JP3598938B2 - 携帯無線システム及びそれに用いる携帯無線装置並びにそれらに用いる周波数誤差推定方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は携帯無線システム及びそれに用いる携帯無線装置並びにそれらに用いる周波数誤差推定方法に関し、特に携帯無線装置の自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）における周波数誤差推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）等を用いたシステムの携帯電話である携帯無線装置（移動局）においては、装置の内蔵発振器（移動局発振器）として、価格を低減するために安価で精度の落ちるものを用いることが多い。
【０００３】
そのため、移動局内では内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られてくる受信波を基準にして検出し、内蔵発振器にフィードバックすることによって、内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われている。
【０００４】
また、消費電力や回路規模を低減するためには、ＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）のような方法が適している。
【０００５】
特開平０８−３０７１５７号公報には、同相信号Ｉ（ｎ）とクワッドラチャ信号Ｑ（ｎ）とからラジアス値と位相値を決定する回路において、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを使用し、初期の同相信号とクワッドラチャ信号とに基づいて位相値とラジアス値とを繰り返し概算する方法が開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の携帯無線装置（移動局）において、装置の内蔵発振器は価格を低減するために安価で精度の落ちるものを用いることが多いので、自動周波数制御が必要である。このとき、周波数ズレの算出は以下のように行われる。
【０００７】
基地局において変調されたパイロット信号等の既知のデータを受信し、内蔵発振器から生成したタイミングで取り出した２つのシンボルの一方のシンボルに、もう一方のシンボルの複素共役を掛けた結果の位相は２つのシンボルの位相差であるが、その既知の信号の２つのシンボルが内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であるような信号である時、その算出した位相ズレを２つの信号のインターバルで割ることによって、内蔵発振器の周波数ズレの算出が行われる。
【０００８】
上述した従来の周波数誤差推定方法では、位相ズレの算出のｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算に、既存の方法であるＣＯＲＤＩＣを用いる場合、±π／２しか検出することができない。
【０００９】
無線移動体装置においては消費電力及び大きさを小さくすることが重要であるので、無線移動体装置においてＣＯＲＤＩＣ等の位相算出器を用いる場合に、ＣＯＲＤＩＣのタップ数を少なくするため、位相ズレの算出に誤差が出る。
【００１０】
この算出された位相ズレから周波数ズレを計算する際、位相ズレの検出に用いた２つのシンボルの位相差をインターバルで割ることから、シンボルのインターバルが長くなれば、位相検出誤差は一定でも、周波数検出誤差は小さくなる。
【００１１】
しかしながら、インターバルを最初から長くしていたのでは、周波数ズレが十分に大きく、位相ズレの絶対値がπより大きくなる場合に、正しく周波数ズレを検出することができない。
【００１２】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることができ、大きな周波数誤差に対応することができる携帯無線システム及びそれに用いる携帯無線装置並びにそれらに用いる周波数誤差推定方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明による携帯無線システムは、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムであって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを前記携帯無線装置に備えている。
【００１７】
本発明による携帯無線装置は、自装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線装置であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを備えている。
【００２０】
本発明による周波数誤差推定方法は、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムの周波数誤差推定方法であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出するステップと、その算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出するステップと、算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いる前記インターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行うステップとを前記携帯無線装置に備えている。
【００２２】
すなわち、本発明の周波数誤差推定方法は、価格を低減するために装置の内蔵発振器として安価で精度の落ちるものを用いることが多いため、移動局内では内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準にして検出し、内蔵発振器にフィードバックすることによって、内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われる携帯電話等の携帯無線装置（移動局）に用いられる。
【００２３】
この自動周波数制御における周波数ズレの算出は、基地局において変調されたパイロット信号等の既知のデータを受信し、内蔵発振器から生成したタイミングで取り出した２つのシンボルの一方のシンボルに、もう一方のシンボルの複素共役を掛けた結果の位相が２つのシンボルの位相差であるが、その既知の信号の２つのシンボルが内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であるような信号である時、その算出した位相ズレを２つの信号のインターバルで割ることによって内蔵発振器の周波数ズレを算出することで行われている。
【００２４】
このとき、位相ズレの算出のｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算に、既存の方法であるＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）を用いる場合、±π／２しか検出することができないが、本発明では簡単な回路または処理を付加するだけで、±πの範囲の算出を可能としている。
【００２５】
無線移動体装置においては消費電力及び大きさを小さくすることが重要であるが、無線移動体装置においてＣＯＲＤＩＣ等の位相算出器を用いる場合、ＣＯＲＤＩＣのタップ数を少なくするため、位相ズレの算出に誤差が出る。
【００２６】
この算出された位相ズレから周波数ズレを計算する際、位相ズレの検出に用いた２つのシンボルの位相差をインターバルで割ることから、シンボルのインターバルが長くなれば、位相検出誤差は一定でも、周波数検出誤差は小さくなる。
【００２７】
しかしながら、インターバルを最初から長くしていたのでは周波数ズレが十分に大きく、位相ズレの絶対値がπより大きくなる場合に、正しく周波数ズレを検出することができない。
【００２８】
そこで、自動周波数制御がそもそも持っている、フィードバックをかけることによって周波数ズレを小さくしてゆくという性質を利用し、周波数誤差が大きければ周波数誤差検出に用いる２つの信号のインターバルを短くし、周波数誤差が小さくなってくるとインターバルを長くするように制御することによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることが可能となり、大きな周波数誤差に対応することが可能となる。これによって、安価で低消費電力の装置を実現することが可能となる。尚、基地局の周波数精度は厳しい規格で規定されているので、複数の基地局間での周波数ずれは小さく、上記の制御に影響を与えるものではない。
【００２９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による携帯無線システムは基地局１と移動局２とから構成されている。
【００３０】
基地局１は基地局信号処理部１１と、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）コンバータ１２と、基地局無線部１３と、基地局ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）部１４と、安定度の高い基地局発振器１５と、基地局アンテナ１６とから構成されている。
【００３１】
移動局２は移動局アンテナ２０と、移動局無線部２１と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ２２と、移動局ＰＬＬ部２３と、移動局発振器２４と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）２５と、ＡＦＣＤ／Ａ２６と、信号処理部２７と、ＣＰＵ等で構成される制御部３２と、スピーカ等の出力部（図示せず）とから構成されている。
【００３２】
信号処理部２７はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やゲートアレイ、及びスタンダードセル等で構成され、同期検出部２８と、移動局データ処理部２９と、積分器３０と、周波数ズレ検出部３１とから構成されている。
【００３３】
基地局１において、信号１１１は基地局信号処理部１１で信号処理され、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたディジタル信号１１２はＤ／Ａコンバータ１２でアナログ信号１１３に変換された後、基地局無線部１３で直行変調及び回線周波数にアップコンバージョンされ（１１８）、基地局アンテナ１６から送信される。
【００３４】
この時、基地局信号処理部１１とＤ／Ａコンバータ１２と基地局無線部１３とで用いられるクロックは安定度の高い基地局発振器１５で発信した信号１１７を、各部のクロック周波数に合うように基地局ＰＬＬ部１４で周波数変換したクロック１１４，１１５，１１６である。
【００３５】
基地局アンテナ１６から送信された電波は移動局アンテナ２０で受信され、信号１２１として移動無線部２１に送られる。移動局無線部２１で回線周波数からのダウンコンバージョン及び直行復調されたＱＰＳＫアナログ信号１２２はＡ／Ｄコンバータ２２によってＱＰＳＫディジタル信号１２３に変換され、信号処理部２７の同期検出部２８に入力される。
【００３６】
移動局ＰＬＬ部２３は移動局発振器２４からの発信信号１２８を周波数変換し、クロック１２４，１２５，１２６，１２７を移動局無線部２１、Ａ／Ｄコンバータ２２、信号処理部２７、ＡＦＣＤ／Ａ２６にそれぞれ提供している。
【００３７】
同期検出部２８で検出された同期検出情報は制御線１３４によって制御部３２に送られた後、同期検出部２８をそのまま通過したＱＰＳＫディジタル信号１２３であるデータ１３６は移動局データ処理部２９に入力される。
【００３８】
移動局データ処理部２９は受信したデータ１３６をＱＰＳＫ復調し、音声やデータ等の信号を取り出して復号処理等を行い、出力部に信号１３２を渡す。また、移動局データ処理部２９は同期検出部２８からのデータ１３６（ＱＰＳＫディジタル信号）からＡＦＣで用いるための既知のＱＰＳＫ信号１３３を取り出して周波数ズレ検出部３１に渡す。
【００３９】
周波数ズレ検出部３１は既知のＱＰＳＫ信号１３３及び移動局発振器２４から移動局ＰＬＬ部２３を介して送られてくるクロック１２６を用いて移動局発振器２４の周波数ズレを検出し、周波数ズレ１３５を積分器３０に送る。
【００４０】
積分器３０はその都度算出された周波数ズレの値を積分し、ＡＦＣＤ／Ａ２６にディジタル信号１３１として渡す。このディジタル信号１３１がＡＦＣＤ／Ａ２６で変換されたアナログ信号１３０はＬＰＦ２５を通って移動局発振器２４のＡＦＣポートに周波数ズレ信号１２９として入力される。
【００４１】
移動局発振器２４はＡＦＣポートに入力された周波数ズレ信号１２９によって発信周波数を調節する。ここで、基地局発振器１５は移動局発振器２５に比べてより正確な周波数の信号を生成している。
【００４２】
図２は本発明の一実施例における伝送フォーマットを示す模式図である。この図２を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００４３】
図２（ａ）における受信した既知のＱＰＳＫ信号Ｄ１，Ｄ２，…は、基地局発振器１５で生成される発信信号に基づいて生成されるタイミングで作られており、その周波数は移動局発振器２４より正確である。
【００４４】
一方、ＡＦＣに用いるシンボルタイミング１，２は、移動局発振器２４で生成される発信信号に基づいて生成されるタイミングであるため、周波数ズレが生じている。この周波数ズレを算出する。ここでは、既知のＱＰＳＫ信号が移動局発振器２４の周波数と基地局発振器１５の周波数とが合っている時に、同一の値であるとする。
【００４５】
この時、移動局発振器２４から生成されるＡＦＣに用いるシンボルタイミング１［図２（ａ）参照］で取り出した２つのシンボルに、一方のシンボルにもう一方のシンボルの複素共役を掛けたベクトル（ｃｏｎｊＩ１，ｃｏｎｊＱ１）は、図２（ｄ）のようになり、その位相は２つのシンボルの位相差となり、図２（ｂ）のΔθの値である。このΔθは周波数ズレΔｆが２つのシンボルのインターバルＴの間に生じさせた位相ズレである。
【００４６】
したがって、図２（ａ）のＡＦＣに用いるシンボルタイミング２ではインターバルがＴ＊２であるため、現れる位相ズレもΔθ＊２となる［図２（ｃ）及び図２（ｅ）参照］。よって、周波数ズレΔｆは、
という式で表される。この（１）式に示すように、算出した位相ズレΔθを２つの信号のインターバルで割ることによって、移動局発振器２４の周波数ズレΔｆを算出することができる。
【００４７】
図３は本発明の一実施例における信号処理を示すフローチャートである。この図３を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。ここで、図３に示す信号処理は（１）式におけるｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算にＣＯＲＤＩＣを用い、かつ±（π／２）ｒｏｔａｔｅ（位相回転、π＝１８０度）を用いることによって、±πの範囲でｔａｎ-1の計算を可能にした例を示している。
【００４８】
入力信号ｃｏｎｊＩ，ｃｏｎｇＱを計算に用いるＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑに代入し、タップ（ｔａｐ）数のカウントに用いる変数ｋ及び位相の計算に用いるｐｈａｓｅの値を初期化し、ｂｏｒｄｅｒの値にｓｉｎ（Ｓ［ｔａｐ数］）をセットする（図３ステップＳ１）。この時、Ｓ［ｋ］＝ｔａｎ−１（２−ｋ）であり、タップ数は予め定めた値である。
【００４９】
次に、ＣＯＲＤＩＣｉが負の数の場合（ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０）（図３ステップＳ２）には、計算したい位相の絶対値はπ／２以上であるから、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値か負の値かを調べる（図３ステップＳ３）。
【００５０】
ＣＯＲＤＩＣｑが正の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を−（π／２）回転し、ｐｈａｓｅに＋（π／２）を代入する（図３ステップＳ５）。ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を＋（π／２）回転し、ｐｈａｓｅに−（π／２）を代入する（図３ステップＳ４）。
【００５１】
このとき、位相の−（π／２）回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ ……（２）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１．０ ……（３）
という簡単な式で実現することができる。
【００５２】
また、位相の＋（π／２）回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１．０ ……（４）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ ……（５）
という簡単な式で実現することができる。
【００５３】
これらの式はＣＯＲＤＩＣｉ、ＣＯＲＤＩＣｑの信号を入れ替えて符号を反転するだけであるから、きわめて簡単なハードウェアで実現することができることが分かる。
【００５４】
その後、ＣＯＲＤＩＣの方法に基づいて、約±（π／２）の範囲内の位相の計算を行うことによって、結果として、約±πの位相のｔａｎ−１の計算を実現する。ＣＯＲＤＩＣの方法は、
【数１】
Ｄｋ ＝１ ［Ｉｉｎ，ｋ＜０］
Ｄｋ ＝−１ ［Ｉｏｕｔ，ｋ ≧０］ ……（７）
ｐｈａｓｅ＝−１＊ΣＤｋ ＊θｋ ……（８）
という式で表される。ここで、（８）式のΣはｋ＝１〜ｔａｐの総和である。これらの（６）式〜（８）式で表される処理は図３のステップＳ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の処理である。
【００５５】
（６）式〜（８）式で表される処理動作を説明すると、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）（図３ステップＳ７）には、信号の位相を−［２−ｋ＊（π／４）］回転し、ｐｈａｓｅに［２−ｋ＊（π／４）］を加える（図３ステップＳ８）。
【００５６】
ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）（図３ステップＳ７）には、信号の位相を＋［２−ｋ＊（π／４）］回転し、ｐｈａｓｅに−［２−ｋ＊（π／４）］を加える（図３ステップＳ９）。それをタップ数回繰り返す（図３ステップＳ６〜Ｓ１０）ことによって、約±（π／２）の範囲内の位相のｔａｎ−１の計算を行うことができる。
【００５７】
また、ＣＯＲＤＩＣｑの絶対値が、ｂｏｒｄｅｒの値より小さい場合、予め定めたタップ回数によって得られる誤差をすでに満たしているため、計算を途中でうち切ってｐｈａｓｅの値を出力する（図３ステップＳ１０）。
【００５８】
これはよけいな計算を省いて消費電力を削減するための工夫である。この時、算出されたｐｈａｓｅの値は（１）式における位相ズレΔθの値となる（Δθ＝ｐｈａｓｅ）（図３ステップＳ１１）。
【００５９】
図４は本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。この図４を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００６０】
ＡＦＣ動作開始時には、通常、移動局２の電源ＯＮ時である。移動局発振器２４は温度特性経年劣化等の影響で周波数がズレている。移動局２の制御部３２は最初にＩｎｔｅｒｖａｌ（図２に示すインターバルＴ）の値に、予め定めたインターバルの最小値ＴＭＩＮ を設定する（図４ステップＳ２１）。この最小値ＴＭＩＮは無線システムのシンボルレート等で決まる。
【００６１】
これは周波数ズレ算出の際に用いるｔａｎ−１の計算が、±πの範囲内しか計算できないため、（１）式より算出しようとする周波数ズレΔｆが−（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）＜Δｆ＜（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）［Ｈｚ］の範囲外になる場合、位相ズレΔθが−π＜Δθ＜πの範囲外となり、誤って周波数ズレΔｆを算出してしまうことを避けるため、最も周波数ズレΔｆが大きいと考えられるＡＦＣ動作開始時に、Ｉｎｔｅｒｖａｌとして最も小さい値を設定する。
【００６２】
次に、位相ズレ（Δθ）検出を行う。これは、上述した図２及び図３と（１）式とに示す方法を用いる。つまり、受信した既知のＱＰＳＫ信号を移動局発振器２４から生成したクロックで、Ｉｎｔｅｒｖａｌの区間あけて取り出した２つのシンボルの片方を複素共役にして掛け合わせ（図２参照）、掛け合わせた信号の位相をＣＯＲＤＩＣを用いて算出し（図３参照）、更に（１）式によって周波数ズレΔｆを計算する。
【００６３】
その後、積分器３０を通して移動局発振器２４にＡＦＣを掛ける（図４ステップＳ２２）。算出した位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］より小さいかどうかを検出する（｜Δθ｜＜（π／２）−α）（図４ステップＳ２３）。
【００６４】
この時、αはＩｎｔｅｒｖａｌを２倍にしても、次に検出される位相ズレΔθの値が±πの範囲を出ることがないように、周波数ズレΔｆの値の変動を加味して予め定めたマージンである。
【００６５】
位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］より小さくかつＩｎｔｅｒｖａｌの値が予め定めたＩｎｔｅｒｖａｌの最大値であるＴＭＡＸ でない場合（図４ステップＳ２４）には、２を掛けてＩｎｔｅｒｖａｌを広げる（図４ステップＳ２５）。この最大値ＴＭＡＸ の値は電波の伝搬路の状態等によってＩｎｔｅｒｖａｌを大きくしすぎると、周波数検出を誤る場合があることを加味して決められるものである。
【００６６】
位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］以上の場合には、更にπ−βより大きく（｜Δθ｜＞π−β）（図４ステップＳ２６）、かつＩｎｔｅｒｖａｌの値が最小値ＴＭＩＮ でない場合（図４ステップＳ２７）、Ｉｎｔｅｒｖａｌの値を半分にする（図４ステップＳ２８）。この時、βは位相の算出において±πの範囲内でしか正しい計算ができないため、入力された位相がπより大きい値であって、今計算している位相ズレΔθの値の絶対値が誤った計算によって得られる可能性を判定するために、予め定めたマージンである。
【００６７】
この動作を繰り返すことによって、ＡＦＣ開始時にまだ移動局発振器２４の周波数ズレΔｆが大きい時から、ＡＦＣ動作によって周波数ズレΔｆが減ってきた場合に合わせて、Ｉｎｔｅｒｖａｌを大きくしてゆくことができる。
【００６８】
図３に示すＣＯＲＤＩＣによって生じる位相ズレΔθの算出時の量子化誤差の絶対値の最大は、［２−ｔａｐ＊（π／４）］と考えられる（ｔａｐ＝ｔａｐ数）。移動局２においては消費電力削減のためにタップ数を減らしたいが、タップ数を減らすと量子化誤差が増えることになる。
【００６９】
しかしながら、（１）式から周波数ズレΔｆは、
Δｆ＝Δθ／２π＊Ｉｎｔｅｒｖａｌ
であるから、位相ズレΔθの量子化誤差の周波数ズレΔｆに対する影響もまた、Ｉｎｔｅｒｖａｌを大きくすることによって、減らせることが分かる。
【００７０】
上述したように、本発明の一実施例によって、少ないタップ数で、大きい周波数ズレΔｆに対応することができ、かつ精度の良いＡＦＣをかけることができる。
【００７１】
図５は本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。この図５を参照して本発明の一実施例の制御動作について説明する。
【００７２】
ＡＦＣ動作開始時には、通常、移動局２の電源ＯＮ時である。移動局発振器２４は温度特性軽年劣化等の影響で周波数がズレている。移動局２の制御部３２は最初にＩｎｔｅｒｖａｌ（図２に示すインターバルＴ）の値に、予め定めたインターバルの最小値ＴＭＩＮ を設定する。この最小値ＴＭＩＮ は無線システムのシンボルレート等で決まる。
【００７３】
これは周波数ズレ（Δｆ）算出の際に用いるｔａｎ−１の計算が±πの範囲内しか計算できないため、算出しようとする周波数ズレΔｆが−（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）＜Δｆ＜（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）［Ｈｚ］の範囲外になると、誤って周波数ズレΔｆを算出してしまうことを避けるため、最も周波数ズレΔｆが大きいと考えられるＡＦＣ動作開始時に、Ｉｎｔｅｒｖａｌとして最も小さい値ＴＭＩＮ を設定する。
【００７４】
さらに、同期はずれ回数カウントに用いる変数ｉを初期化し、積分器３０の値をリセットする（図５ステップＳ３１）。積分器３０の出力ｆＡＦＣ ＝ΣΔｆ（Δｆは周波数ズレ検出部３１の出力）であるので、ここではｆＡＦＣ ＝０とする。
【００７５】
次に、周波数ズレ（Δｆ）検出を行う。これは、上述した図２と図３と図４と（１）式とで示す方法を用いる。つまり、受信した既知のＱＰＳＫ信号を移動局発振器２４から生成したクロックで、Ｉｎｔｅｒｖａｌの区間あけて取り出した２つのシンボルの片方を複素共役にして掛け合わせ（図２参照）、掛け合わせた信号の位相をＣＯＲＤＩＣを用いて算出し（図３参照）、更に（１）式によって周波数に変換する。
【００７６】
その後、周波数ズレ（Δｆ）を算出して出力し、積分器３０を通して移動局発信器２４にＡＦＣ信号として加えることによってＡＦＣを掛ける（図５ステップＳ３２）。
【００７７】
次に、同期はずれかどうかを検出する（図５ステップＳ３３）。これは同期検出部２８において受信信号を復号することができない、もしくはｐｉｌｏｔ等の既知データを検出することができない、または電力レベルが一定値に達しない等によって判断され、制御部３２及び周波数ズレ検出部３１に伝えられる。
【００７８】
同期はずれの場合、制御部３２は図示せぬタイマをかけて時間をおき（図ステップＳ３４）、再度Ｉｎｔｅｒｖａｌ及び変数ｉ及び積分器３０の値を初期化して（図５ステップＳ３１）、上記の動作を続行する。
【００７９】
同期はずれでない場合、次に算出した周波数ズレΔｆの値が、予め定めた値ｆｔｈより小さいかどうかを判断し（Δｆ＜ｆｔｈ）（図５ステップＳ３５）、小さくない場合には変数ｉに０をセットし（図５ステップＳ３８）、再び周波数ズレΔｆを検出する。
【００８０】
小さい場合には、変数ｉに１を加算し（ｉ＝ｉ＋１）（図５ステップＳ３６）、変数ｉの値が予め定めた値ｃｏｕｎｔと等しいかどうかを判断し、値が等しく（図５ステップＳ３７）、かつＩｎｔｅｒｖａｌの値が予め定めた最大値ＴＭＡＸ でない場合（図５ステップＳ３９）、Ｉｎｔｅｒｖａｌの値に予め定めたΔＴの値を加えてＩｎｔｅｒｖａｌを広げ、変数ｉの値を０にセットする（図５ステップＳ４０）。
【００８１】
この最大値ＴＭＡＸ の値は電波の伝搬路の状態等によってＩｎｔｅｒｖａｌを大きくしすぎると、周波数検出を誤る場合があることを加味して決められるものである。
【００８２】
これらの動作によって周波数ズレΔｆが安定してくると、Ｉｎｔｅｒｖａｌを広げて精度を得、同期がはずれるとＩｎｔｅｒｖａｌを広げて、広範囲の周波数ズレΔｆに対応することができる。
【００８３】
このように、位相ズレΔθの算出のｔａｎ−１の計算に既存の方法であるＣＯＲＤＩＣを用いる場合、簡単な回路または処理を付加するだけで、±πの範囲の算出を行うことができる。
【００８４】
また、ＡＦＣがそもそも、フィードバックを掛けることによって、周波数ズレΔｆを小さくしてゆくという性質を利用し、周波数誤差が大きい場合に周波数誤差検出に用いる２つの信号のインターバルを短くし、周波数誤差が小さくなってくるとインターバルを長くするように制御することによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差が小さく、大きな周波数誤差に対応することができる。尚、基地局１の周波数精度は厳しい規格で規定されているので、複数の基地局間での周波数ずれは小さく、上記の制御に影響を与えるものではない。
【００８５】
図６は本発明の他の実施例における信号処理を示すフローチャートである。この図６を参照して本発明の他の実施例の動作について説明する。ここで、図６に示す信号処理は（１）式におけるｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算にＣＯＲＤＩＣを用い、かつ±πｒｏｔａｔｅ（位相回転、π＝１８０度）を用いることによって、±πの範囲でｔａｎ-1の計算を可能にした例を示している。
【００８６】
入力信号ｃｏｎｊＩ，ｃｏｎｇＱを計算に用いるＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑに代入し、タップ（ｔａｐ）数のカウントに用いる変数ｋ及び位相の計算に用いるｐｈａｓｅの値を初期化し、ｂｏｒｄｅｒの値にｓｉｎ（Ｓ［ｔａｐ数］）をセットする（図６ステップＳ４１）。この時、Ｓ［ｋ］＝ｔａｎ−１（２−ｋ）であり、タップ数は予め定めた値である。
【００８７】
次に、ＣＯＲＤＩＣｉが負の数の場合（ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０）（図６ステップＳ４２）には、計算したい位相の絶対値はπ／２以上であるから、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値か負の値かを調べる（図６ステップＳ４３）。
【００８８】
ＣＯＲＤＩＣｑが正の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を−π回転し、ｐｈａｓｅに＋πを代入する（図６ステップＳ４５）。ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を＋π回転し、ｐｈａｓｅに−πを代入する（図６ステップＳ４４）。
【００８９】
このとき、位相の−π回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１ ……（９）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１ ……（１０）
という簡単な式で実現することができる。
【００９０】
また、位相の＋π回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１ ……（１１）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１ ……（１２）
という簡単な式で実現することができる。
【００９１】
これらの式はＣＯＲＤＩＣｉ、ＣＯＲＤＩＣｑの信号の符号を反転するだけであるから、きわめて簡単なハードウェアで実現することができることが分かる。その後のステップＳ４６からステップＳ５１の処理動作は上述した本発明の一実施例によるステップＳ６からステップＳ１１の処理動作と同様であるので、その説明については省略する。
【００９２】
図７は本発明の別の実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。図７において、本発明の別の実施例による携帯無線システムは複数の基地局３−１〜３−３と移動局４とから構成され、移動局４が複数の基地局３−１〜３−３各々のセル内をゆっくりと移動する場合に対応させるためのものである。
【００９３】
基地局３−１〜３−３は上述した図１に示す本発明の一実施例による基地局１と同様の構成となっているので、その構成及び動作についての説明は省略する。移動局４は移動局アンテナ４１と、移動局無線部４２と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ４３と、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……と、Ｒａｋｅ合成部４５と、ＡＦＣ部４６と、ＡＦＣＤ／Ａ４７とから構成されている。
【００９４】
移動局無線部４２は移動局発振器４２ａを備えている。フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……はそれぞれ逆拡散部４４ａ−１，４４ａ−２，４４ａ−３，……と、図示せぬパワー計算部とを備え、パワー計算部で計算されたパワー値を基にその出力にそれぞれ重み付けを行っている。
【００９５】
基地局３−１〜３−３各々のアンテナから送信された電波は移動局アンテナ４１で受信され、その信号が移動局無線部４２に送られる。移動局無線部４２で回線周波数からのダウンコンバージョン及び直行復調されたＱＰＳＫアナログ信号はＡ／Ｄコンバータ４３によってＱＰＳＫディジタル信号に変換され、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……に入力される。
【００９６】
フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……は各々のタイミングで受信した信号を逆拡散部４４ａ−１，４４ａ−２，４４ａ−３，……で逆拡散してＲａｋｅ合成部４５に出力される。その際、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……からＲａｋｅ合成部４５への信号は各々パワー計算部で計算されたパワー値に応じて重み付けされている。つまり、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……からＲａｋｅ合成部４５への信号は基地局３−１〜３−３毎に重み付けされている。
【００９７】
Ｒａｋｅ合成部４５はフィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……各々の信号を合成して図示せぬデータ処理部とＡＦＣ部４６とに出力される。ＡＦＣ部４６は上述した本発明の一実施例と同様に、位相ズレΔθの算出のｔａｎ−１の計算にＣＯＲＤＩＣを用いたＡＦＣを行い、ＡＦＣＤ／Ａ４７はＡＦＣ部４６からのディジタル信号をアナログ信号に変換し、移動局発振器４２ａのＡＦＣポートに周波数ズレ信号として出力する。
【００９８】
移動局発振器４２ａはＡＦＣポートに入力された周波数ズレ信号によって発信周波数を調節する。ここで、基地局発振器は移動局発振器４２ａに比べてより正確な周波数の信号を生成している。これによって、上記の効果のほかに、移動局４が複数の基地局３−１〜３−３各々のセル内をゆっくりと移動する場合でも、基地局３−１〜３−３各々の周波数にあわせて対応させることができる。
【００９９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ周波数ズレを内蔵発振器にフィードバックすることで内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムにおいて、内蔵発振器で生成したタイミングを基に基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出し、その算出された位相差を２つのシンボルのインターバルで割ることで内蔵発振器の周波数ズレを算出し、算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時にインターバルを広げかつ当該位相差が設定値より大きい時にインターバルを縮める制御を行うことによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることができ、大きな周波数誤差に対応することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例における伝送フォーマットを示す模式図である。
【図３】本発明の一実施例における信号処理を示すフローチャートである。
【図４】本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。
【図５】本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。
【図６】本発明の他の実施例における信号処理を示すフローチャートである。
【図７】本発明の別の実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，３−１〜３−３ 基地局
２，４ 移動局
１１ 基地局信号処理部
１２ Ｄ／Ａコンバータ
１３ 基地局無線部
１４ 基地局ＰＬＬ部
１５ 基地局発振器
１６ 基地局アンテナ
２０，４１ 移動局アンテナ
２１，４２ 移動局無線部
２２，４３ Ａ／Ｄコンバータ
２３ 移動局ＰＬＬ部
２４，４２ａ 移動局発振器
２５ ＬＰＦ
２６，４７ ＡＦＣＤ／Ａ
２７ 信号処理部
２８ 同期検出部
２９ 移動局データ処理部
３０ 積分器
３１ 周波数ズレ検出部
３２ 制御部
４４−１〜４４−３ フィンガ部
４４ａ−１〜４４ａ−３ 逆拡散部
４５ Ｒａｋｅ合成部
４６ ＡＦＣ部
【発明の属する技術分野】
本発明は携帯無線システム及びそれに用いる携帯無線装置並びにそれらに用いる周波数誤差推定方法に関し、特に携帯無線装置の自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）における周波数誤差推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）等を用いたシステムの携帯電話である携帯無線装置（移動局）においては、装置の内蔵発振器（移動局発振器）として、価格を低減するために安価で精度の落ちるものを用いることが多い。
【０００３】
そのため、移動局内では内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られてくる受信波を基準にして検出し、内蔵発振器にフィードバックすることによって、内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われている。
【０００４】
また、消費電力や回路規模を低減するためには、ＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）のような方法が適している。
【０００５】
特開平０８−３０７１５７号公報には、同相信号Ｉ（ｎ）とクワッドラチャ信号Ｑ（ｎ）とからラジアス値と位相値を決定する回路において、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを使用し、初期の同相信号とクワッドラチャ信号とに基づいて位相値とラジアス値とを繰り返し概算する方法が開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の携帯無線装置（移動局）において、装置の内蔵発振器は価格を低減するために安価で精度の落ちるものを用いることが多いので、自動周波数制御が必要である。このとき、周波数ズレの算出は以下のように行われる。
【０００７】
基地局において変調されたパイロット信号等の既知のデータを受信し、内蔵発振器から生成したタイミングで取り出した２つのシンボルの一方のシンボルに、もう一方のシンボルの複素共役を掛けた結果の位相は２つのシンボルの位相差であるが、その既知の信号の２つのシンボルが内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であるような信号である時、その算出した位相ズレを２つの信号のインターバルで割ることによって、内蔵発振器の周波数ズレの算出が行われる。
【０００８】
上述した従来の周波数誤差推定方法では、位相ズレの算出のｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算に、既存の方法であるＣＯＲＤＩＣを用いる場合、±π／２しか検出することができない。
【０００９】
無線移動体装置においては消費電力及び大きさを小さくすることが重要であるので、無線移動体装置においてＣＯＲＤＩＣ等の位相算出器を用いる場合に、ＣＯＲＤＩＣのタップ数を少なくするため、位相ズレの算出に誤差が出る。
【００１０】
この算出された位相ズレから周波数ズレを計算する際、位相ズレの検出に用いた２つのシンボルの位相差をインターバルで割ることから、シンボルのインターバルが長くなれば、位相検出誤差は一定でも、周波数検出誤差は小さくなる。
【００１１】
しかしながら、インターバルを最初から長くしていたのでは、周波数ズレが十分に大きく、位相ズレの絶対値がπより大きくなる場合に、正しく周波数ズレを検出することができない。
【００１２】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることができ、大きな周波数誤差に対応することができる携帯無線システム及びそれに用いる携帯無線装置並びにそれらに用いる周波数誤差推定方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明による携帯無線システムは、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムであって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを前記携帯無線装置に備えている。
【００１７】
本発明による携帯無線装置は、自装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線装置であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを備えている。
【００２０】
本発明による周波数誤差推定方法は、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムの周波数誤差推定方法であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出するステップと、その算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出するステップと、算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いる前記インターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行うステップとを前記携帯無線装置に備えている。
【００２２】
すなわち、本発明の周波数誤差推定方法は、価格を低減するために装置の内蔵発振器として安価で精度の落ちるものを用いることが多いため、移動局内では内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準にして検出し、内蔵発振器にフィードバックすることによって、内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われる携帯電話等の携帯無線装置（移動局）に用いられる。
【００２３】
この自動周波数制御における周波数ズレの算出は、基地局において変調されたパイロット信号等の既知のデータを受信し、内蔵発振器から生成したタイミングで取り出した２つのシンボルの一方のシンボルに、もう一方のシンボルの複素共役を掛けた結果の位相が２つのシンボルの位相差であるが、その既知の信号の２つのシンボルが内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であるような信号である時、その算出した位相ズレを２つの信号のインターバルで割ることによって内蔵発振器の周波数ズレを算出することで行われている。
【００２４】
このとき、位相ズレの算出のｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算に、既存の方法であるＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）を用いる場合、±π／２しか検出することができないが、本発明では簡単な回路または処理を付加するだけで、±πの範囲の算出を可能としている。
【００２５】
無線移動体装置においては消費電力及び大きさを小さくすることが重要であるが、無線移動体装置においてＣＯＲＤＩＣ等の位相算出器を用いる場合、ＣＯＲＤＩＣのタップ数を少なくするため、位相ズレの算出に誤差が出る。
【００２６】
この算出された位相ズレから周波数ズレを計算する際、位相ズレの検出に用いた２つのシンボルの位相差をインターバルで割ることから、シンボルのインターバルが長くなれば、位相検出誤差は一定でも、周波数検出誤差は小さくなる。
【００２７】
しかしながら、インターバルを最初から長くしていたのでは周波数ズレが十分に大きく、位相ズレの絶対値がπより大きくなる場合に、正しく周波数ズレを検出することができない。
【００２８】
そこで、自動周波数制御がそもそも持っている、フィードバックをかけることによって周波数ズレを小さくしてゆくという性質を利用し、周波数誤差が大きければ周波数誤差検出に用いる２つの信号のインターバルを短くし、周波数誤差が小さくなってくるとインターバルを長くするように制御することによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることが可能となり、大きな周波数誤差に対応することが可能となる。これによって、安価で低消費電力の装置を実現することが可能となる。尚、基地局の周波数精度は厳しい規格で規定されているので、複数の基地局間での周波数ずれは小さく、上記の制御に影響を与えるものではない。
【００２９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による携帯無線システムは基地局１と移動局２とから構成されている。
【００３０】
基地局１は基地局信号処理部１１と、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）コンバータ１２と、基地局無線部１３と、基地局ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）部１４と、安定度の高い基地局発振器１５と、基地局アンテナ１６とから構成されている。
【００３１】
移動局２は移動局アンテナ２０と、移動局無線部２１と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ２２と、移動局ＰＬＬ部２３と、移動局発振器２４と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）２５と、ＡＦＣＤ／Ａ２６と、信号処理部２７と、ＣＰＵ等で構成される制御部３２と、スピーカ等の出力部（図示せず）とから構成されている。
【００３２】
信号処理部２７はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やゲートアレイ、及びスタンダードセル等で構成され、同期検出部２８と、移動局データ処理部２９と、積分器３０と、周波数ズレ検出部３１とから構成されている。
【００３３】
基地局１において、信号１１１は基地局信号処理部１１で信号処理され、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたディジタル信号１１２はＤ／Ａコンバータ１２でアナログ信号１１３に変換された後、基地局無線部１３で直行変調及び回線周波数にアップコンバージョンされ（１１８）、基地局アンテナ１６から送信される。
【００３４】
この時、基地局信号処理部１１とＤ／Ａコンバータ１２と基地局無線部１３とで用いられるクロックは安定度の高い基地局発振器１５で発信した信号１１７を、各部のクロック周波数に合うように基地局ＰＬＬ部１４で周波数変換したクロック１１４，１１５，１１６である。
【００３５】
基地局アンテナ１６から送信された電波は移動局アンテナ２０で受信され、信号１２１として移動無線部２１に送られる。移動局無線部２１で回線周波数からのダウンコンバージョン及び直行復調されたＱＰＳＫアナログ信号１２２はＡ／Ｄコンバータ２２によってＱＰＳＫディジタル信号１２３に変換され、信号処理部２７の同期検出部２８に入力される。
【００３６】
移動局ＰＬＬ部２３は移動局発振器２４からの発信信号１２８を周波数変換し、クロック１２４，１２５，１２６，１２７を移動局無線部２１、Ａ／Ｄコンバータ２２、信号処理部２７、ＡＦＣＤ／Ａ２６にそれぞれ提供している。
【００３７】
同期検出部２８で検出された同期検出情報は制御線１３４によって制御部３２に送られた後、同期検出部２８をそのまま通過したＱＰＳＫディジタル信号１２３であるデータ１３６は移動局データ処理部２９に入力される。
【００３８】
移動局データ処理部２９は受信したデータ１３６をＱＰＳＫ復調し、音声やデータ等の信号を取り出して復号処理等を行い、出力部に信号１３２を渡す。また、移動局データ処理部２９は同期検出部２８からのデータ１３６（ＱＰＳＫディジタル信号）からＡＦＣで用いるための既知のＱＰＳＫ信号１３３を取り出して周波数ズレ検出部３１に渡す。
【００３９】
周波数ズレ検出部３１は既知のＱＰＳＫ信号１３３及び移動局発振器２４から移動局ＰＬＬ部２３を介して送られてくるクロック１２６を用いて移動局発振器２４の周波数ズレを検出し、周波数ズレ１３５を積分器３０に送る。
【００４０】
積分器３０はその都度算出された周波数ズレの値を積分し、ＡＦＣＤ／Ａ２６にディジタル信号１３１として渡す。このディジタル信号１３１がＡＦＣＤ／Ａ２６で変換されたアナログ信号１３０はＬＰＦ２５を通って移動局発振器２４のＡＦＣポートに周波数ズレ信号１２９として入力される。
【００４１】
移動局発振器２４はＡＦＣポートに入力された周波数ズレ信号１２９によって発信周波数を調節する。ここで、基地局発振器１５は移動局発振器２５に比べてより正確な周波数の信号を生成している。
【００４２】
図２は本発明の一実施例における伝送フォーマットを示す模式図である。この図２を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００４３】
図２（ａ）における受信した既知のＱＰＳＫ信号Ｄ１，Ｄ２，…は、基地局発振器１５で生成される発信信号に基づいて生成されるタイミングで作られており、その周波数は移動局発振器２４より正確である。
【００４４】
一方、ＡＦＣに用いるシンボルタイミング１，２は、移動局発振器２４で生成される発信信号に基づいて生成されるタイミングであるため、周波数ズレが生じている。この周波数ズレを算出する。ここでは、既知のＱＰＳＫ信号が移動局発振器２４の周波数と基地局発振器１５の周波数とが合っている時に、同一の値であるとする。
【００４５】
この時、移動局発振器２４から生成されるＡＦＣに用いるシンボルタイミング１［図２（ａ）参照］で取り出した２つのシンボルに、一方のシンボルにもう一方のシンボルの複素共役を掛けたベクトル（ｃｏｎｊＩ１，ｃｏｎｊＱ１）は、図２（ｄ）のようになり、その位相は２つのシンボルの位相差となり、図２（ｂ）のΔθの値である。このΔθは周波数ズレΔｆが２つのシンボルのインターバルＴの間に生じさせた位相ズレである。
【００４６】
したがって、図２（ａ）のＡＦＣに用いるシンボルタイミング２ではインターバルがＴ＊２であるため、現れる位相ズレもΔθ＊２となる［図２（ｃ）及び図２（ｅ）参照］。よって、周波数ズレΔｆは、
【００４７】
図３は本発明の一実施例における信号処理を示すフローチャートである。この図３を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。ここで、図３に示す信号処理は（１）式におけるｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算にＣＯＲＤＩＣを用い、かつ±（π／２）ｒｏｔａｔｅ（位相回転、π＝１８０度）を用いることによって、±πの範囲でｔａｎ-1の計算を可能にした例を示している。
【００４８】
入力信号ｃｏｎｊＩ，ｃｏｎｇＱを計算に用いるＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑに代入し、タップ（ｔａｐ）数のカウントに用いる変数ｋ及び位相の計算に用いるｐｈａｓｅの値を初期化し、ｂｏｒｄｅｒの値にｓｉｎ（Ｓ［ｔａｐ数］）をセットする（図３ステップＳ１）。この時、Ｓ［ｋ］＝ｔａｎ−１（２−ｋ）であり、タップ数は予め定めた値である。
【００４９】
次に、ＣＯＲＤＩＣｉが負の数の場合（ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０）（図３ステップＳ２）には、計算したい位相の絶対値はπ／２以上であるから、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値か負の値かを調べる（図３ステップＳ３）。
【００５０】
ＣＯＲＤＩＣｑが正の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を−（π／２）回転し、ｐｈａｓｅに＋（π／２）を代入する（図３ステップＳ５）。ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を＋（π／２）回転し、ｐｈａｓｅに−（π／２）を代入する（図３ステップＳ４）。
【００５１】
このとき、位相の−（π／２）回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ ……（２）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１．０ ……（３）
という簡単な式で実現することができる。
【００５２】
また、位相の＋（π／２）回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１．０ ……（４）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ ……（５）
という簡単な式で実現することができる。
【００５３】
これらの式はＣＯＲＤＩＣｉ、ＣＯＲＤＩＣｑの信号を入れ替えて符号を反転するだけであるから、きわめて簡単なハードウェアで実現することができることが分かる。
【００５４】
その後、ＣＯＲＤＩＣの方法に基づいて、約±（π／２）の範囲内の位相の計算を行うことによって、結果として、約±πの位相のｔａｎ−１の計算を実現する。ＣＯＲＤＩＣの方法は、
【数１】
Ｄｋ ＝−１ ［Ｉｏｕｔ，ｋ ≧０］ ……（７）
ｐｈａｓｅ＝−１＊ΣＤｋ ＊θｋ ……（８）
という式で表される。ここで、（８）式のΣはｋ＝１〜ｔａｐの総和である。これらの（６）式〜（８）式で表される処理は図３のステップＳ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の処理である。
【００５５】
（６）式〜（８）式で表される処理動作を説明すると、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）（図３ステップＳ７）には、信号の位相を−［２−ｋ＊（π／４）］回転し、ｐｈａｓｅに［２−ｋ＊（π／４）］を加える（図３ステップＳ８）。
【００５６】
ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）（図３ステップＳ７）には、信号の位相を＋［２−ｋ＊（π／４）］回転し、ｐｈａｓｅに−［２−ｋ＊（π／４）］を加える（図３ステップＳ９）。それをタップ数回繰り返す（図３ステップＳ６〜Ｓ１０）ことによって、約±（π／２）の範囲内の位相のｔａｎ−１の計算を行うことができる。
【００５７】
また、ＣＯＲＤＩＣｑの絶対値が、ｂｏｒｄｅｒの値より小さい場合、予め定めたタップ回数によって得られる誤差をすでに満たしているため、計算を途中でうち切ってｐｈａｓｅの値を出力する（図３ステップＳ１０）。
【００５８】
これはよけいな計算を省いて消費電力を削減するための工夫である。この時、算出されたｐｈａｓｅの値は（１）式における位相ズレΔθの値となる（Δθ＝ｐｈａｓｅ）（図３ステップＳ１１）。
【００５９】
図４は本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。この図４を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００６０】
ＡＦＣ動作開始時には、通常、移動局２の電源ＯＮ時である。移動局発振器２４は温度特性経年劣化等の影響で周波数がズレている。移動局２の制御部３２は最初にＩｎｔｅｒｖａｌ（図２に示すインターバルＴ）の値に、予め定めたインターバルの最小値ＴＭＩＮ を設定する（図４ステップＳ２１）。この最小値ＴＭＩＮは無線システムのシンボルレート等で決まる。
【００６１】
これは周波数ズレ算出の際に用いるｔａｎ−１の計算が、±πの範囲内しか計算できないため、（１）式より算出しようとする周波数ズレΔｆが−（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）＜Δｆ＜（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）［Ｈｚ］の範囲外になる場合、位相ズレΔθが−π＜Δθ＜πの範囲外となり、誤って周波数ズレΔｆを算出してしまうことを避けるため、最も周波数ズレΔｆが大きいと考えられるＡＦＣ動作開始時に、Ｉｎｔｅｒｖａｌとして最も小さい値を設定する。
【００６２】
次に、位相ズレ（Δθ）検出を行う。これは、上述した図２及び図３と（１）式とに示す方法を用いる。つまり、受信した既知のＱＰＳＫ信号を移動局発振器２４から生成したクロックで、Ｉｎｔｅｒｖａｌの区間あけて取り出した２つのシンボルの片方を複素共役にして掛け合わせ（図２参照）、掛け合わせた信号の位相をＣＯＲＤＩＣを用いて算出し（図３参照）、更に（１）式によって周波数ズレΔｆを計算する。
【００６３】
その後、積分器３０を通して移動局発振器２４にＡＦＣを掛ける（図４ステップＳ２２）。算出した位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］より小さいかどうかを検出する（｜Δθ｜＜（π／２）−α）（図４ステップＳ２３）。
【００６４】
この時、αはＩｎｔｅｒｖａｌを２倍にしても、次に検出される位相ズレΔθの値が±πの範囲を出ることがないように、周波数ズレΔｆの値の変動を加味して予め定めたマージンである。
【００６５】
位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］より小さくかつＩｎｔｅｒｖａｌの値が予め定めたＩｎｔｅｒｖａｌの最大値であるＴＭＡＸ でない場合（図４ステップＳ２４）には、２を掛けてＩｎｔｅｒｖａｌを広げる（図４ステップＳ２５）。この最大値ＴＭＡＸ の値は電波の伝搬路の状態等によってＩｎｔｅｒｖａｌを大きくしすぎると、周波数検出を誤る場合があることを加味して決められるものである。
【００６６】
位相ズレΔθの絶対値が［（π／２）−α］以上の場合には、更にπ−βより大きく（｜Δθ｜＞π−β）（図４ステップＳ２６）、かつＩｎｔｅｒｖａｌの値が最小値ＴＭＩＮ でない場合（図４ステップＳ２７）、Ｉｎｔｅｒｖａｌの値を半分にする（図４ステップＳ２８）。この時、βは位相の算出において±πの範囲内でしか正しい計算ができないため、入力された位相がπより大きい値であって、今計算している位相ズレΔθの値の絶対値が誤った計算によって得られる可能性を判定するために、予め定めたマージンである。
【００６７】
この動作を繰り返すことによって、ＡＦＣ開始時にまだ移動局発振器２４の周波数ズレΔｆが大きい時から、ＡＦＣ動作によって周波数ズレΔｆが減ってきた場合に合わせて、Ｉｎｔｅｒｖａｌを大きくしてゆくことができる。
【００６８】
図３に示すＣＯＲＤＩＣによって生じる位相ズレΔθの算出時の量子化誤差の絶対値の最大は、［２−ｔａｐ＊（π／４）］と考えられる（ｔａｐ＝ｔａｐ数）。移動局２においては消費電力削減のためにタップ数を減らしたいが、タップ数を減らすと量子化誤差が増えることになる。
【００６９】
しかしながら、（１）式から周波数ズレΔｆは、
Δｆ＝Δθ／２π＊Ｉｎｔｅｒｖａｌ
であるから、位相ズレΔθの量子化誤差の周波数ズレΔｆに対する影響もまた、Ｉｎｔｅｒｖａｌを大きくすることによって、減らせることが分かる。
【００７０】
上述したように、本発明の一実施例によって、少ないタップ数で、大きい周波数ズレΔｆに対応することができ、かつ精度の良いＡＦＣをかけることができる。
【００７１】
図５は本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。この図５を参照して本発明の一実施例の制御動作について説明する。
【００７２】
ＡＦＣ動作開始時には、通常、移動局２の電源ＯＮ時である。移動局発振器２４は温度特性軽年劣化等の影響で周波数がズレている。移動局２の制御部３２は最初にＩｎｔｅｒｖａｌ（図２に示すインターバルＴ）の値に、予め定めたインターバルの最小値ＴＭＩＮ を設定する。この最小値ＴＭＩＮ は無線システムのシンボルレート等で決まる。
【００７３】
これは周波数ズレ（Δｆ）算出の際に用いるｔａｎ−１の計算が±πの範囲内しか計算できないため、算出しようとする周波数ズレΔｆが−（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）＜Δｆ＜（１／２＊ｉｎｔｅｒｖａｌ）［Ｈｚ］の範囲外になると、誤って周波数ズレΔｆを算出してしまうことを避けるため、最も周波数ズレΔｆが大きいと考えられるＡＦＣ動作開始時に、Ｉｎｔｅｒｖａｌとして最も小さい値ＴＭＩＮ を設定する。
【００７４】
さらに、同期はずれ回数カウントに用いる変数ｉを初期化し、積分器３０の値をリセットする（図５ステップＳ３１）。積分器３０の出力ｆＡＦＣ ＝ΣΔｆ（Δｆは周波数ズレ検出部３１の出力）であるので、ここではｆＡＦＣ ＝０とする。
【００７５】
次に、周波数ズレ（Δｆ）検出を行う。これは、上述した図２と図３と図４と（１）式とで示す方法を用いる。つまり、受信した既知のＱＰＳＫ信号を移動局発振器２４から生成したクロックで、Ｉｎｔｅｒｖａｌの区間あけて取り出した２つのシンボルの片方を複素共役にして掛け合わせ（図２参照）、掛け合わせた信号の位相をＣＯＲＤＩＣを用いて算出し（図３参照）、更に（１）式によって周波数に変換する。
【００７６】
その後、周波数ズレ（Δｆ）を算出して出力し、積分器３０を通して移動局発信器２４にＡＦＣ信号として加えることによってＡＦＣを掛ける（図５ステップＳ３２）。
【００７７】
次に、同期はずれかどうかを検出する（図５ステップＳ３３）。これは同期検出部２８において受信信号を復号することができない、もしくはｐｉｌｏｔ等の既知データを検出することができない、または電力レベルが一定値に達しない等によって判断され、制御部３２及び周波数ズレ検出部３１に伝えられる。
【００７８】
同期はずれの場合、制御部３２は図示せぬタイマをかけて時間をおき（図ステップＳ３４）、再度Ｉｎｔｅｒｖａｌ及び変数ｉ及び積分器３０の値を初期化して（図５ステップＳ３１）、上記の動作を続行する。
【００７９】
同期はずれでない場合、次に算出した周波数ズレΔｆの値が、予め定めた値ｆｔｈより小さいかどうかを判断し（Δｆ＜ｆｔｈ）（図５ステップＳ３５）、小さくない場合には変数ｉに０をセットし（図５ステップＳ３８）、再び周波数ズレΔｆを検出する。
【００８０】
小さい場合には、変数ｉに１を加算し（ｉ＝ｉ＋１）（図５ステップＳ３６）、変数ｉの値が予め定めた値ｃｏｕｎｔと等しいかどうかを判断し、値が等しく（図５ステップＳ３７）、かつＩｎｔｅｒｖａｌの値が予め定めた最大値ＴＭＡＸ でない場合（図５ステップＳ３９）、Ｉｎｔｅｒｖａｌの値に予め定めたΔＴの値を加えてＩｎｔｅｒｖａｌを広げ、変数ｉの値を０にセットする（図５ステップＳ４０）。
【００８１】
この最大値ＴＭＡＸ の値は電波の伝搬路の状態等によってＩｎｔｅｒｖａｌを大きくしすぎると、周波数検出を誤る場合があることを加味して決められるものである。
【００８２】
これらの動作によって周波数ズレΔｆが安定してくると、Ｉｎｔｅｒｖａｌを広げて精度を得、同期がはずれるとＩｎｔｅｒｖａｌを広げて、広範囲の周波数ズレΔｆに対応することができる。
【００８３】
このように、位相ズレΔθの算出のｔａｎ−１の計算に既存の方法であるＣＯＲＤＩＣを用いる場合、簡単な回路または処理を付加するだけで、±πの範囲の算出を行うことができる。
【００８４】
また、ＡＦＣがそもそも、フィードバックを掛けることによって、周波数ズレΔｆを小さくしてゆくという性質を利用し、周波数誤差が大きい場合に周波数誤差検出に用いる２つの信号のインターバルを短くし、周波数誤差が小さくなってくるとインターバルを長くするように制御することによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差が小さく、大きな周波数誤差に対応することができる。尚、基地局１の周波数精度は厳しい規格で規定されているので、複数の基地局間での周波数ずれは小さく、上記の制御に影響を与えるものではない。
【００８５】
図６は本発明の他の実施例における信号処理を示すフローチャートである。この図６を参照して本発明の他の実施例の動作について説明する。ここで、図６に示す信号処理は（１）式におけるｔａｎ-1（ＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ：逆正接）の計算にＣＯＲＤＩＣを用い、かつ±πｒｏｔａｔｅ（位相回転、π＝１８０度）を用いることによって、±πの範囲でｔａｎ-1の計算を可能にした例を示している。
【００８６】
入力信号ｃｏｎｊＩ，ｃｏｎｇＱを計算に用いるＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑに代入し、タップ（ｔａｐ）数のカウントに用いる変数ｋ及び位相の計算に用いるｐｈａｓｅの値を初期化し、ｂｏｒｄｅｒの値にｓｉｎ（Ｓ［ｔａｐ数］）をセットする（図６ステップＳ４１）。この時、Ｓ［ｋ］＝ｔａｎ−１（２−ｋ）であり、タップ数は予め定めた値である。
【００８７】
次に、ＣＯＲＤＩＣｉが負の数の場合（ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０）（図６ステップＳ４２）には、計算したい位相の絶対値はπ／２以上であるから、ＣＯＲＤＩＣｑが正の値か負の値かを調べる（図６ステップＳ４３）。
【００８８】
ＣＯＲＤＩＣｑが正の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を−π回転し、ｐｈａｓｅに＋πを代入する（図６ステップＳ４５）。ＣＯＲＤＩＣｑが負の場合（ＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０）には、（ＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑ）で示される信号の位相を＋π回転し、ｐｈａｓｅに−πを代入する（図６ステップＳ４４）。
【００８９】
このとき、位相の−π回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１ ……（９）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１ ……（１０）
という簡単な式で実現することができる。
【００９０】
また、位相の＋π回転は、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１ ……（１１）
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１ ……（１２）
という簡単な式で実現することができる。
【００９１】
これらの式はＣＯＲＤＩＣｉ、ＣＯＲＤＩＣｑの信号の符号を反転するだけであるから、きわめて簡単なハードウェアで実現することができることが分かる。その後のステップＳ４６からステップＳ５１の処理動作は上述した本発明の一実施例によるステップＳ６からステップＳ１１の処理動作と同様であるので、その説明については省略する。
【００９２】
図７は本発明の別の実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。図７において、本発明の別の実施例による携帯無線システムは複数の基地局３−１〜３−３と移動局４とから構成され、移動局４が複数の基地局３−１〜３−３各々のセル内をゆっくりと移動する場合に対応させるためのものである。
【００９３】
基地局３−１〜３−３は上述した図１に示す本発明の一実施例による基地局１と同様の構成となっているので、その構成及び動作についての説明は省略する。移動局４は移動局アンテナ４１と、移動局無線部４２と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ４３と、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……と、Ｒａｋｅ合成部４５と、ＡＦＣ部４６と、ＡＦＣＤ／Ａ４７とから構成されている。
【００９４】
移動局無線部４２は移動局発振器４２ａを備えている。フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……はそれぞれ逆拡散部４４ａ−１，４４ａ−２，４４ａ−３，……と、図示せぬパワー計算部とを備え、パワー計算部で計算されたパワー値を基にその出力にそれぞれ重み付けを行っている。
【００９５】
基地局３−１〜３−３各々のアンテナから送信された電波は移動局アンテナ４１で受信され、その信号が移動局無線部４２に送られる。移動局無線部４２で回線周波数からのダウンコンバージョン及び直行復調されたＱＰＳＫアナログ信号はＡ／Ｄコンバータ４３によってＱＰＳＫディジタル信号に変換され、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……に入力される。
【００９６】
フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……は各々のタイミングで受信した信号を逆拡散部４４ａ−１，４４ａ−２，４４ａ−３，……で逆拡散してＲａｋｅ合成部４５に出力される。その際、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……からＲａｋｅ合成部４５への信号は各々パワー計算部で計算されたパワー値に応じて重み付けされている。つまり、フィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……からＲａｋｅ合成部４５への信号は基地局３−１〜３−３毎に重み付けされている。
【００９７】
Ｒａｋｅ合成部４５はフィンガ部４４−１，４４−２，４４−３，……各々の信号を合成して図示せぬデータ処理部とＡＦＣ部４６とに出力される。ＡＦＣ部４６は上述した本発明の一実施例と同様に、位相ズレΔθの算出のｔａｎ−１の計算にＣＯＲＤＩＣを用いたＡＦＣを行い、ＡＦＣＤ／Ａ４７はＡＦＣ部４６からのディジタル信号をアナログ信号に変換し、移動局発振器４２ａのＡＦＣポートに周波数ズレ信号として出力する。
【００９８】
移動局発振器４２ａはＡＦＣポートに入力された周波数ズレ信号によって発信周波数を調節する。ここで、基地局発振器は移動局発振器４２ａに比べてより正確な周波数の信号を生成している。これによって、上記の効果のほかに、移動局４が複数の基地局３−１〜３−３各々のセル内をゆっくりと移動する場合でも、基地局３−１〜３−３各々の周波数にあわせて対応させることができる。
【００９９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ周波数ズレを内蔵発振器にフィードバックすることで内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムにおいて、内蔵発振器で生成したタイミングを基に基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出し、その算出された位相差を２つのシンボルのインターバルで割ることで内蔵発振器の周波数ズレを算出し、算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時にインターバルを広げかつ当該位相差が設定値より大きい時にインターバルを縮める制御を行うことによって、少ないタップ数でかつ周波数誤差を小さくすることができ、大きな周波数誤差に対応することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例における伝送フォーマットを示す模式図である。
【図３】本発明の一実施例における信号処理を示すフローチャートである。
【図４】本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。
【図５】本発明の一実施例における制御を示すフローチャートである。
【図６】本発明の他の実施例における信号処理を示すフローチャートである。
【図７】本発明の別の実施例による携帯無線システムの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，３−１〜３−３ 基地局
２，４ 移動局
１１ 基地局信号処理部
１２ Ｄ／Ａコンバータ
１３ 基地局無線部
１４ 基地局ＰＬＬ部
１５ 基地局発振器
１６ 基地局アンテナ
２０，４１ 移動局アンテナ
２１，４２ 移動局無線部
２２，４３ Ａ／Ｄコンバータ
２３ 移動局ＰＬＬ部
２４，４２ａ 移動局発振器
２５ ＬＰＦ
２６，４７ ＡＦＣＤ／Ａ
２７ 信号処理部
２８ 同期検出部
２９ 移動局データ処理部
３０ 積分器
３１ 周波数ズレ検出部
３２ 制御部
４４−１〜４４−３ フィンガ部
４４ａ−１〜４４ａ−３ 逆拡散部
４５ Ｒａｋｅ合成部
４６ ＡＦＣ部
Claims (21)
- 携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムであって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを前記携帯無線装置に有することを特徴とする携帯無線システム。 - 携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムであって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記周波数ズレ算出手段で算出された周波数ズレが予め定めた設定値より大きい時に周波数ズレ検出に用いる２つのシンボルのインターバルを短くするように制御しかつ当該制御によって前記周波数ズレが前記設定値より小さくなってきた時に前記周波数ズレ検出に用いる２つのシンボルのインターバルを長くするように制御する制御手段とを前記携帯無線装置に有することを特徴とする携帯無線システム。 - 前記２つのシンボルは、前記内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であり、
前記算出手段は、前記２つのシンボルのうちの一方のシンボルにもう一方のシンボルの複素共役を掛けることで前記２つのシンボルの位相差を算出するよう構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載の携帯無線システム。 - 前記周波数ズレ算出手段は、ＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ）を用いて逆正接の計算をする際に±πの範囲の計算を行うようにしたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか記載の携帯無線システム。
- 前記周波数ズレ算出手段は、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１．０
ｐｈａｓｅ＝π／２
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１．０
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ
ｐｈａｓｅ＝−（π／２）
とする処理を行うよう構成したことを特徴とする請求項４記載の携帯無線システム。 - 前記周波数ズレ算出手段は、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝π
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝−π
とする処理を行うよう構成したことを特徴とする請求項４記載の携帯無線システム。 - 前記制御手段は、前記携帯無線装置が少なくとも復号の失敗やパイロットの未検出、及び電力が一定レベルに達さないことから同期はずれを検出した時に前記インターバルを予め定めた最小値に設定するよう制御することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか記載の携帯無線システム。
- 自装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線装置であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記算出手段で算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に前記周波数ズレ算出手段による次回の算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行う制御手段とを有することを特徴とする携帯無線装置。 - 自装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線装置であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出する算出手段と、前記算出手段で算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出する周波数ズレ算出手段と、前記周波数ズレ算出手段で算出された周波数ズレが予め定めた設定値より大きい時に周波数ズレ検出に用いる２つのシンボルのインターバルを短くするように制御しかつ当該制御によって前記周波数ズレが前記設定値より小さくなってきた時に前記周波数ズレ検出に用いる２つのシンボルのインターバルを長くするように制御する制御手段とを有することを特徴とする携帯無線装置。 - 前記２つのシンボルは、前記内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であり、
前記算出手段は、前記２つのシンボルのうちの一方のシンボルにもう一方のシンボルの複素共役を掛けることで前記２つのシンボルの位相差を算出するよう構成したことを特徴とする請求項８または請求項９記載の携帯無線装置。 - 前記周波数ズレ算出手段は、ＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ）を用いて逆正接の計算をする際に±πの範囲の計算を行うようにしたことを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれか記載の携帯無線装置。
- 前記周波数ズレ算出手段は、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１．０
ｐｈａｓｅ＝π／２
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１．０
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ
ｐｈａｓｅ＝−（π／２）
とする処理を行うよう構成したことを特徴とする請求項１１記載の携帯無線装置。 - 前記周波数ズレ算出手段は、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝π
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝−π
とする処理を行うよう構成したことを特徴とする請求項１１記載の携帯無線装置。 - 前記制御手段は、少なくとも復号の失敗やパイロットの未検出、及び電力が一定レベルに達さないことから同期はずれを検出した時に前記インターバルを予め定めた最小値に設定するよう制御することを特徴とする請求項８から請求項１３のいずれか記載の携帯無線装置。
- 携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムの周波数誤差推定方法であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出するステップと、その算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出するステップと、算出された位相差が予め定めた設定値より小さい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いる前記インターバルを広げかつ当該位相差が前記設定値より大きい時に次回の前記周波数ズレの算出処理で用いるインターバルを縮める制御を行うステップとを前記携帯無線装置に有することを特徴とする周波数誤差推定方法。 - 携帯無線装置の内蔵発振器の周波数ズレをより周波数精度の高い基地局から送られた受信波を基準に検出しかつ前記周波数ズレを前記内蔵発振器にフィードバックすることで前記内蔵発振器の周波数を合わせる自動周波数制御を用いる携帯無線システムの周波数誤差推定方法であって、
前記内蔵発振器で生成したタイミングを基に前記基地局で変調された既知データから取り出した２つのシンボルの位相差を算出するステップと、その算出された位相差を前記２つのシンボルのインターバルで割ることで前記内蔵発振器の周波数ズレを算出するステップと、算出された周波数ズレが予め定めた設定値より大きい時に周波数ズレ検出に用いる ２つのシンボルのインターバルを短くするように制御しかつ当該制御によって前記周波数ズレが前記設定値より小さくなってきた時に前記周波数ズレ検出に用いる２つのシンボルのインターバルを長くするように制御するステップとを前記携帯無線装置に有することを特徴とする周波数誤差推定方法。 - 前記２つのシンボルは、前記内蔵発振器の周波数が正しい場合に同一の位相であり、
前記２つのシンボルの位相差を算出するステップは、前記２つのシンボルのうちの一方のシンボルにもう一方のシンボルの複素共役を掛けることで前記２つのシンボルの位相差を算出するようにしたことを特徴とする請求項１５または請求項１６記載の周波数誤差推定方法。 - 前記周波数ズレを算出するステップは、ＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ）を用いて逆正接の計算をする際に±πの範囲の計算を行うようにしたことを特徴とする請求項１５から請求項１７のいずれか記載の周波数誤差推定方法。
- 前記周波数ズレを算出するステップは、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１．０
ｐｈａｓｅ＝π／２
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１．０
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｉ
ｐｈａｓｅ＝−（π／２）
とする処理を行うようにしたことを特徴とする請求項１８記載の周波数誤差推定方法。 - 前記周波数ズレを算出するステップは、位相を計算する信号のＩ，Ｑ成分を代入して前記ＣＯＲＤＩＣの計算に用いる変数をＣＯＲＤＩＣｉ，ＣＯＲＤＩＣｑとし、前記ＣＯＲＤＩＣの計算においてタップ毎に角度を足していって最終的に角度を出力する変数をｐｈａｓｅとした場合、前記ＣＯＲＤＩＣの前段において、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＞０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝π
とし、
ＣＯＲＤＩＣｉ＜０．０かつＣＯＲＤＩＣｑ＜０．０の時に、
ＣＯＲＤＩＣｉ＝ＣＯＲＤＩＣｉ＊−１
ＣＯＲＤＩＣｑ＝ＣＯＲＤＩＣｑ＊−１
ｐｈａｓｅ＝−π
とする処理を行うようにしたことを特徴とする請求項１８記載の周波数誤差推定方法。 - 前記インターバルの制御を行うステップは、前記携帯無線装置が少なくとも復号の失敗やパイロットの未検出、及び電力が一定レベルに達さないことから同期はずれを検出した時に前記インターバルを予め定めた最小値に設定するよう制御することを特徴とする請求項１５から請求項２０のいずれか記載の周波数誤差推定方法。
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