGN輸出設置的。SIGN決定了第一移位暫存器輸出的符號是－(－1)s i g n
，第二移位暫存器輸出的符號是(－1)S i g n
。第一加法器254和第二加法器262的輸出在移位暫存器268中被利用從輸入縮放中輸出的ShftBits進行重縮放。如前所述基於角度累加器初始化的FLAG 270從角度累加器初始化模組212輸出。在輸入角度>π/2時FLAG是1，在輸入角度<－π/2時FLAG是－1；否則FLAG是0。這樣，重縮放後的資料是用於資料通信的輸出I和Q。
SIGN計算是基於來自旋轉角度暫存器271以及角度累加器初始化模組272的輸入θ實現的，該輸入θ與儲存在暫存器276中的在先採樣和無符號的來自CORDIC查找表278的新輸入一起是對角度累加器模組274的輸入。到角度累加器的表輸入的符號是基於來自角度累加器274的SIGN輸出決定的，該SIGN輸出的符號被決定為－(－1)s i g n
。來自角度累加器的輸出也為第一和第二加法器中的操作提供了SIGN，如前所述。
現在參考圖12，顯示出一種用於操作CORDIC旋轉器模組120的角度累加器初始化模組272的方法。在步驟1102中獲得旋轉角度θ。如果在步驟1104中旋轉角度大於item0左移1位元，則在步驟1106中所得到的Z0輸入是輸入角度θ減去item0左移1位元，並且FLAG被設為1。在步驟1104中，如果角度不大於item0左移1位元，則執行步驟1108。如果在區塊1108中輸入角度小於－item0左移1位元，則來自步驟1110的所得到的Z0輸入是輸入角度加上item0左移1位元，並且FLAG被設為－1。在步驟1108中，如果角度不大於－item0左移1位元，則在步驟1112中Z0等於輸入角度θ，並且FLAG被設為0。
硬體加速器模組114的操作導致本公開文件能夠採用如前所述的自適應等化器模組126和相關器。在接收器路徑中，在旋轉器模組120之後的信號被認為是幾乎無偏移的，因此，信號和唯一字(UW)之間的相關可以準確地識別UW位置，因而允許導出精確的位時序。在控制時隙中，UW具有32位元的長度，而在通信時隙中，UW具有16位元的長度。信號和UW之間的相關可以以符號速率的三倍進行，這是因為接收信號以符號速率的三倍被採樣。然而，為了節省處理功率和記憶體空間，可以簡化到符號速率的一倍。因此，對於符號速率三倍的信號，符號中的每一採樣將會使符號速率與UW相關。
現在參考圖13，顯示出了本公開文件的示例性一倍符號速率相關器。以符號速率的三倍進行操作的開關280在比較器282、284和286中放置三個採樣，比較器282、284和286比較儲存的UW 288，並提供決定絕對值、找到最大值、比較UW並選擇進入的UW信號(用於訓練)之輸出290。這些值中的一個或某些對應於等化器模組126所用的相關時序。
決定最大值以定位UW以用於精決時序判決的操作在2006年5月4日申請而發明名稱為“METHOD FOR TIMING DETECTION”的未決美國專利申請號(尚未核發，代理人案卷號No.MP0928)中有所公開，這裏藉著引用將其全部內容結合於此。
現在參考圖14A，顯示出在(圖3的)DSP模組固件124中結合有π/4 DQPK切片器模組292的等化器模組126的一個示例。進入等化器模組126的資料，如具有唯一字(UW)的相關時序和旋轉信號，被6抽頭前饋等化器(FFE)卷積濾波器294以符號速率的三倍進行操作。經過濾的資料被提供到14位元移位暫存器296，移位暫存器296經過加法器298向切片器模組292提供輸入。來自切片器模組292的反饋被15位元移位暫存器302和1抽頭判決反饋均衡(DFE)卷積濾波器300以符號速率進行操作以輸入到加法器298中。切片器模組292和加法器的輸出在第二加法器304中加和以創建差錯信號(err)306。差錯信號306被提供到係數更新模組308，模組308隨後更新FFE濾波器294和DFE濾波器300的係數。
現在參考圖14B，進一步詳細顯示出係數更新模組308。採樣n的差錯信號被提供到乘法器310。FFE濾波器的採樣n(FFE ln(n))的差錯信號是對乘法器310的另一輸入。13位元移位暫存器312接收乘法器310的輸出，並將輸入提供到加法器314，加法器314加上FFE濾波器的在先係數(FFE Coef(n－1))，以提供新的係數FFE Coef(n)。類似地，對於DFE濾波器，採樣n的差錯信號被提供到第二乘法器316，並且DFE ln(n)作為另一輸入。14位移位暫存器318接收乘法器316的輸出，並將輸入提供到加法器320，加法器320加上在先係數FFE Coef(n－1)，以提供新的係數FFE Coef(n)。因而，基於在相關器中決定的相關時序調整了位時序。
現在參考圖15，圖1的慢跟蹤器模組322跟蹤由於晶體振盪器的不穩定性而引起的載波頻率偏移，並且在初始偏移計算不夠精確的情況下對載波頻率進行微小的調整。
唯一字(UW)和前導(PR)提供了符號序列，以用於導出由於其相位的先驗知識而引起的殘留偏移。PR和UW的長度可能單獨不能提供足夠的精度。因此，採用了等化器模組126的輸出。
對於每個TDD突發，初始相位是未知的，因此，由於π/4－DQPSK調製初始相位PR和UW也是未知的。使是接收到的復信號，其中a(t)
是包封，φ
(t
)是符號相位(假設初始相位是0)。θ 0
是初始相位，θ n
(t
)是雜訊相位。
在第一旋轉器模組120之後，移去了初始相位θ 0
和估計的頻率偏移相位，假設θ 0
可以導出，這將在後面描述，，其中△f ε
是未校正的殘留偏移，r
2(t)
是在移去了資訊承載相位φ
(t
)之後的信號，
因此，r
2(t)
的正交部分是r
2q
(t
)＝a
(t
)sin(2π
△f ε t
＋θ n
(t
))。適當地選擇平均窗口可以平滑掉雜訊相位。在這裏公開的本發明的實施例中採用了六個符號的平滑視窗。因此
頻率偏移調整是根據sumq(t)
的微分進行的。θ 0
可以基於藉著相關檢測出的UW導出。
如果△ f
小到可以忽略，則可以有
提供了慢跟蹤器模組322的框圖。輸入資料r(t)被提供到等化器模組126和第一乘法器324。乘法器產生到第二乘法器326的輸出r1(t)。來自等化器模組126的輸出被提供作為對第二乘法器326的第二輸入，並且結果的虛部部分被提供到區塊328。虛部部分被提供到平滑視窗330，平滑視窗330對結果加和N次(對於這裏公開的實施例是6)。來自平滑視窗330的輸出在微分器332被微分，並被儲存在暫存器334中。慢跟蹤頻率偏移被提供到旋轉角度暫存器作為通信階段期間的θ。調整步驟被傳遞到累加器336作為到乘法器324中的反饋。
在操作中，硬體加速器模組114和DSP模組124採用了所描述的本發明的元件的功能，以用於載波恢復的三個階段：前導搜索階段、BCCH搜索階段和通信階段。通信階段的一種特殊情形是無縫越區切換模式。
前導搜索階段發生在第一次給個人台站(PS)供電時。RF系統連續地接收基於空氣的信號，並饋送給電路。來自抽取濾波器116的T/3採樣速率(例如576kHz)的信號(I&Q)被連續移動到突發檢測器模組130中，也被移動到大小為(30＋PrSearchLatency)x12x2的延遲緩衝器134中以保存I和Q資料。因此，在該模式中，載波恢復模組118處於工作模式，同時旋轉器模組120空閒。
在檢測到第一前導後，可能已檢測到一個基地台。載波偏移計算器模組132估計旋轉角度，並寫入到旋轉角度暫存器中，同時觸發旋轉器模組120開始操作。資料(抽取的輸入信號)被移動到旋轉器模組120中以執行載波偏移補償。然後，經旋轉的輸入信號被保存在A/B緩衝暫存器122(大小為2×736×16位元)中，其中n
由緩衝器大小決定以保存時間戳、接收信號強度指示符(RSSI)值和平均振幅。然而，由於所識別的PR可能不對應於正確的基地台的可能性，因此載波恢復模組118處於工作模式中以連續地搜索前導。在一個緩衝器已滿或者設置了新的突發標誌之後，DSP模組114被中斷，並且資料被移動到DSP模組114中。這種情形在圖16中示出。
在該模式期間，載波恢復模組118搜索基地台，旋轉器模組120連續旋轉來自延遲緩衝器134的信號。經旋轉的信號被傳遞到A/B緩衝暫存器122。然而，儘管通常情況下一個突發長度是360個採樣，但是由於來自不同基地台的不同延遲和突發檢測位置的變化，因此突發長度可以更短或更長。因此，需要適應較短和較長資料這兩種可能性。如果資料長度較長，則過量的資料被丟棄，因為藉著設計，突發的末尾8個符號是保護符號。但是如果資料長度較短，則需要設置新的突發標誌，以開始載入另一緩衝器。
當在前導搜索階段期間檢測到兩個連續的前導，並且這兩次前導檢測之間的時間差小於(0.625－δ)ms時，前導之一一定是錯誤的。一個模式控制位元專用於處理這種特殊情形。圖17顯示出當設置兩個突發檢測標誌並且burstDet1和burstDet2之間的時間差小於一個突發時的情形。很明顯，burstDet2是錯誤的。
模式控制位元的狀態決定了採取的動作。當設置了模式控制位元時，檢查質量因數以決定哪一個前導是概然性更大的。如果第二前導是概然性更大的，則在偏移計算器模組132已經導出新的旋轉角度之後，旋轉角度暫存器被重置。然後，設置重置緩衝器標誌以重置A(或B)緩衝器因而重寫前一資料。另一方面，如果第一前導是概然性更大，則不需要作任何動作。
當模式控制位元未設置時，無論何時前導檢測器檢測到前導，載波偏移計算器模組132都會導出旋轉角度，並且設置新的突發標誌。當資料被傳遞到圖3的A/B緩衝暫存器122時，載波恢復模組也需要傳遞代表突發檢測時間的時間戳的分時多工存取(TDMA)基礎計數器(21位元元)資訊。該資訊對於DSP模組124進行進一步處理來說是必要的。
在待機和通信階段中，個人台站的時序被認為與基地台是同步的。只有慢跟蹤器模組322跟蹤載波頻率的慢變和多普勒頻移。因此，在該模式中，前導搜索停止，同時旋轉器模組120處於工作模式，以進行慢跟蹤。然而，旋轉角度被傳遞到DSP模組124，如前所述。
在無縫越區切換期間，時隙之一處於通信中，在此期間，載波恢復模組處於工作狀態，同時旋轉器模組120空閒，而其他三個時隙應當處於前導搜索階段，在此期間，載波恢復模組118和旋轉器模組120都處於工作狀態。因此，硬體加速器模組114決定突發邊緣並在這些模式之間切換。
本領域技術人員可以從前述描述意識到，本公開文件的教導可以以多種形式實現。因此，儘管本公開文件包括特定示例，但是本公開文件的真實範圍不應當受到限制，因為在研究附圖、說明書和權利要求後，其他的修改對於本領域技術人員來說也是清楚的。
10．．．個人掌上型電話系統(PHS)電話
11．．．基地台
12、13．．．天線
16．．．信號處理模組
18．．．發送模組
20．．．接收模組
22．．．記憶體
24．．．電源
26．．．I/O模組
26－1．．．麥克風
26－2．．．揚聲器
26－3．．．顯示幕
26－4．．．鍵盤
50．．．ADPCM模組
52．．．成訊框器模組
54‧‧‧串列-平行轉換器模組
56‧‧‧DQPSK映射器模組
58‧‧‧平方根升餘弦(SRRC)濾波器模組
60‧‧‧升頻採樣(upsample)模組
70‧‧‧降頻採樣(downsample)模組
72‧‧‧自動增益控制(AGC)模組
74‧‧‧載波獲取模組
75‧‧‧解調器
76‧‧‧均衡模組
78‧‧‧解映射器和並行-串列轉換器模組
80‧‧‧解訊框器模組
82‧‧‧ADPCM模組
110‧‧‧類比前端部件
112‧‧‧數位數據輸入信號的類比/數位轉換器
114‧‧‧硬體加速器模組
116‧‧‧抽取濾波器
118‧‧‧載波恢復模組
120‧‧‧旋轉器模組
122‧‧‧A/B緩衝暫存器
124‧‧‧數位信號處理器模組
126‧‧‧等化器模組
128‧‧‧相關器模組
130‧‧‧突發檢測器模組
132‧‧‧載波偏移計算器模組
134‧‧‧延遲緩衝器
140‧‧‧角度計算器模組
214‧‧‧平均檢測器模組
141‧‧‧輸入縮放設備
142‧‧‧移位暫存器
144．．．移位輸出
146．．．輸入初始化模組
148．．．伴角累加初始化模組
150．．．加法器
152、160、172．．．暫存器
154．．．移位暫存器
156．．．符號輸出
158．．．第二位元加法器
162．．．第二移位暫存器
164．．．移位暫存器
170．．．角度累加器模組
174．．．無符號的CORDIC查找表
176．．．回轉和飽和模組
178．．．校正角度
502、504、506、508、510．．．區塊
180、186．．．延遲緩衝器
182、188、190．．．加法器
184．．．運算器
192、198．．．ABS和符號擴展模組
194、200、202、203、208、．．．區塊
196．．．移動平均模組
204．．．累加器
206．．．延遲緩衝器陣列
210．．．突發檢測信號
212．．．重復時間和閥值暫存器
214．．．平均檢測器模組
216．．．暫存器
218．．．平均振幅暫存器
220．．．振幅輸出
222．．．移位暫存器
224．．．暫存器
226、228．．．區塊
230．．．延遲緩衝器
232．．．當前資料
234．．．延遲資料
236．．．乘法器
238．．．移位暫存器
240．．．累加器
242．．．窗口長度暫存器
244．．．移位暫存器
246．．．有效位元寬決定功能
248．．．第一延遲線
250．．．第二延遲線
252．．．暫存器/輸入縮放模組
902、904、906、908、909、910、912、914、916、918．．．步驟
256、264、276．．．暫存器
254．．．16位元加法器
258、268．．．移位暫存器
260．．．反正切功能模組/SIGN輸出設置
262．．．相應相位模組/第二16位元加法器
266．．．第二移位暫存器
270．．．角度累加器初始化的FLAG
271．．．旋轉角度暫存器
272．．．角度累加器初始化模組
274．．．角度累加器模組
278．．．查找表
1102、1104、1106、1108、1110、1112．．．步驟
280．．．開關
282、284、286．．．比較器
288．．．儲存的UW
290．．．輸出
292．．．切片器模組
294．．．6抽頭前饋等化器(FFE)卷積濾波器
296．．．14位元移位暫存器
298、314、320．．．加法器
300．．．1抽頭判決反饋均衡(DFE)卷積濾波器
302．．．15位元移位暫存器
304．．．第二加法器
306．．．差錯信號
308．．．更新模組
310．．．乘法器
312．．．13位元移位暫存器
316、326．．．第二乘法器
318．．．14位元移位暫存器
322．．．慢跟蹤器模組
324．．．第一乘法器
328．．．區塊
330．．．平滑視窗
332．．．微分器
334．．．暫存器
336．．．累加器
圖1是根據現有技術的示例性個人掌上型電話系統(PHS)電話的功能框圖；圖2A是根據現有技術的用在圖1的個人掌上型電話系統(PHS)電話中的示例性發送器的功能框圖；圖2B是根據現有技術的用在圖1的個人掌上型電話系統(PHS)電話中的示例性接收器的功能框圖；圖3是在當前公開文件中採用的元件框圖；圖4是載波恢復部件的元件框圖；圖5是角度計算器模組的元件框圖；圖6是角度計算器模組中的角度累加器初始化的流程圖；圖7A是突發檢測器模組的元件框圖；圖7B是圖7A的移動平均模組的框圖；圖8是平均檢測器模組的元件框圖；圖9A是載波偏移計算器模組的元件框圖；圖9B是與載波偏移計算器模組結合使用的滑動視窗加和的元件框圖；圖10是旋轉器模組操作的流程圖；圖11是旋轉器模組的元件框圖；圖12是旋轉器模組中的角度累加器初始化的流程圖；圖13是相關器的元件框圖；圖14A是等化器模組的元件框圖；圖14B是等化器模組係數更新器的框圖；圖15是慢跟蹤器模組的框圖；圖16是在同步之前的基地台和個人台站時序的時序圖；以及圖17是表明差錯突發檢測的基地台和個人台站時序的時序圖。
110‧‧‧類比前端(AFE)部件
112‧‧‧數位數據輸入信號的類比/數位轉換器
114‧‧‧硬體加速器模組
116‧‧‧抽取濾波器
118‧‧‧載波恢復模組
120‧‧‧旋轉器模組
122‧‧‧A/B緩衝暫存器
124‧‧‧數位信號處理器模組
126‧‧‧等化器模組
128‧‧‧相關器(correlator)模組
292‧‧‧切片器模組
322‧‧‧慢跟蹤器模組
Claims (20)
- 一種通信系統，包括：載波恢復模組，係用以決定輸入信號的載波頻率偏移；旋轉器模組，係用以(i)旋轉所述輸入信號，以最小化所述載波頻率偏移並(ii)產生補償信號；相關器模組，係用以相關化所述補償信號與唯一字，以獲得時序校正；以及等化器模組，係用以(i)基於所述時序校正均衡化所述補償信號並(ii)產生均衡信號，其中，所述載波恢復模組包括：突發檢測器模組，係用檢測突發，以回應所述輸入信號的前導；以及平均檢測器，用以設定可程式化增益放大器(PGA)的增益，其中，所述平均檢測器(i)在所述突發檢測器模組進行突發搜索期間被禁用且(ii)在每一突發開始時啟動，當所述平均檢測器啟動時，輸出突發資料至數位信號處理器，以及當所述平均檢測器被禁用時，不輸出所述突發資料至所述數位信號處理器。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中進一步包含：類比/數位轉換器，係用以將類比輸入信號轉換為所述輸入信號。
- 如專利申請範圍第2項所述的通信系統，其中進一步包含：抽取濾波器，係用以與所述類比/數位轉換器通信，其中所述抽取濾波器以所述輸入信號的符號速率的三倍提供輸入資料。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中所述載波恢復模組包括檢測時分多工突發的角度計算器模組。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中所述載波恢復模組包括回應於座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組決定所述輸入信號的角度的角度計算器模組。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中所述載波恢復模組包括產生旋轉角度的載波偏移計算器模組。
- 如專利申請範圍第6項所述的通信系統，其中所述旋轉器模組基於所述旋轉角度產生所述補償信號。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中所述等化器模組執行前饋和判決反饋均衡。
- 如專利申請範圍第8項所述的通信系統，其中所述前饋和判決反饋均衡基於所述時序校正調整至少一個係數。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中進一步包含：跟蹤器模組，係用以調整所述均衡信號以補償頻率漂移。
- 如專利申請範圍第1項所述的通信系統，其中所述通信系統採用分時多工存取(TDMA)。
- 一種包括專利申請範圍第11項的通信系統的個人掌上型電話系統。
- 一種通信系統，包括：類比前端，係用以將類比輸入信號轉換為數位數據輸入信號；抽取濾波器，係用以採N倍於所述數位數據輸入信號的符號速率，來產生加速輸入信號，其中N是大於0的整數；載波恢復模組，係用以基於所述加速輸入信號，來決定旋轉角度，以最小化載波頻率偏移；旋轉器模組，係用以基於所述旋轉角度旋轉所述加速輸入信號，以形成旋轉信號；以及等化器模組，係用以均衡化所述旋轉信號，其中，所述載波恢復模組包括：突發檢測器模組，係用檢測突發，以回應所述輸入信號的前導；以及平均檢測器，用以設定可程式化增益放大器(PGA)的增益，其中，所述平均檢測器(i)在所述突發檢測器模組進行突發搜索期間被禁用且(ii)在每一突發開始時啟動，當所述平均檢測器啟動時，輸出突發資料至數位信號處 理器，以及當所述平均檢測器被禁用時，不輸出所述突發資料至所述數位信號處理器。
- 如專利申請範圍第13項所述的通信系統，其中N等於3。
- 如專利申請範圍第13項所述的通信系統，其中所述載波恢復模組包括滑動視窗加和緩衝器。
- 如專利申請範圍第13項所述的通信系統，其中所述載波恢復模組包括包含座標旋轉數位電腦(CORDIC)模組的角度計算器模組。
- 如專利申請範圍第16項所述的通信系統，其中所述角度計算器模組執行所述CORDIC模組的輸入縮放和輸出重縮放。
- 如專利申請範圍第16項所述的通信系統，其中所述CORDIC模組包括：角度累加器；以及初始化所述角度累加器的初始化器。
- 如專利申請範圍第13項所述的通信系統，其中所述通信系統採用分時多工存取(TDMA)。
- 一種包括專利申請範圍第19項的通信系統的個人掌上型電話系統。
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