CN101232364A - 近似相位角计算器及近似相位角计算方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种计算包括同相分量I和正交分量Q的复数信号的近似相位角的近似相位角计算器及方法。该近似相位角计算器包括：符号判断模块，其判断I和Q的符号；倍数计算模块，其计算I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...，A_M×I以及Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...，B_N×Q；绝对值计算模块，其计算I的M个倍数的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...，ABS(A_M×I)以及Q的N个倍数的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...，ABS(B_N×Q)；比较模块，其将I的M个倍数的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...，ABS(A_M×I)中的一个或多个与Q的N个倍数的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...，ABS(B_N×Q)中的一个或多个相比较；以及相位角查找模块，其基于符号判断模块的判断结果和比较模块的比较结果查找存储有多个角度的查找表，以得出复数信号的近似相位角。

Description

近似相位角计算器及近似相位角计算方法

技术领域

本发明涉及通信系统，更具体而言涉及通信系统中的近似相位角计算器及近似相位角计算方法。

背景技术

个人手持电话系统(Personal Handy-phone System，简写为PHS)是一种工作在1.88-1.93GHz频带的无线通信系统。PHS是一种能够将信号从一个小区切换到另一小区的无绳电话系统。PHS小区比使用全球移动通信系统(GSM)的蜂窝电话系统的小区要小。

PHS的典型发射功率为500mW，范围是10-100米。PHS在呼叫流量较重的区域(比如商业区、市中心等等)提供了阻塞度最低的服务。这是通过在每100-200米的径向距离安装小区站来实现的。

基于PHS的电话可用于家庭、办公室和室外。对于使用地面线路的传统电话系统来说，PHS是一种成本效益较高的替换方案。基于PHS的电话可以与传统的电话系统接口。从而，当传统电话系统的地面线路无法达到某个订户的物理位置时，该订户就可使用PHS来建立与传统电话系统的通信，从而联络到该传统电话系统所服务的其他订户。

PHS使用时分多址(TDMA)作为无线电接口，并使用自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)作为语音编解码器。TDMA是允许多个用户访问单个射频(RF)信道的数字信号传输方案。通过在每个信道内向每个用户分配唯一的时隙来避免信道间的干扰。例如，PHS帧包括四个信道：一个控制信道和三个流量信道。每个信道被划分成两个时隙。控制信道向每个呼叫者分配一个用于上行链路或者发射的时隙和一个用于下行链路或接收的时隙。PHS的时隙格式在图1中示出。

PHS系统在发射方使用π/4正交相移键控(π/4-DQPSK)调制方案。π/4-DQPSK使用差分编码，其中符号和相位角之间的映射发生变化。另外，π/4-DQPSK将四个符号中的每一个映射到一个实相位角和一个虚相位角，从而得到八点星座图。π/4-DQPSK调制方案如图2所示。

在接收方，PHS系统使用了相干解调。PHS接收方的相干解调包括突发检测。对于像PHS这样的时分复用系统，个人站(PS)和小区站(CS)之间的同步作为建立通信链路的第一步是非常重要的。当系统首次被通电时，没有任何定时信息可用。个人站搜寻定时信息。因此，为了使个人站能获取来自小区站的定时信息，它需要搜索适当的指示。在PHS中，控制时隙中的前导信号(preamble signal，简写为PR)就具有用来检测这种突发(或时隙)的适当特性。

在PHS系统的接收机的突发检测中，需要计算复值信号的相位角。也就是说，需要根据复值信号的同相分量I和正交分量Q将所有输入信号变换成角度，也就是计算每个信号的反正切值。在硬件实现的情况下，很容易通过比如CORDIC之类的高效的方法来计算角度。但是，如果不采用硬件实现，则必须利用查找表来获得角度。这意味着需要消耗大量处理器资源，并且需要存储一个很大的查找表，从而造成效率低下。

因此，需要一种不那么耗费系统资源但却仍能获得令人满意的性能的相位角计算装置和方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种节省系统资源同时仍能获得令人满意的性能的近似相位角计算器及近似相位角计算方法。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于通信系统的近似相位角计算器，其计算包括同相分量I和正交分量Q的复数信号的近似相位角，该近似相位角计算器包括：符号判断模块，其判断所述同相分量I和正交分量Q的符号；倍数计算模块，其计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q；绝对值计算模块，其计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)；比较模块，其将所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)中的一个或多个与所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)中的一个或多个相比较；以及相位角查找模块，其基于所述符号判断模块的判断结果和所述比较模块的比较结果查找存储有多个角度的查找表，以确定所述复数信号的近似相位角。

根据本发明的另一方面，提供了一种突发检测器，其包括上述近似相位角计算器。

根据本发明的另一方面，提供一种PHS电话，其包括上述突发检测器。

根据本发明的另一方面，提供了一种PHS系统，其包括上述PHS电话。

根据本发明的另一方面，提供一种用于通信系统的近似相位角计算方法，其计算包括同相分量I和正交分量Q的复数信号的近似相位角，该方法包括：符号判断步骤，该步骤判断所述同相分量I和正交分量Q的符号；倍数计算步骤，该步骤计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q；绝对值计算步骤，该步骤计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)；比较步骤，该步骤将所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)中的一个或多个与所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)中的一个或多个相比较；以及相位角查找步骤，该步骤基于所述符号判断步骤的判断结果和所述比较步骤的比较结果查找存储有多个角度的查找表，以确定所述复数信号的近似相位角。

根据本发明，用近似相位角计算替代了原来耗费系统资源的反正切计算，大大节省了系统资源，同时不降低系统性能。

附图说明

图1示出了PHS时隙格式；

图2示出了π/4-DQPSK调制方案；

图3是示例性的PHS系统的功能框图；

图4A是用于图1的PHS电话中的示例性发射机的功能框图；

图5B是用于图1的PHS电话中的示例性接收机的功能框图；

图5是PHS电话的接收数据路径的一部分的框图；

图6示出了现有技术的载波恢复模块；

图7示出了根据本发明的近似相位角计算器的原理；

图8示出了根据本发明一个实施例的近似相位角计算器的示例性配置的框图；

图9示出了根据本发明一个实施例的近似相位角计算方法的示例性流程；

图10示出了根据本发明一个实施例的示例性载波恢复模块。

具体实施方式

本发明可应用到通信系统。例如，本发明可应用到无线通信系统。本发明还可应用到时分多址(TDMA)系统。在下面的描述中，本发明讨论了个人手持电话系统(PHS)。但是，本发明并不意图局限于PHS或TDMA系统。本发明是针对一个示例性的实施例来限定的，该实施例涉及PHS通信系统和标准。

现参考图3，PHS电话系统包括具有天线12的PHS电话10和具有天线13的小区站11。示例性的PHS电话10包括信号处理模块16、存储器22、电源24和I/O模块26，其中信号处理模块16包括发射模块18和接收模块20。I/O模块26可包括各种用户接口，例如麦克风26-1、扬声器26-2、显示屏26-3、键盘26-4、照相机26-5等等。

发射模块18将来自麦克风26-1的用户输入转换成PHS兼容信号。接收模块20将接收自天线12的数据转换成用户可识别的格式，并且经由扬声器26-2输出转换后的数据。信号处理模块16利用存储器22来处理发射到或接收自天线12的数据。电源24向电话10提供电力。

参考图4A-4B，发射模块18包括ADPCM模块50、成帧器模块52、串行到并行转换器模块54、DQPSK映射器模块56、平方根升余弦(SRRC)滤波器模块58以及上采样模块60。接收模块20包括下采样模块70、自动增益控制(AGC)模块72、解调器75、去映射器和并行到串行转换器模块78、解成帧器模块80和ADPCM模块82，其中解调器75包括载波获取模块74和均衡模块76。

当在某条信道上从电话10发射数据时，ADPCM模块50将音频和/或视频信号转换成数字数据的比特。成帧器模块52将数字数据划分成帧。串行到并行转换器模块54将帧中的比特转换成符号。DQPSK映射器模块56可以利用诸如π/4-DQPSK调制之类的调制方案，它将每一帧中的四个符号的四个实值和四个虚值映射到总共八个相位角，并且生成复基带信号。

SRRC滤波器模块58实质上是一个奈奎斯特脉冲成形滤波器，它限制信号的带宽。另外，SRRC滤波器模块58去除复基带信号中的混频器产物。上采样模块60包括正交载波振荡器，它用于将经相位调制的基带信号转换成经相位调制的载波信号。上采样模块60以大于奈奎斯特频率两倍的采样频率在信道上发射经相位调制的载波信号。

当电话10接收天来自天线12的信号时，下采样模块70利用异步振荡器对信号进行下采样。下采样模块70将信号从经相位调制的载波信号下变频为经相位调制的基带信号。AGC模块72使信号的增益维持相对恒定，即使输入信号强度由于传输损耗、噪声、干扰等原因发生了变化。

载波获取模块74对信号进行解调、取得载波相位信息并且对来自信号的符号值进行解码。均衡模块76校正信号中存在的任何失真。去映射器和并行到串行转换器模块78对经解调的信号进行去映射，并将其转换为串行比特流。解成帧器模块80对帧进行去划分操作，以形成数字数据比特。ADPCM模块82将数字数据比特转换成音频和/或视频数据，并将数据输出到电话10的扬声器26-2和/或显示屏26-3。

参考图5，该图示出了PHS电话的接收数据路径的一部分的框图。模拟前端(AFE)部分110包括模数转换器112，用于将输入信号从模拟输入信号转换为数字输入信号。经转换的数字信号被传输到硬件加速器模块114。硬件加速器模块114处理数字输入信号，并且生成已经过载波频率偏移补偿的信号。

硬件加速器模块114包括抽选滤波器116，其例如以3倍符号速率(比如576kHz)形成经加速的输入信号。经加速的输入信号从抽选滤波器116被传输到载波恢复模块118和旋转器模块120。旋转器模块120的输出被传输到存储寄存器122，在本实施例中该存储寄存器122是双重或A/B缓冲寄存器122。载波恢复模块118包括检测突发的突发检测器(BD)134和估计接收信号和发射信号之间的载波频率偏移的载波偏移计算器模块(COC)136。

然后，旋转器模块120补偿载波频率以形成经旋转的信号。存储在A/B缓冲寄存器122中的经旋转的信号被传输到数字信号处理器模块(DSP)124，该DSP124包括均衡器模块126。在这里应用了自适应判决引导式均衡器模块126，在该模块中，训练序列是突发中的唯一字(unique word，简写为UW)。因此，UW的精确位置被确定。准确地确定UW的位置使得多径干扰和符号间干扰得以减小。UW位置信息是经由相关器模块128获取的。在相关器模块128中，计算输入数据与UW的相关，并且在检测到相关结果的峰值之后，就能确定出UW在突发数据中的位置。在本发明中采用了这种通常被称为相干检测的过程，尽管基带调制方案是DQPSK。

在使用相干解调时，载波恢复是很重要的。载波恢复的质量影响着之后各级的各个功能块的性能。一种载波频率恢复方案是自动频率控制(AFC)。但是，在本发明的PHS系统中，数据是以突发模式发射的；因此，AFC达到稳定的响应时间相对较短，通常在数个或数十个符号内。因此，在本发明中采用了开环载波频率估计。然后应用慢跟踪电路132来跟踪缓慢变化的载波特性。

在PSK信号的相干解调中，由于振荡器精度有限或多普勒效应而引起的载波频率偏移可能导致性能下降。在PHS系统中，系统基站或小区站(CS)的偏移可能达到±2ppm，而移动站或个人站(PS)的偏移可能达到±5ppm。在相干解调中校正频率偏移将帮助提高接收机性能并降低对振荡器的精度要求，这样就能减少成本。

本发明的PHS的载波恢复模块118具有两个基本功能：一个是检测TDD(时分复用)突发，另一个是估计接收信号和发射信号之间的载波频率偏移。所估计出的载波偏移被用于驱动旋转器模块120以补偿接收信号偏移，或者用于驱动AFC以校正本地载波发生器的频率。

如上所述，在建立通信链路时，为了获得个人站和小区站之间的同步，个人站需要获取来自小区站的定时信息。为此，它需要搜索适当的指示。在PHS中，控制时隙中的PR信号被用于检测突发。

参考图6，其中示出了根据现有技术的载波恢复模块118。如图所示，在载波恢复模块118中的突发检测中，需要计算复值信号的相位角。也就是说，需要根据复值信号的同相分量I和正交分量Q将所有输入信号变换成角度，也就是计算每个信号的反正切值。具体而言，在PHS中，控制时隙中的PR信号提供了合适的供检测的签名。对于接收到的带内信号，

s_r(t)＝A(t)cos(Δω_ct+θ′(t)+φ)+n(t)    (1)

其中

$A\left(t\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}g(t-\mathrm{kT}),$

g(t)是升余弦脉冲，Δω_c是载波偏移，θ′(T)是接收机调制相位，φ是发射机和接收机之间的固定相位偏移，n(t)是白高斯噪声。如果忽略发射机调制相位和接收机调制相位之间的差，那么S_r(t)的相位信号就简化为

phz(t)＝2πΔft+θ(t)+φ    (3)

在经过单次差分之后，相位差变为

phzDiff1(t)＝phz(t)-phz(t-T)＝2πΔfT+θ(t)-θ(t-T)    (4)

单次差分信号是周期为2T的以1/4π+2πΔfT为中心的周期性信号，并且相位值在[-π/4，3π/4]范围内。

在经过双次差分之后，相位变为

phzDiff2(t)＝phzDiff1(t)-phzDiff1(t-T)＝θ(t)+θ(t-2T)-2θ(t-T)    (5)

双次差分信号是周期为2T的以0为中心的周期性信号。信号的值在[-π，π]范围内。

突发检测器模块134正是利用了PR的这种特性。令

$\mathrm{sumPhase}=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\mathrm{phzDiff}2(t-\mathrm{mT})+\mathrm{phzDiff}2(t-\mathrm{mT}-T)),---\left(6\right)$

其中M是窗口长度，在这里选择M＝16。上述式子可被简化为

$\mathrm{sumPhase}=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\mathrm{\θ}(t-\mathrm{mT})-\mathrm{\θ}(t-\mathrm{mT}-T)-\mathrm{\θ}(t-\mathrm{mT}-2T)+\mathrm{\θ}(t-\mathrm{mT}-3T))---\left(7\right)$

$=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{abs}(\mathrm{phzDiff}1(t-\mathrm{mT})-\mathrm{phzDiff}1(t-\mathrm{mT}-2T))$

如果sumPhase小于突发检测阈值ThB，则检测到了突发。ThB的值是从多次仿真中得出的。在这里选择ThB＝3π。

如上所述，在突发检测器134中，首先需要计算复值信号的相位角。在硬件实现的情况下，很容易通过比如CORDIC之类的高效的方法来计算角度。但是，如果不采用硬件实现，则必须利用查找表来获得角度。这意味着需要消耗大量处理器资源，并且需要存储一个很大的查找表，从而造成效率低下。

发明人发现，如果适当地选择累加窗口长度和判决阈值，那么可以大幅度地降低突发检测中的相位角计算的精度，但却几乎不会影响性能。

图7示出了根据本发明的近似相位角计算器的原理。

如图7所示，按+/-arctan(2)和+/-arctan(1/2)将整个坐标平面分成12个区域。也就是说，利用以下12个角度来划分坐标平面：{0，arctan(1/2)，arctan(2)，π/2，π-arctan(2)，π-arctan(1/2)，π，arctan(1/2)-π，arctan(2)-π，-π/2，-arctan(2)，-arctan(1/2)}。相应地，在查找表中只需要保存这12个值。另外，不需要做很耗费资源的Q/I的除法计算，只需要判断I和Q的符号，并将2I的绝对值ABS(2I)与Q的绝对值ABS(Q)相比较，以及将2Q的绝对值ABS(Q)与I的绝对值ABS(I)相比较就够了。在本发明中，运算符“ABS()”表示取括号中的变量的绝对值。本领域的技术人员不难理解，坐标平面被划分成的区域数目也可以不为12个，并且保存的角度也可以不等于上述角度，相应地，被比较的I和Q的倍数的绝对值也可不限于ABS(2I)和ABS(Q)以及ABS(I)和ABS(2Q)却仍然能获得本发明的优点。在本发明中，为不失一般性，提到某个变量的“倍数”时可能指该变量的1倍，即该变量本身。

下面的表1示出了本发明的查找表。

表1查找表

0	0
		1	arctan(1/2)
2	arctan(2)
		3	未使用
4	π-arctan(1/2)
		5	π-arctan(2)
6	π/2
		7	未使用
8	-arctan(1/2)
		9	-arctan(2)
10	-π/2
		11	未使用
12	π
		13	-π+arctan(1/2)
14	-π+arctan(2)
		15	未使用

下面参考图8详细描述根据本发明一个实施例的近似相位角计算器210。图8示出了根据本发明一个实施例的近似相位角计算器210的示例性配置。如图8所示，相位角计算器210包括符号判断模块212、倍数计算模块214、绝对值计算模块216、比较模块218、查找模块220。查找模块220中包括查找表222。

复值信号的I分量和Q分量被输入到符号判断模块212。符号判断模块212判断I分量和Q分量的符号，并根据判断结果来设置用于搜索查找表222的四比特索引Index[3:0]的第2和第3比特Index[2]和Index[3]。在每次角度计算之前，Index[3:0]被清零。在符号判断模块212中，判断I分量是否小于0。如果是，则将Index[2]设为1，并继续判断Q分量的符号。如果否，则保持Index[2]为0不变，并判断Q分量的符号。如果Q分量小于0，则将Index[3]设为1。否则，保持Index[3]为0不变。因此，I分量和Q分量的符号与Index[3:0]的第2和第3比特之间的对应关系如下表2所示：

表2：I、Q符号与Index[2]、Index[3]的关系

I	Q	Index[3]	Index[2]
				＞＝0	＞＝0	0	0
＞＝0	＜0	1	0
				＜0	＞＝0	0	1
＜0	＜0	1	1

除了被输入到符号判断模块212以外，I/Q信号还被输入到倍数计算模块214和绝对值计算模块216。倍数计算模块214计算I分量和Q分量的倍数。在本实施例中，倍数计算模块214计算2I和2Q。计算2I和2Q的方法是本领域技术人员所公知的。绝对值计算模块216计算输入的I、Q、2I和2Q的绝对值，并将ABS(I)、ABS(Q)、ABS(2I)和ABS(2Q)输出到比较模块218。在比较模块218中，确定ABS(2I)与ABS(Q)以及ABS(I)与ABS(2Q)之间的大小关系，并据此设置索引Index[3:0]的第0和第1比特Index[0]和Index[1]。

具体而言，在比较模块218中，首先对ABS(Q)和ABS(2I)进行比较。如果ABS(Q)＞＝ABS(2I)，则将Index[1]设置为1。否则，保持Index[1]为0不变，并将ABS(2Q)与ABS(I)相比较。如果ABS(2Q)＞＝ABS(I)，则将Index[0]设置为1，否则，保持Index[0]为0不变。因此，ABS(2I)与ABS(Q)以及ABS(I)与ABS(2Q)之间的大小关系与Index[3:0]的第0和第1比特之间的对应关系如下表1所示：

表3：ABS(2I)和ABS(Q)以及ABS(I)和ABS(2Q)的大小关系

与Index[0]和Index[1]的关系

Index[1]

Index[0]

ABS(Q)＞＝ABS(2I)		1	0
				ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＞＝ABS(I)	0	1
ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＜ABS(I)	0	0

被符号判断模块212设置的索引比特Index[2]和Index[3]以及被比较模块218设置的索引比特Index[0]和Index[1]被查找模块220用来搜索其中的查找表222，从而找出相应的角度。这里将查找表222示为包含在查找模块220中。本领域的技术人员不难理解，查找表222也可不包含在查找模块220中。查找表222的编排在上面的表1中示出。

表4示出符号判断模块212中的符号判断结果和比较模块218中的绝对值比较结果与计算出的近似角度之间的关系。

表4：符号判断结果和绝对值比较结果与近似角度的关系

符号判断结果		绝对值比较结果		Index[3:0]	角度
						I＞＝0	Q＞＝0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＜ABS(I)	0000	0
I＞＝0	Q＞＝0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＞＝ABS(I)	0001	arctan(1/2)
						I＞＝0	Q＞＝0	ABS(Q)＞＝ABS(2I)		0010	arctan(2)
I＞＝0	Q＞＝0			0011	未使用
						I＜0	Q＞＝0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＜ABS(I)	0100	π-arctan(1/2)
I＜0	Q＞＝0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＞＝ABS(I)	0101	π-arctan(2)
						I＜0	Q＞＝0	ABS(Q)＞＝ABS(2I)		0110	π/2
I＜0	Q＞＝0			0111	未使用
						I＞＝0	Q＜0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＜ABS(I)	1000	-arctan(1/2)
I＞＝0	Q＜0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＞＝ABS(I)	1001	-arctan(2)
						I＞＝0	Q＜0	ABS(Q)＞＝ABS(2I)		1010	-π/2
I＞＝0	Q＜0			1011	未使用
						I＜0	Q＜0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＜ABS(I)	1100	π
I＜0	Q＜0	ABS(Q)＜ABS(2I)	ABS(2Q)＞＝ABS(I)	1101	-π+arctan(1/2)
						I＜0	Q＜0	ABS(Q)＞＝ABS(2I)		1110	-π+arctan(2)
I＜0	Q＜0			1111	未使用

以上所述的查找表中存储的角度和进行比较的I、Q的倍数的绝对值只是示例，本发明并不局限于此。例如，在查找表中还可存储π/4、-π/4，3π/4和-3π/4。相应地，比较模块中就可对ABS(I)和ABS(Q)进行比较并根据比较结果设置Index[0]和Index[1]。同样，Index[0]和Index[1]可以与基于对I、Q符号的判断结果的Index[2]和Index[3]相结合，用作搜索查找表的索引。

下面参考图9详细描述根据本发明实施例的近似角度计算的示例性流程。

在步骤S1中，索引Index[3:0]被清零。在步骤S2中，符号判断模块212判断I是否小于0。如果是，则过程前进到步骤S3，否则直接前进到步骤S4。在步骤S3中，符号判断模块212将索引Index[3:0]的第2比特Index[2]设为1，并且过程前进到步骤S4。在步骤S4中，符号判断模块212判断Q是否小于0。如果是，则过程前进到步骤S5，否则直接前进到步骤S6。在步骤S5中，符号判断模块212将索引Index[3:0]的第3比特Index[3]设为1。

在步骤S6中，判断ABS(Q)是否大于或等于ABS(2I)。这一步骤是通过倍数计算模块214、绝对值计算模块216和比较模块218来实现的。如果比较模块218的比较结果为ABS(Q)大于或等于ABS(2I)，则过程前进到步骤S7，在步骤S7中，比较模块218将Index[1]设为1。否则，过程前进到步骤S8。在步骤S8中，判断ABS(2Q)是否大于或等于ABS(2I)。类似地，这一步骤是通过倍数计算模块214、绝对值计算模块216和比较模块218来实现的。如果比较模块218的比较结果为ABS(2Q)大于或等于ABS(I)，则过程前进到步骤S9，在步骤S9中比较模块216将Index[0]设为1。否则，过程前进到步骤S10。

在步骤S10中，查找模块220利用索引Index[3:0]来搜索查找表222，从而得到相应的相位角。

图10示出了根据本发明一个实施例的示例性载波恢复模块。如图10所示，原来耗费系统资源的反正切计算已由本发明的近似相位角计算器210所构成的小型查找表查找模块所取代。利用近似相位角计算器210中实现的近似，以及非常仔细地设计累加窗口和判决阈值，性能几乎不受影响。而系统资源却得以大大节省。

以上已经描述了本发明的具体实施例。本领域的技术人员在阅读本说明书之后，可以很容易想到对具体实施例的各种修改和替换。这种修改和替换应当被视为包括在由所附权利要求限定的本发明的范围之内。

Claims (11)

1.一种用于通信系统的近似相位角计算器，其计算包括同相分量I和正交分量Q的复数信号的近似相位角，该近似相位角计算器包括：

符号判断模块，其判断所述同相分量I和正交分量Q的符号；

倍数计算模块，其计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q；

绝对值计算模块，其计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)以及所述正交分量Q的N个倍数B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)；

比较模块，其将所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)中的一个或多个与所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)中的一个或多个相比较；以及

相位角查找模块，其基于所述符号判断模块的判断结果和所述比较模块的比较结果查找存储有多个角度的查找表，以确定所述复数信号的近似相位角。

2.如权利要求1所述的近似相位角计算器，其中，对于在所述比较模块中被比较的所述同相分量I的某个倍数A_i×I的绝对值ABS(A_i×I)和所述同相分量Q的某个倍数B_j×Q的绝对值ABS(B_j×Q)，A_i/B_j等于所述查找表中存储的多个角度中的某个角度的正切值。

3.如权利要求1所述的近似相位角计算器，其中，所述查找表中存储的所述多个角度中包括一组或多组角度，每组角度中包括四个角度，这四个角度中的任何两个角度彼此关于坐标平面的X轴、Y轴或者原点对称。

4.如权利要求3所述的近似相位角计算器，其中

所述查找表中存储了12个角度：0，arctan(1/2)，arctan(2)，π/2，π-arctan(2)，π-arctan(1/2)，π，arctan(1/2)-π，arctan(2)-π，-π/2，-arctan(2)，-arctan(1/2)；

所述比较模块将所述同相分量I的2倍的绝对值ABS(2I)与所述正交分量Q的绝对值ABS(Q)相比较，并在所述同相分量I的2倍的绝对值ABS(2I)大于所述正交分量Q的绝对值ABS(Q)的情况下将所述同相分量I的绝对值ABS(I)与所述正交分量Q的2倍的绝对值ABS(2Q)相比较；并且

所述相位角查找模块基于所述符号判断模块的判断结果和所述比较模块的比较结果确定所述查找表中存储的12个角度之一为所述复数信号的近似相位角。

5.一种突发检测器，包括如权利要求1所述的近似相位角计算器。

6.一种个人手持电话系统电话，包括如权利要求5所述的突发检测器。

7.一种个人手持电话系统，包括如权利要求6所述的个人手持电话系统电话。

8.一种用于通信系统的近似相位角计算方法，其计算包括同相分量I和正交分量Q的复数信号的近似相位角，该方法包括：

符号判断步骤，该步骤判断所述同相分量I和正交分量Q的符号；

倍数计算步骤，该步骤计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q；

绝对值计算步骤，该步骤计算所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)以及所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)；

比较步骤，该步骤将所述同相分量I的M个倍数A₁×I，A₂×I，...A_M×I的绝对值ABS(A₁×I)，ABS(A₂×I)，...ABS(A_M×I)中的一个或多个与所述正交分量Q的N个倍数B₁×Q，B₂×Q，...B_N×Q的绝对值ABS(B₁×Q)，ABS(B₂×Q)，...ABS(B_N×Q)中的一个或多个相比较；以及

相位角查找步骤，该步骤基于所述符号判断步骤的判断结果和所述比较步骤的比较结果查找存储有多个角度的查找表，以确定所述复数信号的近似相位角。

9.如权利要求8所述的方法，其中，对于在所述比较步骤中被比较的所述同相分量I的某个倍数A_i×I的绝对值ABS(A_i×I)和所述同相分量Q的某个倍数B_j×Q的绝对值ABS(B_j×Q)，A_i/B_j等于所述查找表中存储的多个角度中的某个角度的正切值。

10.如权利要求8所述的方法，其中，所述查找表中存储的所述多个角度中包括一组或多组角度，每组角度中包括四个角度，这四个角度中的任何两个角度彼此关于坐标平面的X轴、Y轴或者原点对称。

11.如权利要求10所述的方法，其中

所述查找表中存储了12个角度：0，arctan(1/2)，arctan(2)，π/2，π-arctan(2)，π-arctan(1/2)，π，arctan(1/2)-π，arctan(2)-π，-π/2，-arctan(2)，-arctan(1/2)；

所述比较步骤将所述同相分量I的2倍的绝对值ABS(2I)与所述正交分量Q的绝对值ABS(Q)相比较，并在所述同相分量I的2倍的绝对值ABS(2I)大于所述正交分量Q的绝对值ABS(Q)的情况下将所述同相分量I的绝对值ABS(I)与所述正交分量Q的2倍的绝对值ABS(2Q)相比较；并且

所述相位角查找步骤基于所述符号判断步骤的判断结果和所述比较模步骤的比较结果确定所述查找表中存储的12个角度之一为所述复数信号的近似相位角。

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