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Bereich der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine tragbare Funkvorrichtung
und ein Verfahren zur Vorhersage des Frequenzfehlers, das dafür verwendet
werden soll. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren
der Vorhersage des Frequenzfehlers bei einer automatischen Frequenzsteuerung (AFC)
einer tragbaren Funkvorrichtung.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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Bei
einer tragbaren Funkvorrichtung (Mobilstation), wie zum Beispiel
einem tragbaren Telefon oder einem Mobiltelefon eines Systems, das
QPSK (Vierphasenumtastung) oder WCDMA (Breitbandcodeteilung mit Mehrfachzugriff)
verwendet, werden als ein interner Oszillator (Oszillator der Mobilstation)
der Vorrichtung häufig
Oszillatoren verwendet, die preiswert sind und die eine niedrige
Genauigkeit aufweisen, um die Kosten abzusenken.
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Daher
wird bei der Mobilstation eine Frequenzverschiebung des internen
Oszillators hinsichtlich eines Empfangssignals, das von einer Basisstation
mit hoher Frequenzgenauigkeit gesendet wurde, erfasst, um den internen
Oszillator rückzukoppeln,
um eine automatische Frequenzsteuerung (AFC) durchzuführen, die
auf eine Frequenz des internen Oszillators angepasst ist.
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Um
die Leistungsaufnahme und die Abmessungen der Schaltung zu verringern,
ist andererseits ein Verfahren, wie zum Beispiel CORDIC (digitale
Berechnung der Koordinatenrotation), geeignet.
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In
der japanischen Offenlegungsschrift Nr. Heisei 8-307157 ist ein
Verfahren offenbart, um wiederholt einen Phasenwert und einen Radiuswert
basierend auf einem Anfangseingangssignal und einem Anfangsquadratursignal
einzuschätzen,
indem ein CORDIC-Algorithmus
in einer Schaltung verwendet wird, der den Radiuswert und den Phasenwert
aus dem Eingangsphasensignal I(n) und dem Quadratursignal Q(n) bestimmt.
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Bei
dieser tragbaren Funkvorrichtung (Mobilstation) wird häufig ein
Oszillator, der preiswert ist und der eine niedrige Genauigkeit
aufweist, als ein interner Oszillator in der Vorrichtung verwendet,
um die Kosten abzusenken. Daher ist eine automatische Frequenzsteuerung
erforderlich. Zu dieser Zeit wird die Frequenzverschiebung auf die
folgende Weise gewonnen.
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Die
Phase, die durch Multiplizieren von einem von zwei Symbolen, die
bei einem Erzeugungstakt des internen Oszillators erhalten wurden,
indem bekannte Daten wie zum Beispiel ein moduliertes Pilotsignal
oder dergleichen in einer Basisstation empfangen werden, mit einem
konjugiert Komplexen des anderen Symbols gewonnen wird, stellt die
Phasendifferenz der zwei Symbole dar. Für den Fall des Signals, bei
dem die zwei Symbole des bekannten Signals die gleiche Phase aufweisen,
wenn die Frequenz des internen Oszillators korrekt ist, wird die
gewonnene Phasenverschiebung durch das Intervall der zwei Signale
geteilt, um die Phasenverschiebung des internen Oszillators zu gewinnen.
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Wenn
CORDIC als ein bekanntes Verfahren bei der Berechnung von tan-1 (Arcus tangens) der gewonnenen Phasenverschiebung
verwendet wird, kann bei dem herkömmlichen Verfahren der Vorhersage
des Frequenzfehlers nur ± π/2 erfasst
werden.
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Bei
der mobilen Funkvorrichtung ist es wichtig, die Leistungsaufnahme
und die Größe zu verringern. Wenn
ein Phasenkalkulator, wie zum Beispiel CORDIC oder dergleichen bei
der mobilen Funkvorrichtung verwendet wird, wird die Abgriffzahl
von CORDIC verringert und ein Fehler kann bei der Gewinnung der
Phasenverschiebung bewirkt werden.
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Nachdem
die Frequenzverschiebung aus der gewonnenen Phasenverschiebung berechnet
wurde, wird die Phasendifferenz der zwei Symbole, die für die Erfassung
der Phasenverschiebung verwendet wurden, durch das Intervall geteilt.
Wenn das Intervall der Symbole lang wird, wird demzufolge der Erfassungsfehler der
Frequenz kleiner, selbst wenn der Erfassungsfehler der Phase konstant
bleibt.
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Wenn
allerdings der Frequenzfehler hinreichend groß ist, und der Absolutwert
der Phasenverschiebung größer als π wird, kann
ein korrekter Frequenzfehler nicht erfasst werden, wenn das Intervall
anfangs lang eingestellt wurde.
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EP-0
507 401-A offenbart einen Funkempfänger nach dem Oberbegriff des
unabhängigen
Anspruchs 1. EP-0 481 543-A offenbart eine Filteranordnung. Die
Ausgabe von einer KOordinatenrotation durch ein DIgitalcomputerphasenerfassungssystem
weist bei jedem Schritt von ihrem iterativen Verfahren ein Signal,
das eine Kennzahl der Iteration darstellt, und ein Polarisationssignal
auf. Diese Signale werden verwendet, um ein Paar von Nur-Lese-Speichern
zu adressieren, die jeweils sowohl positive als auch negative Werte
der Winkelverschiebung für
jeden iterativen Schritt enthalten, die mit einem Koeffizienten
des Filterabgriffs vormultipliziert wurden.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist ausgearbeitet worden, um diese Aufgabe
zu lösen.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine tragbare
Funkvorrichtung und ein Verfahren der Vorhersage des Frequenzfehlers
bereitzustellen, das auf einen großen Frequenzfehler angepasst
werden kann, indem die Abgriffzahl und der Frequenzfehler verkleinert
werden.
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Nach
dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet das
tragbare Funksystem eine automatische Frequenzsteuerung, um eine
Frequenzverschiebung des internen Oszillators der tragbaren Funkvorrichtung
unter Bezug auf ein empfangenes Signal zu erfassen, das von einer
Basisstation mit einer höheren
Genauigkeit der Frequenz gesendet wurde, und um die Frequenz des
internen Oszillators anzupassen, indem die Frequenzverschiebung
an den internen Oszillator rückgekoppelt
wird, wobei eine digitale Berechnung der Koordinatenrotation (CORDIC)
für die
Berechnung des Arcustangens bei der automatischen Frequenzsteuerung
verwendet wird.
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Nach
dem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung verwendet das tragbare Funksystem
eine automatische Frequenzsteuerung, um eine Frequenzverschiebung
eines internen Oszillators einer tragbaren Funkvorrichtung unter
Bezug auf ein empfangenes Signal zu erfassen, das von einer Basisstation
mit einer höheren Genauigkeit
der Frequenz gesendet wurde, und um die Frequenz des internen Oszillators
anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen Oszillator
rückgekoppelt
wird, wobei die tragbare Funkvorrichtung aufweist:
Berechnungsmittel,
um eine Phasendifferenz von zwei Symbolen, die aus bekannten Daten
genommen wurden, die von der Basisstation moduliert wurden, basierend
auf Takten zu berechnen, die von dem internen Oszillator erzeugt
wurden;
ein Berechnungsmittel der Frequenzverschiebung, um
eine Frequenzverschiebung des internen Oszillators zu berechnen,
indem die Phasendifferenz, die durch die Berechnungsmittel gewonnen
wurde, durch ein Intervall der zwei Symbole geteilt wird; und
ein
Steuermittel, um das Intervall zu verbreitern, wenn die Phasendifferenz,
die von dem Berechnungsmittel erhalten wurde, kleiner als ein vorbestimmter
Einstellwert ist, und um das Intervall zu verengern, wenn die Phasendifferenz
größer als
der Einstellwert ist.
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Nach
dem dritten Gesichtspunkt der Erfindung verwendet das tragbare Funksystem
eine automatische Frequenzsteuerung, um eine Frequenzverschiebung
eines internen Oszillators einer tragbaren Funkvorrichtung unter
Bezug auf ein empfangenes Signal zu erfassen, das von einer Basisstation
mit einer höheren
Genauigkeit der Frequenz gesendet wurde, und um die Frequenz des
internen Oszillators anzupassen, indem die Frequenzverschiebung
an den internen Oszillator rückgeführt wird,
wobei die tragbare Funkvorrichtung aufweist:
ein Berechnungsmittel,
um eine Phasendifferenz von zwei Symbolen zu berechnen, die aus
bekannten Daten erhalten wurden, die von der Basisstation basierend
auf einer Taktgebung moduliert wurden, die von dem internen Oszillator
erzeugt wurde;
ein Berechnungsmittel der Frequenzverschiebung,
um die Frequenzverschiebung des internen Oszillators zu berechnen,
indem die Phasendifferenz, die von dem Berechnungsmittel erhalten
wurde, durch ein Intervall der zwei Symbole geteilt wird; und
ein
Steuerungsmittel, um das Intervall zu verbreitern, wenn die Phasendifferenz,
die von dem Berechnungsmittel erhalten wurde, kleiner als ein vorbestimmter
Einstellwert ist, und um das Intervall zu verengern, wenn die Phasendifferenz
größer als
der Einstellwert ist.
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Dieses
tragbare Funksystem ist vorzugsweise so ausgestaltet, dass die zwei
Symbole die gleiche Phase aufweisen, wenn die Frequenz des internen
Oszillators korrekt ist, und dass
das Berechnungsmittel die
Phasendifferenz der zwei Symbole erhält, indem das eine der zwei
Symbole mit dem konjugiert Komplexen des anderen Symbols multipliziert
wird. Nachdem mit der digitalen Berechnung der Koordinatenrotation
der Arcus tangens be rechnet wurde, kann in der Praxis das Berechnungsmittel
der Frequenzverschiebung eine Berechnung innerhalb eines Bereichs
von ± π durchführen. Nachdem
die Berechnung der Frequenzverschiebung durchgeführt wurde, werden auch die
Parameter CORDICi und CORDICq gewonnen, indem eine Berechnung der
digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet wird,
indem für
das Signal, das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen
und Q-Anteilen ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen
Berechnung der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als die Phase eingestellt ist, indem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren Stufe
der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert werden,
eine Bearbeitung durchgeführt wird,
die ausgedrückt
wird durch:
wenn CORDICi < 0,0 und CORDICq > 0,0
CORDICi = CORDICq
CORDICq
= CORDICi·–1,0
Phase
= π/2
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICq·–1,0
CORDICq
= CORDICi
Phase = –(π/2)
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Nachdem
die Berechnung der Frequenzverschiebung durchgeführt wurde, werden alternativ
die Parameter CORDICi und CORDICq gewonnen, indem eine Berechnung
der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet
wird, indem für
das Signal, das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen
und Q-Anteilen ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen
Berechnung der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als die Phase eingestellt ist, indem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren
Stufe der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert
werden, eine Bearbeitung durchgeführt wird, die ausgedrückt wird
durch:
wenn CORDICi < 0,0
und CORDICq > 0,0
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= π
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= –π
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Diese
und weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch eine
tragbare Funkvorrichtung nach den unabhängigen Ansprüchen 1 und
2 und ein Verfahren der Vorhersage des Frequenzfehlers nach den unabhängigen Ansprüchen 8 und
9 gelöst.
Die abhängigen
Ansprüche
behandeln vorteilhafte Weiterentwicklungen der vorliegenden Erfindung.
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Nach
dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet eine
tragbare Funkvorrichtung eine automatische Frequenzsteuerung, um
eine Frequenzverschiebung eines internen Oszillators der tragbaren
Funkvorrichtung unter Bezug auf eine empfangene Welle zu erfassen,
die von einer Basisstation gesendet wurde, die eine höhere Genauigkeit
der Frequenz aufweist, und um die Frequenz des internen Oszillators
anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen Oszillator
rückgeführt wird,
wobei sie aufweist:
ein Berechnungsmittel, um eine Phasendifferenz
von zwei Symbolen zu berechnen, die aus bekannten Daten erhalten
wurden, die von der Basisstation basierend auf einer Taktgebung
moduliert wurden, die von dem internen Oszillator erzeugt wurde;
ein
Berechnungsmittel der Frequenzverschiebung, um die Frequenzverschiebung
des internen Oszillators zu berechnen, indem die Phasendifferenz,
die von dem Berechnungsmittel erhalten wurde, durch ein Intervall
der zwei Symbole geteilt wird; und
ein Steuerungsmittel, um
das Intervall zu verbreitern, wenn die Phasendifferenz, die von
dem Berechnungsmittel erhalten wurde, kleiner als ein vorbestimmter
Einstellwert ist, und um das Intervall zu verengern, wenn die Phasendifferenz
größer als
der Einstellwert ist.
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Nach
einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung verwendet eine tragbare
Funkvorrichtung eine automatische Frequenzsteuerung, um eine Frequenzverschiebung
eines internen Oszillators der tragbaren Funkvorrichtung unter Bezug
auf eine empfangene Welle zu erfassen, die von einer Basisstation
gesendet wurde, die eine höhere
Genauigkeit der Frequenz aufweist, und um die Frequenz des internen
Oszillators anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen
Oszillator rückgeführt wird,
wobei sie aufweist:
ein Berechnungsmittel, um eine Phasendifferenz
von zwei Symbolen zu berechnen, die aus bekannten Daten erhalten
wurden, die von der Basisstation basierend auf einer Taktgebung
moduliert wurden, die von dem internen Oszillator erzeugt wurde;
ein
Berechnungsmittel der Frequenzverschiebung, um die Frequenzverschiebung
des internen Oszillators zu berechnen, indem die Phasendifferenz,
die von dem Berechnungsmittel erhalten wurde, durch ein Intervall
der zwei Symbole geteilt wird; und
ein Steuerungsmittel, um
das Intervall zu verbreitern, wenn ein Wert der Frequenzverschiebung,
die von dem Berechnungsmittel der Frequenzverschiebung erhalten
wurde, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und um das Intervall
zu verengern, wenn der Wert der Frequenzverschiebung größer als
der vorbestimmte Wert ist.
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Diese
tragbare Funkvorrichtung ist vorzugsweise so ausgestaltet, dass
die zwei Symbole die gleiche Phase aufweisen, wenn die Frequenz
des internen Oszillators korrekt ist, und dass das Berechnungsmittel
die Phasendifferenz der zwei Symbole erhält, indem das eine der Symbole
mit dem konjugiert Komplexen des anderen Symbols multipliziert wird.
Nachdem der Arcus tangens mit einer digitalen Berechnung der Rotation
der Koordinaten berechnet wurde, kann in der Praxis das Berechnungsmittel
der Frequenzverschiebung die Berechnung innerhalb eines Bereichs
von ± π durchführen. Nachdem
die Berechnung der Frequenzverschiebung durchgeführt wurde, werden auch die
Parameter CORDICi und CORDICq erhalten, indem eine Berechnung der
digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet wird,
indem für
das Signal, das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen
und Q-Anteilen ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen Berechnung
der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als die Phase eingestellt ist, in dem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren
Stufe der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert
werden, eine Bearbeitung durchgeführt wird, die ausgedrückt wird
durch:
wenn CORDICi < 0,0
und CORDICq > 0,0
CORDICi
= CORDICq
CORDICq = CORDICi·–1,0
Phase = π/2
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICq·–1,0
CORDICq
= CORDICi
Phase = –(π/2)
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Nachdem
die Berechnung der Frequenzverschiebung durchgeführt wurde, werden alternativ
die Parameter CORDICi und CORDICq erhalten, indem eine Berechnung
der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet
wird, indem für
das Signal, das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen
und Q-Anteilen ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen
Berechnung der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als die Phase eingestellt ist, indem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren
Stufe der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert
werden, eine Bearbeitung durchgeführt wird, die ausgedrückt wird
durch:
wenn CORDICi < 0,0
und CORDICq > 0,0
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= π
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= –π
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Vorzugsweise
stellt das Steuerungsmittel das Intervall auf einen vorbestimmten
minimalen Wert ein, wenn ein Synchronisationsverlust durch mindestens
eins von einem Fehler der Decodierung oder der Nichterfassung eines
Steuersignals und dem Nichterreichen der Leistung auf einen vorbestimmten
Pegel erfasst wird.
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Nach
einem dritten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet
ein Verfahren zur Vorhersage eines Frequenzfehlers eine automatische
Frequenzsteuerung, um eine Frequenzverschiebung eines internen Oszillators
einer tragbaren Funkvorrichtung unter Bezug auf eine empfangene
Welle zu erfassen, die von einer Basisstation gesendet wurde, die
eine höhere
Genauigkeit der Frequenz aufweist, und um die Frequenz des internen
Oszillators anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen
Oszillator rückgeführt wird, wobei
für die
Berechnung des Arcus tangens bei der automatischen Frequenzsteuerung
eine digitale Berechnung der Rotation der Koordinaten (CORDIC) verwendet
wird.
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Nach
einem vierten Gesichtspunkt der Erfindung verwendet ein Verfahren
zur Vorhersage des Frequenzfehlers eine automatische Frequenzsteuerung,
um eine Frequenzverschiebung eines internen Oszillators einer tragbaren
Funkvorrichtung unter Bezug auf eine empfangene Welle zu erfassen,
die von einer Basisstation gesendet wurde, die eine höhere Genauigkeit
der Frequenz aufweist, und um die Frequenz des internen Oszillators
anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen Oszillator
rückgeführt wird, wobei
des die Schritte aufweist:
Berechnen einer Phasendifferenz
von zwei Symbolen, die aus bekannten Daten erhalten wurden, die
von der Basisstation basierend auf einer Taktgebung moduliert wurden,
die von dem internen Oszillator erzeugt wurde;
Berechnen der
Frequenzverschiebung des internen Oszillators, indem die Phasendifferenz,
die durch den Schritt des Berechnens erhalten wurde, durch ein Intervall
der zwei Symbole geteilt wird; und
Steuern, um das Intervall
zu verbreitern, wenn die Phasendifferenz, die durch den Schritt
des Berechnens der Phasendifferenz erhalten wurde, kleiner als ein
vorbestimmter Einstellwert ist, und um das Intervall zu verengern,
wenn die Phasendifferenz größer als
der Einstellwert ist.
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Nach
einem fünften
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet das Verfahren
zur Vorhersage des Frequenzfehlers eine automatische Frequenzsteuerung,
um eine Frequenzverschiebung eines internen Oszillators einer tragbaren
Funkvorrichtung unter Bezug auf eine empfangene Welle zu erfassen,
die von einer Basisstation gesendet wurde, die eine höhere Genauigkeit
der Frequenz aufweist, und um die Frequenz des internen Oszillators
anzupassen, indem die Frequenzverschiebung an den internen Oszillator
rückgeführt wird,
wobei es die Schritte aufweist:
Berechnen einer Phasendifferenz
von zwei Symbolen, die aus bekannten Daten erhalten wurden, die
von der Basisstation basierend auf einer Taktgebung moduliert wurden,
die von dem internen Oszillator erzeugt wurde;
Berechnen der
Frequenzverschiebung des internen Oszillators, indem die Phasendifferenz,
die durch den Schritt des Berechnens erhalten wurde, durch ein Intervall
der Symbole geteilt wird; und
Steuern, um das Intervall zu
verbreitern, wenn ein Wert der Frequenzverschiebung, der durch den
Schritt des Berechnens der Frequenzverschiebung erhalten wurde,
kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und um das Intervall zu
verengern, wenn der Wert der Frequenzverschiebung größer als
der vorbestimmte Wert ist.
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Vorzugsweise
weisen die zwei Symbole dieselbe Phase auf, wenn eine Frequenz des
internen Oszillators korrekt ist, und erhält der Schritt des Berechnens
der Phasendifferenz die Phasendifferenz der zwei Symbole, indem
das eine der zwei Symbole mit dem konjugiert Komplexen des anderen
Symbols multipliziert wird.
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Nachdem
der Arcus tangens mit einer digitalen Berechnung der Rotation der
Koordinaten berechnet wurde, führt
bei dem bevorzugten Verfahren der Schritt der Berechnung der Frequenzverschiebung
die Berechnung innerhalb eines Bereichs von ± π durch.
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Nachdem
bei dem Schritt der Berechnung der Frequenzverschiebung die Berechnung
der Frequenzverschiebung durchgeführt wurde, werden die Parameter
CORDICi und CORDICq erhalten, indem eine Berechnung der digitalen
Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet wird, indem für das Signal,
das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen und Q-Anteilen
ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen Berechnung
der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als die Phase eingestellt ist, indem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren
Stufe der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert
werden, eine Bearbeitung durchgeführt wird, die ausgedrückt wird
durch:
wenn CORDICi < 0,0
und CORDICq > 0,0
CORDICi
= CORDICq
CORDICq = CORDICi·–1,0
Phase = π/2
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICq·–1,0
CORDICq
= CORDICi
Phase = –(π/2)
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Nachdem
bei dem Schritt der Berechnung der Frequenzverschiebung die Berechnung
der Frequenzverschiebung erhalten wurde, werden alternativ die Parameter
CORDICi und CORDICq erhalten, indem eine Berechnung der digitalen
Berechnung der Rotation der Koordinaten verwendet wird, indem für das Signal,
das berechnet werden soll, die Phase mit I-Anteilen und Q-Anteilen
ersetzt wird, und wobei bei der Berechnung der digitalen Berechnung
der Rotation der Koordinaten, wenn der Parameter für das Ausgeben
eines endgültigen
Winkels als Phase eingestellt ist, indem die Winkel für den Abgriff
in einer früheren
Stufe der digitalen Berechnung der Rotation der Koordinaten addiert
werden, eine Bearbeitung durchgeführt wird, die ausgedrückt wird
durch:
wenn CORDICi < 0,0
und CORDICq > 0,0
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= π
wenn
CORDICi < 0,0 und
CORDICq < 0,0,
CORDICi
= CORDICi·–1
CORDICq
= CORDICq·–1
Phase
= –π
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Der
Schritt der Steuerung des Intervalls kann das Intervall auf einen
vorbestimmten minimalen Wert einstellen, wenn ein Synchronisationsverlust
durch mindestens eins von einem Fehler der Decodierung oder der
Nichterfassung eines Steuersignals und dem Nichterreichen der Leistung
auf einen vorbestimmten Pegel erfasst wird.
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Da
bei der tragbaren Funkvorrichtung und dem Verfahren zur Vorhersage
des Frequenzfehlers nach der vorliegenden Erfindung der internen
Oszillator, der üblicherweise
in der Mobilstation verwendet wird, eine relativ geringe Genauigkeit
in der Frequenz aufweist, um die Kosten abzusenken, wird die Frequenzverschiebung
des internen Oszillators in der Mobilstation unter Bezug auf die
empfangene Welle von der Basisstation erfasst, die eine hohe Genauigkeit
der Frequenz aufweist, um sie dem internen Oszillator rückzuführen, um
die Frequenz des internen Oszillators durch eine automatische Frequenzsteuerung
(AFC) anzupassen.
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Das
Erhalten der Frequenzverschiebung bei der automatischen Frequenzsteuerung
wird durchgeführt,
indem die Frequenzverschiebung des internen Oszillators erhalten
wird, indem bekannte Daten, wie zum Beispiel ein Pilotsignal oder
dergleichen erhalten werden, die in der Basisstation mit einer Taktgebung
moduliert wurden, die durch den internen Oszillator erzeugt wurde,
indem das eine der zwei Symbole mit dem konjugiert Komplexen des
anderen Symbols multipliziert wird, wodurch die Phasendifferenz
zwischen den zwei Symbolen erhalten wird, und indem die erhaltene
Phasenverschiebung durch das Intervall der zwei Signale geteilt
wird, wenn die zwei Symbole des bekannten Signals Signale sind,
die dieselbe Phase aufweisen, wenn die Frequenz des internen Oszillators
korrekt ist.
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Nur ± π/2 kann erfasst
werden, wenn zu dieser Zeit für
die Berechnung von tan-1 (Arcus tangens)
der erhaltenen Phasenverschiebung das CORDIC (digitale Berechnung
der Rotation der Koordinaten) als ein bekanntes Verfahren verwendet
wird. Indem bei der vorliegenden Erfindung eine einfache Schaltung
und ein einfaches Verfahren hinzugefügt wird, kann allerdings ein
Bereich von ± π berechnet
werden.
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Bei
der mobilen Funkvorrichtung ist es wichtig, die Leistungsaufnahme
und die Größe zu verringern. Wenn
ein Phasenkalkulator, wie zum Beispiel CORDIC oder dergleichen bei
der mobilen Funkvorrichtung verwendet wird, um die Abgriffszahl
der CORDIC zu verringern, wird ein Fehler beim Erhalt der Phasenverschiebung
bewirkt.
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Nachdem
die Frequenzverschiebung aus der erhaltenen Phasenverschiebung berechnet
wurde, wird die Phasendifferenz der zwei Symbole, die für die Erfassung
der Phasenverschiebung verwendet wurden, durch das Intervall der
Symbole geteilt, und wenn das Intervall länger ist, wird der Erfassungsfehler
der Frequenz kleiner, selbst wenn der Erfassungsfehler der Phase
konstant bleibt.
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Wenn
allerdings am Anfang das Intervall lang eingestellt ist, wird eine
genaue Erfassung der Frequenzverschiebung unmöglich, wenn die Frequenzverschiebung
hinreichend groß ist
und der Absolutwert der Phasenverschiebung größer als π ist.
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Demzufolge
wird das ursprüngliche
Verfahren der automatischen Frequenzsteuerung so verwendet, dass
die Frequenzverschiebung kleiner wird, indem der Frequenzfehler
rückgeführt wird,
wobei das Intervall der zwei Signale, die für die Erfassung des Frequenzfehlers
verwendet werden sollen, wenn der Frequenzfehler groß ist, größer eingestellt
ist, wenn der Frequenzfehler kleiner wird. Dadurch kann bei einer
kleineren Abgriffzahl der Frequenzfehler verkleinert werden und
kann es auf einen großen
Frequenzfehler angepasst werden. Dadurch kann eine Vorrichtung realisiert
werden, die geringe Kosten und eine geringe Leistungsaufnahme aufweist.
Es ist zu beachten, dass die Genauigkeit der Frequenz der Basisstation
genau bestimmt ist und dass eine Frequenzverschiebung zwischen einer
Anzahl von Basisstationen klein ist, um die Steuerung nicht zu beeinflussen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die
vorliegende Erfindung wird aus der detaillierten Beschreibung, die
nachfolgend gegeben wird, und aus den beiliegenden Zeichnungen des
bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung verständlicher,
die allerdings nicht als die Erfindung beschränkend aufgefasst werden sollen,
sondern nur zur Erklärung
und zum Verständnis
dienen.
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In
den Zeichnungen sind:
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1 ein
Blockschaltbild, das einen Aufbau eines Ausführungsbeispiels eines tragbaren
Funksystems nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2A bis 2E Diagramme,
die ein Übertragungsformat
in einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigen;
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3 ein
Flussdiagramm, das eine Signalbearbeitung in einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
4 ein
Flussdiagramm, das eine Steuerung eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung zeigt;
-
5 ein
Flussdiagramm, das eine Steuerung eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung zeigt;
-
6 ein
Flussdiagramm, das eine Signalbearbeitung in einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
-
7 ein
Blockschaltbild, das einen Aufbau eines weiteren Ausführungsbeispiels
des tragbaren Funksystems nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
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BESCHREIBUNG
DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend im Detail hinsichtlich der
bevorzugten Ausführungsbeispiele
des tragbaren Funksystems nach der vorliegenden Erfindung unter
Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen diskutiert. Bei der folgenden Beschreibung sind viele
spezifische Details ausgeführt,
um ein grundlegendes Verständnis
der vorlie genden Erfindung zu gewährleisten. Es ist allerdings
für den
Fachmann offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung ohne diese
spezifischen Details ausgeführt
werden kann.
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1 ist
ein Blockschaltbild, das einen Aufbau eines Ausführungsbeispiels des tragbaren
Funksystems nach der vorliegenden Erfindung zeigt. In der 1 ist
ein Ausführungsbeispiel
des tragbaren Funksystems nach der vorliegenden Erfindung allgemein
mit einer Basisstation 1 und einer Mobilstation 2 konstruiert.
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Die
Basisstation 1 weist einen Signalbearbeitungsabschnitt 11 der
Basisstation, einen D/A-Wandler 12 (Digital-zu-Analog),
einen Funkabschnitt der Basisstation, einen PLL-Abschnitt 14 der Basisstation
(Phasenregelschleife), einen Oszillator 15 der Basisstation
mit hoher Stabilität
und eine Antenne 16 der Basisstation auf.
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Die
Mobilstation 2 weist einen Funkabschnitt 21 der
Mobilstation, einen A/D-Wandler 22 (Analog-zu-Digital),
einen PLL-Abschnitt 23 der Mobilstation, einen Oszillator 24 der
Mobilstation, einen LPF (Tiefpassfilter) 25, einen D/A-Wandler 26 der
automatischen Frequenzsteuerung, einen Signalbearbeitungsabschnitt 27,
einen Steuerabschnitt 32, der eine CPU oder dergleichen
aufweist, und einen (nicht gezeigten) Ausgabeabschnitt auf, der
einen Lautsprecher oder dergleichen aufweist.
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Der
Signalbearbeitungsabschnitt 27 weist einen DSP (digitalen
Signalprozessor), eine Gateanordnung, eine Standardzelle und so
weiter auf, und er weist einen Erfassungsabschnitt 28 der
Synchronisation, einen Datenbearbeitungsabschnitt 29 der
Mobilstation, einen Integrator 30 und einen Erfassungsabschnitt 31 der
Frequenzverschiebung auf.
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Bei
der Basisstation 1 wird ein Signal 111 von dem
Signalbearbeitungsabschnitt 11 der Basisstation bearbeitet,
um als ein QPSK-moduliertes digitales Signal 112 (Quadratur-Phasenumtastung)
ausgegeben zu werden. Das QPSK-modulierte digitale Signal 112 wird
in ein analoges Signal 113 durch den D/A-Wandler 12 umgewandelt.
Anschließend
wird das analoge Signal 113 einer Quadraturmodulation und
einer Aufwandlung (118) durch den Funkabschnitt 13 der
Basisstation unterworfen und dann an die Antenne 16 der
Basisstation übertragen.
-
Zu
dieser Zeit sind die Takte, die in dem Signalbearbeitungsabschnitt 11 der
Basisstation, dem D/A-Wandler 12 und dem Funkabschnitt 13 der
Basisstation verwendet werden sollen, die Takte 114, 115 und 116,
die durch die Frequenzumwandlung des Signals 117 erzeugt
wurden, das von dem Oszillator 15 der Basisstation mit
hoher Stabilität übertragen
wurde, wobei die Taktfrequenzen an die entsprechenden Abschnitte angepasst
wurden.
-
Die
Funkwelle, die von der Antenne 16 der Basisstation übertragen
wurde, wird von der Antenne 20 der Mobilstation empfangen
und wird an den Funkabschnitt 21 der Mobilstation als ein
empfangenes Signal 121 übertragen.
Der Funkabschnitt 21 der Mobilstation führt eine Runterwandlung und
eine Quadraturdemodulation durch, um ein analoges QPSK-Signal 112 auszugeben.
Das analoge QPSK-Signal 112 wird in ein digitales QPSK-Signal 123 durch
den A/D-Wandler 22 umgewandelt, um an den Erfassungsabschnitt 28 der Synchronisation
des Signalbearbeitungsabschnitts 27 eingegeben zu werden.
-
Der
PLL-Abschnitt 23 der Mobilstation führt eine Frequenzumwandlung
eines Übertragungssignals 128 von
dem Oszillator 24 der Mobilstation durch, um jeweils die
Takte 124, 125, 126 und 127 an
den Funkabschnitt 21 der Mobilstation, dem A/D-Wandler 22,
dem Signalbearbeitungsabschnitt 27 und dem D/A-Wandler 26 der
automatischen Frequenzsteuerung bereitzustellen.
-
Die
Erfassungsinformationen der Synchronisation, die von dem Erfassungsabschnitt 28 der
Synchronisation erfasst wurden, werden dem Steuerabschnitt 32 über eine
Steuerleitung 134 zugeführt.
Das digitale QPSK-Signal 123, das den Erfassungsabschnitt 28 der
Synchronisation als die Daten 136 passiert, wird dem Datenbearbeitungsabschnitt 29 der
Mobilstation eingegeben.
-
Der
Datenbearbeitungsabschnitt 29 der Mobilstation führt eine
QPSK-Demodulation für
die empfangenen Daten durch, um ein Signal 132 an den Ausgabeabschnitt
auszugeben. Andererseits erhält
der Datenbearbeitungsabschnitt 29 der Mobilstation das
bekannte QPSK-Signal 133, das aus den Daten 136 (digitales QPSK-Signal)
aus dem Erfassungsabschnitt 28 der Synchronisation erhalten
werden soll und das bei der automatischen Frequenzsteuerung verwendet
werden soll, um es an den Erfassungsabschnitt 31 der Frequenzverschiebung
zu übertragen.
-
Das
Erfassungsmittel 31 der Frequenzverschiebung erfasst die
Frequenzverschiebung des Oszillators 24 der Mobilstation
mit dem bekannten QPSK-Signal 133 und dem Taktsignal 126,
das über
den PLL-Abschnitt 23 der Mobilstation von dem Oszillator 24 der
Mobilstation zugeführt
wurde, um die Frequenzverschiebung 135 dem Integrator 30 zuzuführen.
-
Der
Integrator 30 integriert den Wert der Frequenzverschiebung
bei jedem Auftreten, um ein digitales Signal 131 dem D/A-Wandler 26 der
automatischen Frequenzsteuerung zuzuführen. Das digitale Signal 131 wird
in ein analoges Signal 130 durch den D/A-Wandler 26 der
automatischen Frequenzsteuerung umgewandelt. Das analoge Signal 130 wird
an einen Anschluss der automatischen Frequenzsteuerung des Oszillators 24 der
Mobilstation über
den LPF-Abschnitt 25 als ein Signal 129 der Frequenzverschiebung
eingegeben.
-
Der
Oszillator 24 der Mobilstation passt die Oszillationsfrequenz
mit dem Signal 129 der Frequenzverschiebung an, das an
den Anschluss der automatischen Frequenzsteuerung eingegeben wurde.
Hier erzeugt der Oszillator 15 der Basisstation das Signal,
das eine höhere
Genauigkeit in der Frequenz im Vergleich mit dem des Oszillators 24 der
Mobilstation aufweist.
-
Die 2A bis 2E sind
Diagramme, die ein Übertragungsformat
in einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigen. Der Betrieb des Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 2A bis 2E diskutiert.
-
Bei
der 2A werden die empfangenen bekannten QPSK-Signale
D1, D2, ... mit Taktgebungen erzeugt, die basierend auf dem Oszillationssignal
erzeugt wurden, das von dem Oszillator 15 der Basisstation erzeugt
wurde. Die Oszillationsfrequenz des Oszillators 15 der
Basisstation weist eine höhere
Genauigkeit als die des Oszillators 24 der Mobilstation
auf.
-
Da
andererseits die Symboltakte 1 und 2, die bei der automatischen
Frequenzsteuerung verwendet werden sollen, Takte sind, die basierend
auf dem Transmissionssignal erzeugt wurden, das von dem Oszillator 24 der
Mobilstation erzeugt wurde, kann eine Frequenzverschiebung bewirkt
werden. Die Frequenzverschiebung wird auf die folgende Weise berechnet.
Hier wird angenommen, dass, wenn die Frequenz des Oszillators 24 der
Mobilstation mit der Frequenz des Oszillators 15 der Basisstation übereinstimmt,
das bekannte QPSK-Signal denselben Wert annimmt.
-
Zu
dieser Zeit wird von den zwei Symbolen, die bei einem Symboltakt 1 (siehe
die 2A) erhalten wurden, der bei der automatischen
Frequenzsteuerung verwendet werden soll und der von dem Oszillator 24 der
Mobilstation erzeugt wurde, ein Symbol mit dem konjugiert Komplexen
des anderen Symbols multipliziert, um wie in der 2D gezeigt,
einen Vektor zu erhalten (conjI1, conjQ1). Die Phase des Vektors
wird die Phasendifferenz der zwei Symbole und erhält den Wert
von Δθ von 2B. Δθ stellt
eine Phasenverschiebung dar, die durch ein Intervall T der zwei
Symbole bewirkt wird, das durch die Frequenzverschiebung Δf bewirkt wurde.
-
Da
das Intervall T·2
beträgt,
wird dementsprechend bei dem Symboltakt 2, der bei der
automatischen Frequenzsteuerung von der 2A verwendet
wurde, die Phasenverschiebung Δθ·2 (siehe 2C).
Dementsprechend wird die Frequenzverschiebung Δf ausgedrückt durch: Δf = Δθ/2π·Intervall
(1/2 π·Intervall)·tan-1(conjQ/conjI) (1)
-
Indem
die erhaltene Phasenverschiebung Δθ durch ein
Intervall der zwei Signale geteilt wird, wie in der vorhergehenden
Gleichung (1) gezeigt ist, kann die Frequenzverschiebung Δf des Oszillators 24 der
Mobilstation erhalten werden.
-
3 ist
ein Flussdiagramm, das eine Signalbearbeitung bei einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Betrieb des Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 3 diskutiert.
Hier zeigt die Signalbearbeitung, die in der 3 gezeigt
ist, ein Beispiel, um die Berechnung von tan-1 innerhalb
eines Bereichs von ± π zu ermöglichen,
indem CORDIC für
die Berechnung von tan-1 (Arcus tangens)
in der Gleichung (1) verwendet wird und indem eine ± (π/2)-Rotation
verwendet wird (Phasenrotation, π =
180°).
-
Indem
CORDICi und CORDICq, die bei der Berechnung verwendet wurden, mit
den Eingangssignalen conjI und conjQ ersetzt werden, werden ein
Parameter k, der für
das Zählen
der Anzahl der Abgriffe verwendet werden soll, und ein Wert der
Phase initialisiert, der für
die Phasenberechnung verwendet werden soll, und wird sin (S (Abgriff
zahl)) in einem Wert der Grenze eingestellt (Schritt S1 von der 3).
Zu dieser Zeit gilt S[k] = tan-1(2-k). Die Abgriffzahl ist ein vorbestimmter
Wert.
-
Wenn
CORDICi eine negative Zahl(CORDICi < 0,0) (Schritt S2 von der 3)
ist, wird eine Prüfung durchgeführt, ob
CORDICq ein positiver Wert oder ein negativer Wert ist (Schritt
S3 in der 3), da der Absolutwert der Phase,
die berechnet werden soll, π/2
ist.
-
Wenn
CORDICq positiv (CORDICq > 0,0)
ist, wird die Phase des Signals, das durch (CORDICi, CORDICq) ausgedrückt ist, über –(π/2) gedreht
und wird +(π/2)
für die
Phase ersetzt (Schritt S5 der 3). Wenn CORDICq
negativ (CORDICq < 0,0)
ist, wird die Phase des Signals, das durch (CORDICi, CORDICq) ausgedrückt ist,
um +(π/2)
gedreht und wird –(π/2) für die Phase
ersetzt (Schritt S4 der 3).
-
Zu
dieser Zeit wird die –(π/2)-Rotation
der Phase ausgedrückt
durch: CORDICi =
CORDICq (2) CORDICq = CORDICi·–1,0 (3)
-
Andererseits
wird die +(π/2)-Rotation
der Phase ausgedrückt
durch: CORDICi =
CORDICq·–1,0 (4) CORDICq = CORDICi (5)
-
Diese
Gleichungen tauschen die Signale CORDICi und CORDICq aus und invertieren
das Vorzeichen. Demzufolge kann dies mit einer recht einfachen Hardware
verwirklicht werden.
-
Indem
eine Berechnung der Phase innerhalb eines Bereichs von ±(π/2) basierend
auf dem Verfahren CORDIC durchgeführt wird, wird nachfolgend
eine Berechnung von tan
-1 der Phase von
ungefähr ± π verwirklicht.
Das CORDIC-Verfahren wird ausgedrückt durch:
Dk =
1[Iin,k < 0]
Dk = –1[Iout,k ≧ 0] (7) Phase = –1·ΣDk·θk (8) -
Bei
der vorstehenden Gleichung (8) ist Σ die Gesamtsumme von k = 1 bis
Abgriff. Die Verfahren, die durch die vorhergehenden Gleichungen
(6) bis (8) ausgedrückt
werden, sind die Verfahren bei den Schritten S6, S7, S8 und S9 von
der 3.
-
Es
wird der Ablauf der Bearbeitung beschrieben, der durch die Gleichungen
(6) bis (8) ausgedrückt
ist. Wenn CORDICq ein positiver Wert (CORDICq > 0,0) (Schritt S7 der 3)
ist, wird die Phase des Signals um –[2-k·(π/4)] gedreht
und wird [2-k·(π/4)] zu der Phase addiert (Schritt
S8 der 3).
-
Wenn
CORDICq ein negativer Wert (CORDICq < 0,0) (Schritt S7 der 3)
ist, wird die Phase des Signals um +[2-k·(π/4)] gedreht
und wird zu der Phase -[2-k·(π/4)] addiert
(Schritt S9 der 3). Die vorhergehenden Schritte
S6 bis S10 werden für
eine Anzahl von Malen wiederholt, die der Abgriffzahl entsprechen.
Somit kann die Berechnung von tan-1 der
Phase innerhalb eines Bereichs von ±(π/2) durchgeführt werden.
-
Wenn
andererseits der Absolutwert von CORDICq kleiner als der Wert der
Grenze ist, wird die Berechnung bei deren Bearbeitung unterbrochen,
um den Wert der Phase auszugeben (Schritt S10 der 3),
da der Fehler, der durch eine vorbestimmte Abgriffzahl erhalten
wurde, schon ausreichend ist.
-
Dies
ist ein Verfahren, um die Leistungsaufnahme zu verringern, indem
zusätzliche
Berechnungen ausgelassen werden. Zu der Zeit wird der erhaltene
Wert der Phase ein Wert der Phasenverschiebung Δθbei der vorhergehenden Gleichung
(1) (Δθ = Phase)
(Schritt S11 der 3).
-
4 ist
ein Flussdiagramm, das die Steuerung in einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Betrieb des Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 4 diskutiert.
-
Nachdem
die Stromquelle für
die Mobilstation eingeschaltet wurde, wird normal der Betrieb der
automatischen Frequenzsteuerung veranlasst. Der Oszillator 24 der
Mobil station bewirkt ein Verschieben der Frequenz aufgrund von langfristigen
Veränderungen
der Temperaturcharakteristiken oder dergleichen. Der Steuerbereich 32 der
Mobilstation 2 stellt einen Wert des Intervalls (Intervall
T der 2) auf einen minimalen Wert TMIN des vorbestimmten Intervalls (Schritt
S21 der 4) ein. Dieser minimale Wert
TMIN wird durch die Symbolrate oder dergleichen
des Funksystems bestimmt.
-
Da
der tan-1, der bei der Berechnung der Frequenzverschiebung
verwendet wird, nur innerhalb eines Bereichs von ± π berechnet
werden kann, wird, wenn die Frequenzverschiebung Δf, die aus
der vorhergehenden Gleichung (1) erhalten werden soll, sich außerhalb
von –(1/2·Intervall < Δf < (1/2·Intervall)
[Hz] befindet, die Phasenverschiebung sich außerhalb eines Bereichs von –π < Δθ < π befinden
und Fehler bei der Berechnung der Frequenzverschiebung Δf verursachen.
Um dies zu vermeiden, wird nach der Einleitung des Betriebs der
automatischen Frequenzsteuerung, bei dem die Frequenzverschiebung Δf am größten ist,
der minimale Wert als Intervall eingestellt.
-
Als
Nächstes
wird die Erfassung der Phasenverschiebung (Δθ) durchgeführt. Für diesen Zweck werden das Verfahren,
das in den 2A bis 2E und
der 3 dargestellt ist, und die vorhergehende Gleichung
(1) verwendet. Zwei Symbole werden aus dem empfangenen bekannten
QPSK-Signal mit einer Taktgebung erhalten, wobei der Takt von dem
Oszillator 24 der Mobilstation erzeugt wird. Indem eines
der Symbole mit dem konjugiert Komplexen des anderen Symbols (wie
in der 2) multipliziert wird, das
mit einem Inneren des Intervalls erhalten wird, wird eine Phase
des Signals des Produkts mittels CORDIC (siehe 3)
erhalten. Weiterhin wird mit der Gleichung (1) die Frequenzverschiebung Δf berechnet.
-
Anschließend wird über einen
Integrator 30 die automatische Frequenzsteuerung auf den
Oszillator 24 der Mobilstation angewendet (Schritt S22
der 4). Eine Erfassung wird durchgeführt, ob
der Absolutwert der erhaltenen Phasenverschiebung Δθkleiner
als [(π/2) – α](|Δθ| < (π/2) – α) ist (Schritt
S23 der 4).
-
Zu
der Zeit ist α eine
vorbestimmte Spanne, die erhalten wurde, indem eine Fluktuation
des Werts der Frequenzverschiebung Δf so erhalten wurde, dass die
nächste
erfasste Phasenverschiebung Δθ sich nicht
außerhalb
des Bereichs von ± π befinden
kann, selbst wenn sich das Intervall verdoppelt.
-
Wenn
der Absolutwert der Phasenverschiebung Δθ kleiner als [(π/2) – α] ist und
der Wert des Intervalls nicht der vorbestimmte maximale Wert TMAX des Intervalls (Schritt S24 der 4)
ist, wird das Intervall durch Multiplizieren mit 2 verbreitert (Schritt
S25 der 4). Der Wert des maximalen Werts
TMAX wird bestimmt, wobei die Tatsache berücksichtigt
wird, dass unter bestimmten Bedingungen des Ausbreitungspfads der
Funkwelle Fehler bei der Erfassung der Frequenz verursacht werden,
wenn das Intervall eingestellt wird, unverhältnismäßig groß zu sein.
-
Wenn
der Absolutwert der Phasenverschiebung Δθ gößer als oder gleich [(π/2) – α] ist und
größer als π – β,(|Δθ| > π – β) ist (Schritt S26 der 4)
und wenn der Wert des Intervalls nicht der minimale Wert TMIN ist (Schritt S27 der 4),
wird der Wert des Intervalls halbiert (Schritt S28 der 4).
Zu der Zeit ist β eine vorbestimmte
Spanne, die vorgesehen ist, um eine Beurteilung durchzuführen, dass
die eingegebene Phase größer als π ist, und
der Absolutwert der Phasenverschiebung Δθ, der gegenwärtig berechnet
wird, kann mit einer fehlerhaften Berechnung erhalten werden, da
die Ableitung der Phase mit einer korrekten Berechnung nur innerhalb
des Bereichs ± π durchgeführt werden
kann.
-
Indem
dieser Vorgang wiederholt wird, kann das Intervall größer sein,
wobei auf den Fall angepasst wird, bei dem die Frequenzverschiebung Δf durch den
Betrieb der automatischen Frequenzsteuerung mit einer Taktgebung
so verringert ist, dass nach der Einleitung der automatischen Frequenzsteuerung
die Frequenzverschiebung Δf
des Oszillators 24 der Mobilstation noch groß ist.
-
Der
maximale Wert des Absolutwerts des Quantisierungsfehlers nach der
Herleitung der Phasenverschiebung Δθ wird als [2-tap·(π/4)](tap
= Abgriffzahl) betrachtet. Während
die Abgriffzahl verringert wird, um die Leistungsaufnahme in der
Mobilstation 2 zu verringern, erhöht die Verringerung der Abgriffzahl
den Quantisierungsfehler. Aus der Gleichung (1) wird allerdings
die Frequenzverschiebung Δf
ausgedrückt
durch:
Δf
= Δθ/2π·Intervall
-
Der
Einfluss auf die Frequenzverschiebung Δf des Quantisierungsfehlers
der Phasenverschiebung Δθ kann verringert
werden, indem das Intervall vergrößert wird.
-
Wie
es oben mit dem einen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ausgeführt wurde, kann dies auf eine
große
Frequenzverschiebung Δf
angewendet werden und kann die automatische Frequenzsteuerung mit
einer höheren
Genauigkeit mit einer kleineren Abgriffzahl durchgeführt werden.
-
5 ist
ein Flussdiagramm, das eine Steuerung bei einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Ablauf der Steuerung des einen
Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 5 diskutiert.
-
Nachdem
der Betrieb der automatischen Frequenzsteuerung eingeleitet wurde,
ist die Stromquelle der Mobilstation 2 normal eingeschaltet.
Der Oszillator 24 der Mobilstation hat die Frequenz aufgrund
von Einflüssen
von längerfristigen
Veränderungen
der Temperaturcharakteristiken oder dergleichen verschoben. Der Steuerbereich 32 der
Mobilstation 2 setzt am Anfang das Intervall (Intervall
T der 2) auf den vorbestimmten minimalen
Wert TMIN des Intervalls. In Abhängigkeit
von einer Symbolrate oder dergleichen des Funksystems wird der minimale
Wert TMIN bestimmt.
-
Der
Grund dafür,
dass das Intervall auf den minimalen Wert TMIN nach
der Einleitung des Betriebs der automatischen Frequenzsteuerung
eingestellt wird, bei dem die Fre quenzverschiebung Δf am größten sein soll,
weil die Berechnung von tan-1 nicht durchgeführt werden
kann, sondern nur innerhalb des Bereichs von ± π nach der Berechnung der Frequenzverschiebung
(Δf) ist,
liegt darin, dass eine fehlerhafte Ableitung der Frequenzverschiebung Δf vermieden
werden soll, wenn die Frequenzverschiebung Δf, die erhalten werden soll, sich
außerhalb
des Bereichs –(1/2·Intervall) < Δf < (1/2·Intervall)
[Hz] befindet.
-
Weiterhin
wird ein Parameter i, der verwendet werden soll, um die Anzahl der
Male des Auftretens eines Synchronisationsverlusts zu zählen, initialisiert
und der Wert des Integrators 30 wird rückgestellt (Schritt S31 der 5).
Eine Ausgabe ist fAFC = ΣΔf(Δf ist die Ausgabe des Erfassungsabschnitts 31 der
Frequenzverschiebung). Hier wird angenommen, dass AAFC Null
ist.
-
Als
Nächstes
wird die Erfassung der Frequenzverschiebung (Δf) durchgeführt. Dafür werden ein Verfahren, das
in den 2A bis 2E, 3 und 4 gezeigt
ist, und die Gleichung (1) verwendet. Das heißt, dass zwei Symbole aus dem
empfangenen bekannten QPSK-Signal
mit einer Taktgebung erhalten werden, bei der der Takt von dem Oszillator 24 der
Mobilstation erzeugt wird. Indem das eine der Symbole mit dem konjugiert
Komplexen des anderen Symbols multipliziert wird (siehe 2), das mit einem Inneren des Intervalls
erhalten wurde, wird eine Phase des Signals des Produkts mittels
CORDIC erhalten (siehe 3). Weiterhin wird mit der Gleichung
(1) die Frequenzverschiebung Δf
berechnet.
-
Anschließend wird
die Frequenzverschiebung (Δf)
ausgegeben und als ein AFC-Signal an den Oszillator 24 der
Mobilstation über
den Integrator 30 addiert, um die automatische Frequenzsteuerung
anzuwenden (Schritt S32 der 5).
-
Als
Nächstes
wird ein Synchronisationsverlust erfasst (Schritt S33 der 5).
Dies kann erfasst werden, indem die Tatsache erfasst wird, dass
das Empfangssignal nicht decodiert werden kann oder dass bekannte
Daten, wie zum Beispiel das Pilotsignal oder dergleichen nicht bei
dem Erfassungsabschnitt 28 der Synchronisation erfasst
werden können
oder dass der Leistungspegel nicht einen gegebenen Wert erreichen kann,
der an den Steuerabschnitt 32 und den Erfassungsabschnitt 31 der
Frequenzverschiebung übertragen wurde.
-
Für den Fall
eines Synchronisationsverlusts betätigt der Steuerabschnitt 32 einen
nicht gezeigten Zeitgeber, um ein Zeitintervall bereitzustellen
(Schritt S34 in der 5), und initialisiert wieder
das Intervall, den Parameter i und den Wert des Integrators 30 (Schritt
S31 der 5), um den vorhergehenden Betrieb
fortzusetzen.
-
Wenn
kein Synchronisationsverlust vorliegt, wird eine Prüfung durchgeführt, ob
der erhaltene Wert der Frequenzverschiebung Δf kleiner als ein vorbestimmter
Wert fth ist oder nicht (Δf < fth)
(Schritt S35 der 5). Wenn er nicht kleiner ist,
wird der Parameter i auf 0 eingestellt (Schritt S38 der 5)
und die Frequenzverschiebung Δf
wird erneut erfasst.
-
Wenn
er kleiner ist, wird der Parameter i um 1 inkrementiert (i = i +
1) (Schritt S36 der 5). Eine Prüfung wird durchgeführt, ob
der Wert des Parameters i gleich einem vorbestimmten Wert (Zählung) ist.
Wenn der Wert des Parameters i gleich dem vorbestimmten Wert (Zählung) (Schritt
S37 der 5) ist und wenn der Wert des
Intervalls nicht der maximale Wert TMAX (Schritt
S39 der 5) ist, wird ein vorbestimmter
Wert ΔT zu
dem Wert des Intervalls addiert, um das Intervall zu verbreitern,
und wird der Wert des Parameters i auf 0 eingestellt (Schritt S40
der 5).
-
Wenn
der maximale Wert TMAX bestimmt wird, wird
der Fall berücksichtigt,
bei dem in Abhängigkeit
von den Bedingungen des Ausbreitungswegs der Funkwelle Fehler bei
der Erfassung der Frequenz verursacht werden können, wenn das Intervall unverhältnismäßig groß eingestellt
ist.
-
Wenn
durch diese Vorgänge
die Frequenzverschiebung Δf
stabil wird, wird das Intervall verbreitert, um Genauigkeit zu erhalten.
Bei dem Auftreten eines Synchronisationsver lusts wird das Intervall
verbreitert, um es anzupassen, um den Bereich der Frequenzverschiebung Δf zu verbreitern.
-
Wenn,
wie oben dargelegt wurde, CORDIC, das ein herkömmliches Verfahren ist, für die Berechnung von
tan-1 bei der Berechnung der Phasenverschiebung Δθ verwendet
wird, kann die Berechnung mit dem Bereich ± π durchgeführt werden, indem einfach eine
einfache Schaltung oder ein Verfahren hinzugefügt wird.
-
Indem
andererseits das Verfahren der automatischen Frequenzsteuerung verwendet
wird, um die Frequenzverschiebung Δf zu verringern, indem eine
Rückkopplung
durchgeführt
wird, wird das Intervall der zwei Signale, die für die Erfassung des Frequenzfehlers
verwendet werden sollen, verkleinert, wenn der Frequenzfehler groß ist, und
wenn der Frequenzfehler kleiner wird, wird das Intervall gesteuert,
größer zu sein,
um einen kleinen Frequenzfehler mit einer kleinen Abgriffzahl zu
erhalten und um auf einen großen
Frequenzfehler anzupassen. Es ist zu beachten, dass die Genauigkeit
der Frequenz der Basisstation 1 durch einen strengen Standard
definiert ist und dass Frequenzverschiebungen zwischen einer Anzahl
von Basisstationen gering sind und dass sie nicht die vorhergehende
Steuerung beeinflussen.
-
6 ist
ein Flussdiagramm einer Signalbearbeitung bei einem anderen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Der Betrieb des anderen Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 6 diskutiert.
Hier ist die Signalbearbeitung, die in der 6 gezeigt
ist, ein Beispiel, dass die Berechnung von tan-1 innerhalb
des Bereichs von ± π ermöglicht,
indem CORDIC bei der Berechnung von tan-1 (Arcus
tangens) bei der vorhergehenden Gleichung (1) verwendet wird und
indem eine ± π-Drehung
verwendet wird (Phasenrotation: π =
180°).
-
Indem
CORDICi und CORDICq, die bei der Berechnung verwendet werden, mit
den Eingangssignalen conjI und conjQ ersetzt werden, werden der
Parameter k, der für
das Zählen
der Abgriffzahl verwendet werden soll, und der Wert der Phase initialisiert,
der bei der Berechnung der Phase verwendet wird, und wird sin (S[Abgriffzahl])
auf den Wert der Grenze eingestellt (Schritt S41 der 6).
Zu dieser Zeit ist S[k] = tan-1(2-k) und ist die Abgriffzahl ein vorbestimmter
Wert.
-
Wenn
CORDICi eine negative Zahl (CORDICi < 0,0) (Schritt S42 der 6)
ist, da der Absolutwert der Phase, die berechnet werden soll, größer als
oder gleich π/2
ist, wird als Nächstes
eine Prüfung
durchgeführt, ob
CORDICq ein positiver Wert oder ein negativer Wert ist (Schritt
S43 der 6).
-
Wenn
CORDICq ein positiver Wert ist (CORDICq > 0,0), wird die Phase des Signals, das
durch (CORDICi, CORDICq) dargestellt ist, um –π gedreht und wird die Phase
mit +π ersetzt
(Schritt S45 der 6). Wenn CORDICq ein negativer
Wert ist (CORDICq < 0,0),
wird die Phase des Signals, das durch (CORDICi, CORDICq) dargestellt
ist, um +π gedreht
und wird die Phase mit –π ersetzt
(Schritt S44 der 6).
-
Zu
der Zeit kann die Drehung um –π der Phase
durch den einfachen Ausdruck durchgeführt werden:
CORDICi = CORDICi·–1 (9) CORDICq = CORDICq·–1 (10)
-
Andererseits
kann die Drehung um +π der
Phase durch den einfachen Ausdruck durchgeführt werden: CORDICi = CORDICi·–1 (11) CORDICq = CORDICq·–1 (12)
-
Diese
Gleichungen invertieren nur die Vorzeichen der Signale von CORDICi
und CORDICq. Demzufolge können
sie durch recht einfache Hardware realisiert werden. Die nachfolgenden
Verfahrensabläufe
der Schritt S46 bis S51 sind den Verfahrensabläufen der Schritte S6 bis S11
des einen Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung ähnlich.
Daher wird die Diskussion für
diese Schritte ausgelassen, um eine redun dante Offenbarung zu vermeiden
und um die Offenbarung einfach genug zu halten, um ein klares Verständnis der vorliegenden
Erfindung zu erleichtern.
-
7 ist
ein Blockschaltbild, das einen Aufbau eines weiteren Ausführungsbeispiels
eines tragbaren Funksystems nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
In der 7 weist das tragbare Funksystem eines weiteren
Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung eine Anzahl an Basisstationen 3-1 bis 3-3 und
die Mobilstation 4 auf. Es ist zu beachten, dass sich die
Mobilstation 4 langsam innerhalb der Zellen der Anzahl
der Basisstationen 3-1 bis 3-3 bewegt.
-
Jede
der Basisstationen 3-1 bis 3-3 weist denselben
Aufbau wie die Basisstation 1 des vorherigen Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung auf. Daher wird die Diskussion für den Aufbau
und den Betrieb ausgelassen, um eine redundante Offenbarung zu vermeiden
und um die Offenbarung einfach genug zu halten, um ein klares Verständnis der
vorliegenden Erfindung zu erleichtern. Die Mobilstation 4 weist
eine Antenne 41 der Mobilstation, einen Funkabschnitt 42 der
Mobilstation, einen A/D-Wandler 43 (Analog-zu-Digital), Fingerbereiche 44-1, 44-2, 44-3 ...,
einen Rake-Kombinierungsabschnitt 45, einen Abschnitt 46 der
automatischen Frequenzsteuerung und einen D/A-Wandler 47 der
automatischen Frequenzsteuerung auf.
-
Der
Funkabschnitt 42 der Mobilstation weist einen Oszillator 42a der
Mobilstation auf. Die Fingerabschnitte 44-1, 44-2, 44-3,
... weisen jeweils Entspreizungsabschnitte 44a-1, 44a-2, 44a-3,
... und einen Leistungsberechnungsabschnitt auf, der nicht gezeigt
ist. Der Leistungswert, der von dem Leistungsberechnungsabschnitt
berechnet wurde, wird entsprechend gewichtet und ausgegeben.
-
Die
Funkwelle, die von der entsprechenden Antenne der Basisstationen 3-1 bis 3-3 übertragen
wurde, wird von der Antenne 41 der Mobilstation empfangen.
Das empfangene Signal wird dem Funkbereich 42 der Mobilstation
zugeführt.
Das analoge QPSK-Signal,
das von der Zeilenfrequenz durch den Funkabschnitt 42 der
Mobilstation heruntergewandelt und quadraturdemoduliert wurde, wird
von dem A/D-Wandler 43 in das digitale QPSK-Signal umwandelt
und dann an die Fingerabschnitte 44-1, 44-2, 44-3,
... eingegeben.
-
Die
Fingerabschnitte 44-1, 44-2, 44-3, ...
entspreizen die Signale, die bei entsprechenden Zeiten von den Entspreizabschnitten 44a-1, 44a-2, 44a-3,
... empfangen wurden, um sie dem Rake-Kombinierungsabschnitt 45 auszugeben.
Zu dieser Zeit werden die Signale von den Fingerabschnitten 44-1, 44-2, 44-3,
... an den Rake-Kombinierungsabschnitt 45 jeweils in Abhängigkeit
von den Leistungswerten gewichtet, die von den Leistungsberechnungsabschnitten
berechnet wurden. Das heißt,
dass die Signale von den Fingerabschnitten 44-1, 44-2, 44-3,
... an den Rake-Kombinierungsabschnitt 45 von den Basisstationen 3-1 bis 3-3 gewichtet
werden.
-
Der
Rake-Kombinierungsabschnitt 45 kombiniert entsprechende
Signale der Fingerabschnitte 44-1, 44-2, 44-3,
..., die an einen nicht gezeigten Datenbearbeitungsabschnitt und
den Abschnitt 46 der automatischen Frequenzsteuerung ausgegeben
werden sollen. Der Abschnitt 46 der automatischen Frequenzsteuerung
führt die
automatische Frequenzsteuerung mit CORDIC bei der Berechnung von
tan-1 bei der Berechnung der Phasenverschiebung Δθ ähnlich dem
ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung durch, und der D/A-Wandler 47 der automatischen
Frequenzsteuerung führt
die Umwandlung aus dem digitalen Signal von dem Abschnitt 46 der
automatischen Frequenzsteuerung in das analoge Signal durch, um
es als das Signal der Frequenzverschiebung an den Abschnitt der
automatischen Frequenzsteuerung des Oszillators 42a der
Mobilstation auszugeben.
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Der
Oszillator 42a der Mobilstation passt die Oszillationsfrequenz
mit dem Signal der Frequenzverschiebung an, das an den Anschluss
der automatischen Frequenzsteuerung eingegeben wurde. Hier erzeugt der
Oszillator der Basisstation das Signal, das eine höhere Genauigkeit
in der Frequenz im Vergleich mit dem des Oszillators 42 der
Mobilstation aufweist. Selbst wenn sich die Mobilstation 4 in
den Zellen der Anzahl der entsprechenden Basisstationen 3-1 bis 3-3 langsam
bewegt, kann dadurch sie zusätzlich
zu dem oben genannten Effekt auf die entsprechenden Frequenzen der
Basisstationen 3-1 bis 3-3 angepasst werden.
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Bei
der vorliegenden Erfindung wird, wie oben dargelegt wurde, bei dem
tragbaren Funksystem, bei dem die Frequenzverschiebung des internen
Oszillators der tragbaren Funkvorrichtung unter Bezug auf die empfangene
Welle, die von der Basisstation gesendet wurde, die eine höhere Genauigkeit
in der Frequenz aufweist, erfasst wird und bei der die Frequenzverschiebung
an den internen Oszillator rückgeführt wird,
die Frequenz mit der automatischen Frequenzsteuerung angepasst,
wobei die Phasendifferenz der zwei Symbole aus den bekannten Daten
erhalten wird, die von der Basisstation basierend auf einer Taktgebung
moduliert wurden, die von dem internen Oszillator erzeugt wurde,
wobei die Frequenzverschiebung des internen Oszillators erhalten
wird, indem die erhaltene Phasendifferenz durch ein Intervall der
zwei Symbole geteilt wird, um eine Steuerung durchzuführen, um
das Intervall zu verbreitern, wenn die erhaltene Phasendifferenz
kleiner als der vorbestimmte Einstellwert ist, und um das Intervall
zu verengern, wenn die Phasendifferenz größer als der vorbestimmte Einstellwert
ist, um auf einen großen
Frequenzfehler anzupassen.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung unter Bezug auf deren Ausführungsbeispiele
dargestellt und beschrieben wurde, ist es für den Fachmann selbstverständlich,
dass die vorhergehenden und verschiedene andere Veränderungen,
Auslassungen und Hinzufügungen
durchgeführt
werden können,
ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Daher
soll die vorliegende Erfindung nicht auf die spezifischen Ausführungsbeispiele
beschränkt
sein, wie sie oben dargestellt wurden, sondern sie soll alle möglichen
Ausführungsbeispiele
enthalten, die innerhalb des Umfangs der Erfindung ausgeführt werden
können,
wie er in den beigefügten
Ansprüchen
definiert ist.
