DE602004000346T2

DE602004000346T2 - Ultrabreitbandempfänger und entsprechendes Empfangsverfahren

Info

Publication number: DE602004000346T2
Application number: DE602004000346T
Authority: DE
Inventors: Sωbastien 73000 DE RIVAZ; Dominique 38240 MORCHE; Manuel 38000 PEZZIN; Julien 38100 KEIGNART
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2003-05-26
Filing date: 2004-05-24
Publication date: 2006-10-26
Anticipated expiration: 2024-05-25
Also published as: EP1482648A1; FR2855684B1; EP1482648B1; US20050041725A1; FR2855684A1; DE602004000346D1; ATE316717T1

Description

Die Erfindung betrifft einen Ultrabreitbandsignalempfänger sowie ein Verfahren für den Empfang von Ultrabreitbandsignalen.
Die Erfindung betrifft auch ein Ultrabreitband-Übertragungssystem sowie ein Übertragungsverfahren von Ultrabreitbandsignalen.
Die Informationsübertragung durch Ultrabreitband-Radioimpulse, üblicherweise UWB-Übertragung genannt (UWB für "Ultra Wide Band"), dient unter anderem den Übertragungen mit hoher Bitrate, zum Beispiel zwischen 1 Mbit/s und 1 Gbit/s, sowie der Sender-Empfänger-Positionierung (Radar- und Telekommunikationsanwendungen). Die Bandbreite B der übertragenen Signale kann variieren, zum Beispiel von 500 MHz bis mehrere GHz.
Ein Ultrabreitbandübertragungssystem sendet Sequenzen von Impulsen mit mittleren Sendeperioden, üblicherweise PRP-Perioden genannt (PRP für "Pulse Repetition Period"), deren Position und/oder Amplitude und/oder Phase Informationsträger sind. Wenn die Information positionsmoduliert wird, spricht man von PPM-Modulation (PPM für "Pulse Position Modulation").
Ein UWB-Übertragungssystem ist in der 1 dargestellt. Das System umfasst Sendeschaltungen und Empfangsschaltungen. Die Sendeschaltungen umfassen einen Impulsgenerator 1, ein RF-Sende-Interface 2 ("Tx Front-end" in englische Sprache) und eine Antenne 3. Aufgrund von Anweisungen C, eingespeist in den Impulsgenerator 1, werden Impulse gesendet. Die Empfangsschaltungen umfassen eine Antenne 4, ein RF-Empfangs-Interface ("Rx Front-end" in englischer Sprache) und einen Empfänger 6. Zwischen den Sendeschaltungen und den Empfangsschaltungen befindet sich der Ausbreitungskanal, in dem die gesendeten Signale Ie sich ausbreiten.
Die 2 zeigt die jeweiligen zeitlichen Positionen und Amplituden eines Anweisungssignals C, eines unter der Wirkung des Anweisungssignals C gesendeten Impulses Ie und des empfangenen Signals R(t), das dem gesendeten Impuls Ie entspricht. Der gesendete Impuls Ie ist der Einwirkung des Übertragungskanals ausgesetzt. Diese Einwirkung ist in Form einer Serie flexibler Reflexionen modelliert, die von der geometrischen Konfiguration der Ausbreitungsumgebung abhängt. Dies drückt sich durch Spreizung des empfangenen Signals R(t) in Form einer Folge von gewichteten Impulsen aus, deren Position und Amplitude von dem Kanal abhängt.
Generell wird das gesendete Signal durch eine Folge "physischer" Impulse von stationärer Form gebildet. Die gesendeten Impulse werden in dem Maße "physisch" genannt, wie sie eine spezielle Form und eine Breite L größer als null aufweisen, die von der für die Kommunikation benutzten Bandbreite B abhängt, wobei L im Wesentlichen gleich 1/B ist. Im Gegensatz dazu weisen die "idealen" Impulse oder Dirac-Impulse die Breite null auf. Das Senden der Impulse erfolgt durch den Impulsgenerator 1, mit Impulsantwort (réponse impulsionelle) e(t), der die Anweisungen C erhält. Das durch den Impulsgenerator 1 gesendete Signal, das heißt die durch den Generator 1 gesendete Folge physischer Impulse ist der Einwirkung der Interfaces (Verstärker, Filter, usw.), der Sendeantenne 3 und des angenommen quasi-stationären Ausbreitungskanals ausgesetzt.
Das empfangene Signal R(t) wird gebildet durch eine Folge gewichteter Impulse von sehr kurzer Breite, deren Position und Amplitude durch den Sender und den Ausbreitungskanal bestimmt werden. Das Signal R(t) kann also durch ein deterministisches Element modelliert werden, resultierend aus der Konvolution des Signals e(t) mit der Impulsantwort h(t) des Kanals. Die Antwort h(t) des Kanals versteht sich im weiteren Sinne, das heißt die Radiofrequenzkomponenten (Radiofrequenzinterfaces und Sende- und Empfangsantennen) und den Ausbreitungskanal umfassend.
Es gilt:
R(t) = e(t) ⊗ h(t), wo das Symbol "⊗" die Operation "Konvolutionsprodukt" bezeichnet.
Die empfangenen Impulsantworten, die zwei verschiedenen gesendeten Impulsen entsprechen, können sich überdecken bzw. überlappen, wenn die Dauer, die das Senden der beiden Impulse trennt, kleiner ist als die Spreizung bzw. Ausdehnung der Impulsantworten. Zu der zeitlichen Überdeckung bzw. Überlappung von Impulsen kann auch ein Zufallselement i(t) hinzukommen, das die elektromagnetischen und/oder thermischen Interferenzen sowie die Zufälligkeiten bezüglich der Funktion h(t) repräsentiert.
Die Sendeanweisung ist eine periodisch wiederholte Impulsfolge C. Die Wiederholungsperiode der Impulse PRP bildet eine Zeitreferenz für das Sende-Empfangssystem.
Die Datenübertragung beruht auf einer Positions- und/oder Amplituden und/oder Phasenmodulation der gesendeten Impulse. Die Positionsmodulation erhält man durch Anwendung eines Koeffizienten auf den Amplitudenpegel eines Referenzimpulses. Die Phasenmodulation erhält man durch Modifikation der Form des gesendeten Impulses.
Das Senden eines Impulses (moduliert oder nicht) entspricht beim Empfang einem physischen Rahmen mit einer nominalen Zeitposition (Beginn der Periode PRP) und einer nominalen Referenzamplitude. Unter "physischem Rahmen" muss man das Signal verstehen, das der Empfänger in einem Zeitfenster empfängt, dessen Dauer gleich der Summe aus maximaler Dauer der Spreizung der empfangenen Impulsantworten und maximaler Dauer der Positionsmodulation ist.
Eine Ultrabreitband-Übertragungsphase erfordert eine Initialisierungsphase, deren Hauptfunktion darin besteht, die physischen Rahmen zu synchronisieren, das heißt, die Kenntnis der Ankunftszeit jedes physischen Rahmens zu determinieren. Diese Ankunftszeit entspricht den nominalen Zeitpunkten der Periode PRP, zeitlich verschoben um die Ausbreitungsverzögerung durch den Kanal.
Wenn der Ausbreitungskanal reduziert bzw. direkt ist, das heißt ein direkter Weg in einem freien Raum ist (LOS für "Line Of Sight" in englischer Sprache), hat der empfangene UWB-Impuls eine zeitlich eng lokalisierte Form der Breite Tp = 1/B (mit B als Bandbreite des empfangenen Impulses) von zum Beispiel einigen hundert Picosekunden.
Bei einer allgemeineren Ausbreitungskonfiguration des Multiwegetyps (NLOS für "Non-Line Of Sight" in englischer Sprache) ist das Signal in Form einer Folge gewichteter Impulse gespreizt über eine längere Dauer als die seiner ursprünglichen zeitlichen Breite. Man muss hier anmerken, dass – obwohl sich jeder Weg individuell bezüglich Position und Amplitude ziemlich schnell verändern kann – das gespreizte Signal in seiner Gesamtheit relativ stationär bleibt.
In der Folge werden verschiedene Probleme in Bezug auf die Ultrabreitbandempfänger beschrieben.
Ein erstes Problem ist das der genauen zeitlichen Lokalisierung der empfangenen Impulse. Eine genaue Kenntnis der empfangenen Impulse ökonomisiert nämlich den Verarbeitungsumfang des Empfängers, weil man dann die Information nicht mehr dort sucht, wo sie nicht ist. Dieser Punkt kann hinsichtlich der materiellen Machbarkeit bzw. Durchführbarkeit sehr wichtig sein. Eine ist also eine genaue Kenntnis der Zeitposition jedes der multiplen Ausbreitungswege erforderlich.
Ein zweites Problem ist das der Aufrechterhaltung eines optimalen Rauschabstands. Es ist nämlich wichtig, das Maximum der durch den Ausbreitungskanal zeitlich gestreuten Energie des gesendeten Signals zurückzugewinnen. Die Einschätzung des Ausbreitungskanals in Bezug auf Veränderungen des Kanals muss als solid sein.
Ein drittes Problem ist die genaue Bestimmung der Gewichtungskoeffizienten. Zu diesem Zweck herrscht gegenwärtig unter den Entwicklern von UWB-Übertragungen ein breiter Konsens. Bei den meisten existierenden Lösungen wird das empfangene Signal mit Hilfe eines Signal gefiltert, das selbst aus dem empfangenen Signal stammt. Um das Filtern im Sinne einer Maximalverstärkungskombination ("Maximum Ratio Combining" oder MRC) zu optimieren, ist zusätzlich zu einer genauen Kenntnis der Multiwege-Zeitpositionen eine genaue Kenntnis der Multiwege-Amplituden erforderlich. Das Ziel ist dann, jedem der Multiwege des zu demodulierenden Signals die ihm entsprechende Gewichtung zuzuteilen, um den Rauschabstand nicht zu verschlechtern. Ein ideales Filter ist also ein Filter, das alte Wege mit einer infiniten zeitlichen Genauigkeit und einer Kenntnis der Gewichtung auswertet, die eine infinite Genauigkeit hat.
Das Filtern besteht aus einer Korrelation des empfangenen Signals mit einem Referenzsignal, das die Abbildung der Impulsantwort des Kanals ist. Die meisten existierenden Lösungen machen sich das Filterprinzip nach zwei Hauptvarianten zunutze.
Eine erste Variante beruht auf einer Behandlung des differentiellen Typs. Ein empfangener Impuls wird dann mit dem vorhergehenden über die gesamte Dauer seiner Spreizung verzögerten und integrierten multipliziert. In einer Situation nicht oder wenig verrauschter Signale haben das laufende Signal und das verzögerte Signal dieselbe Form. Die Operation kommt einer idealen angepassten Filterung im Sinne einer MRC-Kombination, da das ideale Filter jenes ist, dessen Koeffizienten das Signal selbst sind. Hingegen erfolgt in der realistischeren Situation eines verrauschten Signals die Verschlechterung des Rauschabstands schnell, sobald der bei der Verarbeitung ankommende Rauschpegel zunimmt, da die Filterkoeffizienten stark verschlechtert sind.
Eine zweite Variante ermöglicht vorteilhafterweise, sich frei zu machen von dem Rauschen des Korrelationssignals. Die Kanalschätzung wird zeitversetzt und parallel analysiert, um in einem Referenzsignal für die Korrelation entrauscht zu werden.
Die Empfängerarchitekturen sowie die zugeordneten Verarbeitungen müssen dann fähig sein, zugleich den Kanal zu schätzen und das empfangene Signal mit einem Referenzsignal zu vergleichen, um die Modulationsinformation zu extrahieren.
Das Patent US 200210075972 A1 beschreibt eine Realisierungsart dieser zweiten Variante. Die Schätzung des Kanals erfolgt, indem ein Maximum von Multiwegen als Position und als Amplitude detektiert wird. Die zeitliche Genauigkeit der Schätzung berücksichtigt das Nyquist-Kriterium, das heißt, dass sie niedriger oder gleich der Hälfte des Kehrwerts der Bandbreite des Signals ist. Da die Positionen der Multiwege bekannt sind, wird das empfangene Signal punktuell zu entsprechenden Zeitpunkten abgetastet. Dieses Abtasten erfolgt durch einen Empfänger des Typs RAKE, der einen hohen Parallelismus anwendet. Um den Gewinn einer globalen Verarbeitung zu verbessern, geht der Abtastung eine an die Form des Impulses angepasste Filterung voraus, was voraussetzt, dass diese Form a priori bekannt ist. Ein Nachteil dieser Filterung besteht darin, dass die Form des empfangenen Impulses nicht unbedingt dem erwarteten Impuls entspricht, wegen der Modifikationen, die durch die Unvollkommenheit der durchquerten Bauteile verursacht werden. Die Schätzung des Kanals findet Ausdruck durch eine Untersuchung der Multiwege, deren Kenntnis das Referenzsignal für die Korrelation bildet.
Ein anderer Nachteil des in dem Patent US 2002/0075972 beschriebenen Empfängers ist die Notwendigkeit, eine große Anzahl von RF-Interface-Empfangsschaltungen parallelzuschalten, was zu einem hohen Stromverbrauch und einer Komplexität der elektronischen Schaltungen führt.
Die Notwendigkeit dieser Parallelschaltung hat zwei Ursachen. Einerseits ist es notwendig, die Empfangsfunktion zu duplizieren in zwei materiellen Teilfunktionen, wobei die eine die Multiwege sucht (allgemein "scanning" genannt) und die andere das empfangene laufende Signal liest (allgemein "tracking" genannt). Andererseits, im Falle einer N-PPM-Modulation (N-PPM für "N-Pulse Position Modulation"), ist es notwendig, in denselben Zeitfenstern Modulationspositionen, deren nominale Werte bestimmt und auf einer diskreten Skala verteilt sind, und Multiwege-Positionen zu lesen, die – obwohl dank dem Scanning bekannt – auf einer kontinuierlichen Skala zufällig verteilt sind. Daraus ergibt sich eine notwendige Duplikation der Empfangsschaltungen.
Das Dokument mit dem Titel "An Integrated, Low Power, Ultra-Wideband Transceiver Architecture For Low-Rate, Indoor Wireless Systems" (Ian D. O'Donnell, Mikes S.W. Chen, Stanley B.T. Wang, Robert W. Brodersen; IEEE CAS Workshop on Wireless Communications and Networking; Pasadena, 4.–5. Sept., 2002) beschreibt eine andere Realisierungsart dieser zweiten Variante. Man muss jedoch anmerken, dass die hier vorgeschlagene Lösung sich auf eine direkte Verarbeitung in einem relativ schmalen Basisband (0–1GHz) und eine Übertragung mit einer relativ niedrigen Bitrate beschränkt. Die Verarbeitung ist vollständig digital. Die Schätzung des Kanals erfolgt durch eine digitale Verarbeitung der mit der Nyquist-Frequenz abgetasteten Signale, also der doppelten Bandbreite. Diese Verarbeitung besteht typischerweise darin, zyklisch über mehrere aufeinanderfolgende Impulse den Mittelwert des Signals zu ermitteln.
Die oben erwähnten Lösungen haben zahlreiche Nachteile (Abtastung mit hoher Frequenz, hoher Verbrauch, mittelmäßiger Rauschabstand, usw.). Die Erfindung weist die oben erwähnten Fehler nicht auf.
Darstellung der Erfindung
Tatsächlich betrifft die Erfindung einen Empfänger eines durch eine Impulsfolge gebildeten Ultrabreitbandsignals R(t), wobei der Empfänger Einrichtungen umfasst, welche die die empfangenen Impulse betreffende Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) liefern, durch Korrelation des empfangenen Signals (R(t)) mit einem Referenzsignal (ref(k)), dadurch charakterisiert, dass die genannten Einrichtungen umfassen:

– Einrichtungen zum Liefern von zwei orthogonalen Signalen durch Projektion des empfangenen Signals (R(t)) auf zwei periodische orthogonale Funktionen (a, b) der Frequenz fp im Wesentlichen gleich der zentralen Frequenz fc des empfangenen Signals,
– Abtasteinrichtungen der beiden orthogonalen Signale, um einen Fluss diskreter Daten (d(k)) zu liefern, wobei jedes diskrete Datenelement zwei Komponenten (X(k), Y(k)) hat,
– Ermittlungseinrichtungen zur Berechnung des Referenzsignals (ref(k)) aus dem Fluss diskreter Daten (d(k)), und
– Vergleichseinrichtungen, welche die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) liefern, durch Vergleich aller oder eines Teils der in dem Fluss diskreter Daten (d(k)) enthaltenen Informationen mit allen oder einem Teil einer das Referenzsignal (ref(k)) bildenden Datenmenge (Xr(0), Xr(1), ..., Xr(n), Yr(0), Yr(1), .., Yr(n)).

Nach einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst er eine Schaltung zur Decodierung und kohärenten Integration umfasst, um das Rauschen der durch die Abtasteinrichtungen gelieferten diskreten Daten (d(k)) zu reduzieren.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfassen die Vergleichseinrichtungen FIR-Filterbänke, deren Koeffizienten Daten sind, die das Referenzsignal (ref(k)) bilden.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst der Empfänger Tiefpassfilter, angeordnet zwischen den die beiden orthogonalen Signale liefernden Einrichtungen und den Abtasteinrichtungen, deren Grenzfrequenz im Wesentlichen gleich der Hälfte der Bandbreite des empfangenen Signals (R(t)) ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung sind die Tiefpassfilter Abgleich- bzw. Entzerrfilter.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die Abtastfrequenz der Abtasteinrichtungen im Wesentlichen gleich fp/K3, wobei K3 eine rationale Zahl ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung werden die Abtasteinrichtungen durch eine aperiodische Steuerung bzw. einen aperiodischen Befehl gesteuert.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung berechnen die Ermittlungseinrichtungen zur Berechnung des Referenzsignals (ref(k)) aus physischen Rahmen des empfangenen Signals einen kohärenten Mittelwert.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst der Empfänger, um die beiden orthogonalen Signale zu liefern, wenigstens ein vor den Einrichtungen geschaltetes Bandsperrfilter, dessen Mittelfrequenz in der Bandbreite des empfangenen Signals (R(t)) liegt.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist wenigstens ein Bandsperrfilter auf die Mittelfrequenz fc des empfangenen Signals zentriert.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst der Empfänger eine Signaldetektionsschaltung, die eine Norm von wenigstens einem diskreten Datenelement (d(k)) berechnet, sowie eine mit der Detektionsschaltung seriengeschaltete Entscheidungsschaltung, die entscheidet, ob – ja oder nein – eine Verarbeitung des empfangenen Signals, verbunden mit dem diskreten Datenelement, durchgeführt werden muss oder nicht.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die Norm gleich dem Quadrat des Moduls der beiden Komponenten (X(k), Y(k)) des diskreten Datenelements.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die Norm gleich dem Maximum der beiden Komponenten (X(k), Y(k)) des diskreten Datenelements.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst der Empfänger einen Regelkreis, der die Phaseninformation (Vφ) als Steuersignal einer Taktschaltung des Empfängers überträgt.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung liefert die Taktschaltung des Empfängers die beiden periodischen orthogonalen Funktionen (a, b) mit der Frequenz fp. Die Erfindung betrifft auch ein Ultrabreitband-Übertragungssystem mit einem Impulssequenzen sendenden Sender, einem Empfänger und einem Übertragungskanal zwischen Sender und Empfänger. Der Empfänger ist ein erfindungsgemäßer Empfänger, wie oben beschrieben.
Nach einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die mittlere Periode der gesendeten Impulse gleich K1/fp, wobei K1 eine reelle Zahl ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist K1 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die Zeitbasis für die Positionsmodulation der gesendeten Impulse im Wesentlichen gleich K2/fp ist, wobei K2 eine reelle Zahl.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist K2 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1.
Die Erfindung betrifft auch ein Empfangsverfahren für ein Ultrabreitbandsignal (R(t)), gebildet durch eine Impulsfolge, wobei das Verfahren ermöglicht, durch Korrelation des empfangenen Signals (R(t)) mit einem Referenzsignal (ref(k)) die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) zu liefern. Dieses Empfangsverfahren umfasst:

– einen Projektionsschritt des empfangenen Signals (R(t)) auf zwei periodische orthogonale Funktionen (a, b) der Frequenz fp, im Wesentlichen gleich der Mittelfrequenz fc des empfangenen Signals, um zwei orthogonale Funktionen zu liefern,
– einen Abtastschritt der beiden orthogonalen Signale, um einen Fluss diskreter Daten (d(k)) zu liefern, wobei jedes diskrete Datenelement zwei Komponenten (X(k), Y(k)) hat,
– ein Schätzungsschritt zur Berechnung des Referenzsignals (ref(k)) aus dem Fluss diskreter Daten (d(k)), und
– ein Vergleichsschritt, der die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) liefert, durch Vergleich aller oder eines Teils der in dem Fluss diskreter Daten (d(k)) enthaltenen Informationen mit allen oder einem Teil einer das Referenzsignal (ref(k)) bildenden Datenmenge (Xr(0), Xr(1), ..., Xr(n), Yr(0), Yr(1), ..., Yr(n)).

Nach einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst das Vergleichsverfahren einen Schritt zur Decodierung und kohärenten Integration, um das Rauschen der durch den Abtastschritt d(k) gelieferten diskreten Daten zu reduzieren.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst das Empfangsverfahren einen Tiefpassfilterungsschritt der beiden orthogonalen Signale, wobei die Filterungsbandbreite im Wesentlichen gleich der Bandbreite (B) des Ultrabreitbandsignals (R(t)) ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung erfolgt das Abtasten mit einer Abtastfrequenz von im Wesentlichen gleich fp/K3, wobei K3 eine rationale Zahl ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung ist die Abtastung aperiodisch.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung wird in dem Schätzschritt das Referenzsignal in Form eines kohärenten Mittelwerts der physischen Rahmen des Ultrabreitbandsignals (R(t)) berechnet.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst das Empfangsverfahren eine Bandsperrfilterung des Ultrabreitbandsignals, zentriert auf die Frequenz fc des empfangenen Signals.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung wird Mittelfrequenz der Bandsperrfilterung durch eine Steuerschaltung gesteuert, welche die Frequenz der beiden periodischen orthogonalen Funktionen steuert.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst das Empfangsverfahren die Berechnung einer Norm von wenigstens einem zweidimensionalen diskreten Datenelement eines empfangenen Signals und einen Entscheidungsschritt, um zu entscheiden, ob – ja oder nein – eine Verarbeitung des mit dem diskreten Datenelement verbundenen empfangenen Signals durchgeführt werden muss oder nicht.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik der Erfindung umfasst das Empfangsverfahren einen Schritt zur Regelung einer Taktschaltung des Empfängers mit Hilfe der Phaseninformation (Vφ).
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung, ein Verfahren zum Senden von Impulssequenzen und ein Verfahren für den Empfang der gesendeten Impulse umfassend, dadurch charakterisiert, dass das Verfahren für den Empfang der gesendeten Impulse ein wie oben beschriebenes Verfahren ist.
Nach einer zusätzlichen Charakteristik des erfindungsgemäßen Übertragungsverfahrens ist die mittlere Periode der gesendeten Impulse gleich K1/fp, wobei K1 eine reelle Zahl ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik des erfindungsgemäßen Übertragungsverfahrens ist K1 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik des erfindungsgemäßen Übertragungsverfahrens ist die Zeitbasis zur Positionsmodulation der gesendeten Impulse im Wesentlichen gleich K2/fp, wobei K2 eine positive reelle Zahl ist.
Nach noch einer zusätzlichen Charakteristik des erfindungsgemäßen Übertragungsverfahrens ist K2 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1.
Das erfindungsgemäße Empfangsverfahren eines Ultrabreitbandsignals befreit vorteilhafterweise von der Notwendigkeit, den Kanal mit großer Genauigkeit zu scannen.
Die Schätzung des Kanals und die Verarbeitung der empfangenen Impulse erfolgt vorteilhafterweise in ein und demselben Datenfluss, in Höhe der RF-Empfangsschnittstelle. Die Erfindung schlägt eine Verarbeitung vor, die ermöglicht, eine kontinuierliche Positions- und/oder Amplituden- und/oder Phaseninformation über jeden der Multiwege direkt zu erhalten.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung setzt das empfangene Signal um in eine Folge komplexer Abtastwerte. Aufgrund der erhaltenen komplexen Abtastwerte werden die Informationen über den Kanal, die empfangenen Impulse und die Synchronisation analysiert.
In einer ersten Phase erfolgt die Erfassung des Kanals. Die Erfassungsphase des Kanals erfordert das Senden einer Sequenz von Impulsen, die der Empfänger a priori kennt. Die Erfassung besteht dann, einerseits eine grobe Schätzung des Ankunftszeitpunkts eines empfangenen Impulses zu erhalten (Phasensynchronisation bei der oben genannten Impulsfolge) und andererseits ein Referenzsignal zu konstruieren, das die entrauschte Abbildung der Impulsantwort des Ausbreitungskanals ist. Die geschätzte Phase und/oder Amplitude des laufenden Signals ermöglicht, die Sender-Empfänger-Synchronisation sicherzustellen (Kontrolle der Taktfrequenz und Kontrolle der Verstärkung). Das Referenzsignal wird aufgrund komplexer Abtastwerte aktualisiert, um der Evolution des Ausbreitungskanals Rechnung zu tragen.
Eine einfache Art der Konstruktion des Referenzsignals besteht in einer kohärenten Integration der empfangenen Informationen, Rahmen für Rahmen, über mehrere PRP-Perioden. Es gibt auch andere Methoden, um das Referenzsignal zu konstruieren, zum Beispiel die als Schätztheorie bekannten Methoden. Beispielsweise aber nicht einschränkend besteht eine alternative Schätzung darin, ein regressives iteratives Verfahren anzuwenden (fortgeschrittener Schätzalgorithmus).
In einer zweiten Phase ermöglicht ein Vergleich des laufenden Signals mit dem Referenzsignal, Positions- und/oder Amplituden- und/oder Phaseninformationen zu erlangen. Nach einer besonders vorteilhaften Charakteristik der Erfindung ermöglichen die Positions- und/oder Phaseninformationen des empfangenen laufenden Signals, Frequenzsynchronisationsfehler zu detektieren, wie dies weiter unten detaillierter dargestellt wird.
In Bezug auf den Stand der Technik können folgende wesentliche Vorteile des erfindungsgemäßen Empfängers aufgezählt werden:

– eine sehr wesentliche Verbesserung des Rausschabstands;
– ein und derselbe Datenfluss dient sowohl der Erlangung der Position der Abtastwerte als auch der Erfassung der Multiwege;
– eine reduziert Abtastkadenz, angepasst an die Nutzbandbreite, ermöglicht entweder den Verbrauch zu drosseln oder – bei gleichem Verbrauch – schneller oder in einem breiteren Durchlassband zu arbeiten.

Kurzbeschreibung der Figuren
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der Beschreibung einer bevorzugten Realisierungsart hervor, bezogen auf die beigefügten Figuren:
die 1 ist ein Grundschaltbild eines Ultrabreitband-Übertragungssystems;
die 2 zeigt empfangene und gesendete Signale eines Ultrabreitband-Übertragungssystems;
die 3 zeigt einen Ultrabreitband-Übertragungssystem-Empfänger nach der bevorzugten Ausführungsart der Erfindung;
die 4 stellt eine Perfektionierung des in 3 dargestellten Empfängers dar;
die 5 zeigt einen Funktionsschaltplan einer ersten in den 3 und 4 dargestellten Schaltung;
die 6a–6d zeigen Signale, erzeugt in der in der 5 dargestellten Schaltung;
die 7 zeigt einen Funktionsschaltplan einer zweiten in den 3 und 4 dargestellten Schaltung;
die 8 zeigt einen Funktionsschaltplan einer in der 7 dargestellten Schaltung;
die 9 und 10 zeigen jeweils eine erste und eine zweite Perfektionierung des in der 4 dargestellten Empfängers.
Detaillierte Beschreibung von Realisierungsarten der Erfindung
Die 3 stellt einen erfindungsgemäßen Empfänger eines Ultrabreitbandübertragungssystems dar und die 4 zeigt eine Perfektionierung des in der 3 dargestellten Empfängers.
Der erfindungsgemäße Empfänger umfasst: eine Schaltung zur zeitlichen Diskretisierung 7, die Abtastwerte des empfangenen Signals liefert, eine Impulsantwort-Schätzschaltung 8, die aufgrund der durch die Schaltung 7 gelieferten Abtastwerte ein Referenzsignal liefert, eine Vergleichsschaltung 9, um die durch die Schaltung 7 gelieferten Abtastwerte und das durch die Schaltung 8 gelieferte Referenzsignal zu vergleichen, und eine Schaltung C, die aufgrund des durch die Vergleichsschaltung 9 gelieferten Signals Positions-, Amplituden- und Phaseninformationen bezüglich des empfangenen Signals berechnet.
Gemäß der in der 4 dargestellten Perfektionierung umfasst der Empfänger eine Schaltung 10 zur Decodierung und kohärenten Integration, die dazu dient, das Rauschen der durch die Schaltung 7 gelieferten Abtastwerte bzw. Proben zu reduzieren. In der 4 befindet sich die Schaltung 10 vor der Schaltung 9. Gemäß alternativer Realisierungsarten der Erfindung kann die Schaltung 10 sich am Ausgang der Schaltung 9 oder am Ausgang der Schaltung C befinden.
Die Diskretisierungsschaltung 7 des empfangenen Signals hat die Funktion, das empfangene Signal auf eine Familie von zwei orthogonale Funktionen der Frequenz fp zu projizieren und dann das derart projizierte Signal abzutasten. Das am Ausgang der 7 gelieferte Signal ist ein Datenfluss d(k) von diskreten zweidimensionalen Werten X(k), Y(k), wobei der Parameter k den Rang eines Abtastwerts darstellt (k = 0, 1, ..., n). Der Datenfluss d(k) entspricht der Folge der empfangenen physischen Daten, wobei dieses physischen Rahmen sich überdecken bzw. überlappen können.
Die Impulsantwort-Schätzschaltung 8 dient der Konstruktion eines Referenzsignals ref(k) aufgrund des diskreten Flusses d(k). Eine Vorgehensweise bei dieser Schätzung besteht zum Beispiel dann, aus den physischen Rahmen des empfangenen Signals einen kohärenten Mittelwert zu berechnen.
Die Vergleichsschaltung 9 hat die Funktion, das diskrete Bild des empfangenen laufenden Signals d(k) mit dem Referenzsignal ref(k) zu vergleichen, um daraus Zeitpositions- und/oder Amplituden- und/oder Phaseninformationen zu gewinnen, die den empfangenen Impulsen entsprechen. Eine Durchführungsart dieses Vergleichs besteht darin, FIR-Filterbänke zu benutzen, deren Koeffizienten von dem Referenzsignal ref(k) stammen. Eine Rekombination der gelieferten Signale durch die FIR-Filter ermöglicht dann, Größen scal(k) und vect(k) zu erlangen, wie etwa: scal(k) = d(k)*ref(k), undvect(k) = d(k)∧ref(k), wo das Symbol "*" die skalare Produktoperation darstellt (Korrelationsmessung) und das Symbol "∧" die vektorielle Produktoperation darstellt (Orthogonalitätsmessung).
Die Schaltung C berechnet aufgrund der Größen scal(k) und vect(k) Spannungen Va und Vφ, die jeweils repräsentativ sind für die Amplitude und die Phase des empfangenen Signals R(t). Die Amplitudeninformation wird benutzt, um die Position des empfangenen Signals zu bestimmen. Die Position ergibt sich also zum Beispiel aus dem Maximum der Amplituden oder durch die Detektion der Überschreitung einer bestimmten Schwelle der Spannungen Va. Vorteilhafterweise ist es möglich, jedes Gleiten des Takts des Empfängers in Bezug auf den Takt des Senders zu korrigieren. Die für die Phase des empfangenen Signals repräsentative Spannung Vφ wird dann als Steuersignal des Takts des Empfängers benutzt, der zum Beispiel in der Schaltung 7 präsent ist.
Gemäß einer Alternative der Erfindung können die Vergleichsschaltung und die Schaltung C ersetzt werden durch eine Polarkoordinatenverarbeitungsschaltung der Abtastwerte X(k) und Y(k), CORDIC-Schaltung genannt (CORDIC für "COordinate Rotation Digital Computer"), wobei diese Polarkoordinatenverarbeitungsschaltung die gleichen Amplituden- und Phaseninformationen wie die vorhergehend erwähnten liefert.
Die gesendeten Impulse haben eine sehr geringe Breite, was eine große zeitliche Genauigkeit bei allen Sende- und Empfangsparameter und insbesondere der mittleren Sendeperiode PRP, dem Positionsmodulationsabstand der gesendeten Impulse ΔT(PPM), der Abtastperiode T und der Frequenz fp der orthogonalen Funktionen a und b erforderlich macht.
Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst die Einführung und Aufrechterhaltung einer robusten Synchronisation all dieser Parameter. Diese Synchronisation wird sichergestellt durch die Aufrechterhaltung bekannter und fester Verhältnisse K1, K2, K3, etwa: RPR = K/fp; ΔT(PPM) = K2/fp;T = K/fp, wo K1 und K2 positive reelle Zahlen sind und K3 eine rationale Zahl ist.
Die Aufrechterhaltung dieser konstanten Verhältnisse wird durch die Spannung Vφ gewährleistet, die über die Regelschleife B eine regelmäßige Information über ein eventuelles Phasengleiten liefert.
Festzustellen ist, dass, wenn der Koeffizient K1 keine ganze Zahl ist, jeder PRP-Periode bei jedem der komplexen Abtastwerte eine andere Phase entspricht, wobei die Phase dann im Basisband berechnet werden muss, in Abhängigkeit von der Kenntnis von K1, was bei der durch die Schaltung 9 durchgeführten Filterung berücksichtigt werden muss.
Nach einer vorteilhaften Realisierungsart der Erfindung ist der Koeffizient K1 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1. In diesem Fall entspricht einer bestimmten nominalen Position innerhalb einer PRP-Periode (das heißt einer in Bezug auf den Beginn der PRP-Periode konstanten relativen Position) und einer bestimmten Phase in dem gesendeten Impuls mit einer begrenzten Anzahl diskreter Werte, die nur von der Phasenmodulation abhängen, eine bestimmt Phase in dem empfangenen Impuls. In diesem Fall, ohne Gleiten der Sender-Empfänger-Takte und für eine bestimmte nominale Position im Innern einer PRP-Periode, muss bei der Phase eines empfangenen Impulses von einer PRP-Periode zur nächsten keine Phasenkorrektur vorgenommen werden.
Ein Phasenfehler zwischen der nominalen Phase des empfangenen Impulses mit einer begrenzten Anzahl bekannter diskreter Werte, der nur von der Modulation und der effektiven Phase des empfangenen Impulses abhängt, der kontinuierlich zwischen zwei bekannten nominalen Phasen geglitten sein kann, wird direkt (das heißt ohne zusätzliche Korrektur in der Phase) als ein Fehler einerseits bei der globalen Synchronisation in der PRP- Periode und andererseits bei den Takten der beiden orthogonalen periodischen Frequenzfunktionen fc interpretiert.
Bei einer vorteilhaften Realisierungsart sind beide Koeffizienten K1 und K2 ganze Zahlen. In diesem Fall, in irgendeiner nominalen Position, entspricht eine bestimmte Phase in dem gesendeten Impuls mit einer begrenzten Anzahl diskreter Werte, die nur von der Phasenmodulation abhängen, einer bestimmten Phase in einem empfangenen Impuls. Ohne das Gleiten der Sender-Empfänger-Takte muss bei der Phase eines empfangenen Impulses keine Korrektur vorgenommen werden. Bei dieser vorteilhaften Realisierungsart sind Phase und Position entkorreliert. Die Phase wird ohne Beachtung der Position gelesen.
Für jede nominale Position wird einer Phasenfehler zwischen der nominalen Phase und der effektiven Phase des empfangenen Impulses, der kontinuierlich geglitten sein kann zwischen zwei bekannten nominalen Phasen, folglich direkt (das heißt ohne zusätzliche Korrektur der Phase) als ein Fehler einerseits bei der globalen Synchronisation in der PRP-Periode und andererseits bei den Takten der beiden orthogonalen Frequenzfunktionen fp interpretiert.
Der Koeffizient K3 ist eine rationale Zahl. Diese ermöglicht, eine kohärente Verarbeitung in dem diskreten Teil des Empfängers durchzuführen.
Nach der Erfindung wird die Synchronisation der gesamten Kommunikation realisiert und aufrechterhalten dank einer Regelung eines Basistakts der aus der Regelschaltung C stammenden Phasengleitinformation Vφ.
Die 5 zeigt eine Schaltung 7 zur zeitlichen Diskretisierung des empfangenen Signals R(t). Die Schaltung 7 umfasst zwei Mischer 11, 12, einen Periodenfunktionsgenerator 13, einen Phasenschieber 14, zwei Tiefpassfilter 15, 16 und zwei Abtasteinrichtungen 17, 18. Der Periodenfunktionsgenerator 13 und der Phasenschieber 14 können ersetzt werden durch eine einzige Schaltung, die direkt eine Dublette orthogonaler periodischer Funktionen erzeugt. Nach einer speziellen Realisierungsart der Erfindung werden der Periodenfunktionsgenerator 13 oder die einzige bzw. vereinigte Schaltung, die direkt eine Dublette orthogonaler periodische Funktionen erzeugt, als lokaler Oszillator des Empfangsbasistakts benutzt.
Das empfangene Signal R(t) wird durch eine Folge von Impulsen gebildet. Sein Durchlassband B ist sehr breit, zum Beispiel 7 GHz, und seine Mittenfrequenz fc ist hoch, zum Beispiel 7 GHz. Der Mischer 11 empfängt auf einem ersten Eingang das Signal R(t) und auf einem zweiten Eingang ein periodisches Signal "a", geliefert durch den Generator 13. Ebenso empfängt der Mischer 12 auf einem ersten Eingang das Signal R(t) und auf einem zweiten Eingang ein periodisches Signal "b" gleich dem Signal a, aber phasenverschoben in Bezug auf das Signal a, zum Beispiel verzögert um eine Dauer gleich 1/4 fc, um die Orthogonalität zwischen den beiden Signalen a und b aufrechtzuerhalten. Im Falle von sinusförmigen Signalen a und b ist die Phasenverschiebung folglich gleich π/2.
Die durch die Mischer 11 und 12 gelieferten Signale werden zu den Tiefpassfiltern 15 und 16 übertragen. Die Sperrfrequenz der Filter 15 und 16 ist im Wesentlichen gleich der Hälfte der Bandbreite des Signals R(t). Die aus den Filtern 15 und 16 stammenden Signale werden anschließend unter der Wirkung der Befehle C1 und C2 durch die Abtasteinrichtungen 17 und 18 abgetastet. Das am Ausgang der Schaltung 7 gelieferte Signal ist ein Datenfluss d(k) von diskreten Werten mit zwei Dimensionen X(k), Y(k) (k = 0, 1, ..., n). Der Datenfluss d(k) entspricht der Folge der empfangenen physischen Rahmen, die sich überdecken bzw. überlappen können. Nach einer alternativen Realisierungsart der Schaltung 7 erfolgt das Abtasten nach dem Mischen.
Die Abtastung der Signale kann periodisch sein, mit der Periode T. Vorteilhafterweise ist die Abtastfrequenz an das Arbeitsband angepasst entsprechend dem Nyquist-Kriterium, was eine große Reduzierung der Rechenzeiten ermöglicht. Die Abtastung kann auch semi-periodisch sein (die Verzögerung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten ist dann ein Mehrfaches von T) oder aperiodisch sein (die Abtastzeitpunkte entsprechen dann unperiodischen Sollwerten auf einer kontinuierlichen Zeitskala).
Vorteilhafterweise kann die Impulsantwort der Tiefpassfilter 15 und 16, die das analoge Signal in dem Nutzfrequenzband vor dem Abtasten integrieren, an die Form des empfangenen Impulses angepasst werden. Die Filter 15 und 16 können auch Filter des Typs Spektrumshüllekurvenentzerrer bzw. -ausgleicher sein, die ermöglichen, die Spreizung der Impulsantwort des Kanals zu minimieren.
Um sich einerseits einer bijektiven Transformation anzunähern, die ermöglicht, jede Mehrdeutigkeit bezüglich der detektierten Information zu beseitigen (mit einer Position des empfangenen Impulses, die einem und nur einem komplexen Punkt (X(k); Y(k)) entspricht), und andererseits den Rauschabstand zu verbessern, wird die Breite des Lesefensters sowie die Form der Dublette der Funktionen a und b entsprechend gewählt.
So ist es in Bezug auf die Verbesserung des Rauschabstands vorteilhaft, eine Funktionsdublette a und b zu benutzen, deren Form angepasst ist an die der empfangenen Impulse. Diese Anpassung wird um so besser, je besser Spektren des empfangenen Signals R(t) und der Signale a und b der Dublette nach der Tiefpassfilterung übereinstimmen. Zum Beispiel realisieren ein Kosinus und ein Sinus, deren Frequenzen gleich fc sind, der Mittenfrequenz des empfangenen Signals R(t), diese Anpassung (s. 6a). Weitere Beispiele der Signale a und b sind ebenfalls möglich, nämlich:

– ein Signal der Frequenz fc mit annähernd die Form der empfangenen Impulse und das zugeordnete, um 90° phasenverschobene Signal (s. 6b),
– ein Rechtecksignal der Frequenz fc und das zugeordnete, um 90° phasenverschobene Signal (s. 6c, 6d).

Generell ist die Abtastfrequenz der Schaltung 7 in Höhe der Abtasteinrichtungen 17 und 18 höher oder gleich der das Nyquist-Kriterium respektierenden Frequenz. Konkret ist die Nyquistfrequenz hier gleich der doppelten Sperrfrequenz der vor der Abtastung vorgesehenen Tiefpassfilter 15 und 16.
Jedoch, nach einer speziellen Realisierungsart der Erfindung, kann die Abtastfrequenz der Schaltung 7 in Höhe der Abtasteinrichtungen 17 und 18 niedriger gewählt werden als die das Nyquist-Kriterium einhaltende Frequenz. In diesem Fall ist die Dauer des Abtastfensters gleich der Breite eines Impulses. Daraus folgt eine leichte Verschlechterung der Leistungen, aber zugunsten einer Lockerung der Zwänge bezüglich der Komplexität der Berechnungen, da die Arbeitsfrequenz weiter vorn niedriger ist.
Ein mögliche Realisierung des Diskretisierungsschaltung 7 ist ein I/Q-Empfänger (I/Q für "In phase/Quadrature"). Ein anderer Realisierungstyp kann zum Beispiel eine digitale Implementierung der Mischung (Multiplikation des empfangenen Signals mit einer Dublette orthogonaler Funktionen) oder die Verwendung einer Schaltung sein, welche die Funktionen des Mischens und Abtastens an bzw. in derselben Front kombiniert.
Die durch die Diskretisierungsschaltung 7 gelieferten Informationen werden einerseits zu einer Impulsantwort-Schätzschaltung 8 übertragen und andererseits zu der Vergleichsschaltung 9.
Die Schaltung 8 berechnet ein Referenzsignal aus von der Schaltung 7 stammenden Abtastwerten. Für jeden Abtastwert X(k), Y(k) wird dann ein Referenzabtastwert Xr(k), Yr(k) berechnet. Eine Art der Berechnung des Referenzsignals besteht zum Beispiel darin, einen Mittelwert der Abtastwerte aufeinanderfolgender physischer Rahmen zu berechnen.
Die Vergleichsschaltung 9 vergleicht das diskretisierte empfangene Signal d(k) mit dem Referenzsignal ref(k), um dem Signal d(k) eine Positions- und Amplitudeninformation über die gesendeten Symbole zu entnehmen. Dieser Vergleich kann, Rahmen für Rahmen oder Abtastwert für Abtastwert, eine Korrelation der beiden Komponenten jedes Datenelements d(k) sein.
Die Schaltung 9 kann analog oder digital sein. Bei einer bevorzugten Realisierungsart ist die Ausführung digital (SCAI/VECT oder CORDIC), und dann sind zwischen der Schaltung 7 oder der Schaltung 10 und den Schaltungen 8 und 9 Analog-Digital-Wandler vorgesehen.
Die 7 entspricht einer erfindungsgemäßen Vergleichsschaltung, und die 8 stellt eine Detailansicht der in der 7 dargestellten Schaltung dar.
Die Vergleichsschaltung 9 umfasst zwei Filterbänke 19 und 20 für die Komponente X(k) und zwei Filterbänke 21 und 22 für die Komponente Y(k). Jede Filterbank umfasst n Verzögerungsschaltungen R(0), E(1), ..., R(n-1), n+1 Multiplizierer M(0), M(1), ..., M(n) und einen Addierer 25 (s. 8). Die Koeffizienten der Impulsantwortfilter der Filterbänke 19 und 21 werden durch Referenzgrößen Xr(0), Xr(1), ..., Xr(n) gebildet, und die Koeffizienten der Impulsantwortfilter der Filterbänke 20 und 22 werden durch Referenzgrößen Yr(0), Yr(1), ..., Yr(n) gebildet. Die Ausgänge der Filterbänke 19 und 21 sind mit den Eingängen eines Addieres 23 verbunden, und die Ausgänge der Filterbänke 20 und 22 sind mit den Eingängen eines Addieres 24 verbunden. Die Ausgänge der Addierer 23 und 24 bilden die Ausgänge der Vergleichsschaltung. Die Dauer jeder Verzögerung ist gleich der Abtastperiode T. Die am Ausgang der Filterbänke 19, 20, 21 und 22 erhaltenen Daten schreiben sich dann jeweils: Σ1 = Σn i=0 Xr(i) x X(i+k), Σ2 = Σn i=0 Xr(i) x Y(i+k), Σ3 = Σn i=0 Yr(i) x X(i+k), Σ4 = Σn i=0 Yr(i) x Y(i+k),wo das Symbol "x" die Multiplikationsoperation darstellt.
Ebenso sind die durch die Vergleichsschaltung 9 gelieferten Signale dann: scal(k) = Σ1 + Σ3, und vect(k) = Σ2 + Σ4
Die Signale scal(k) und vect(k) sind direkt benutzbar für die Berechnung der Amplitude und der Phase des empfangenen Signals.
Wenn die Vergleichsschaltung mit voller Rechenleistung benutzt wird, führt jede Filterbank 2n Multiplikationen pro Periode T aus. Es ist jedoch möglich, bei der Rechenmenge einzusparen, zum Beispiel indem nur ein Teil der vier Korrelationen aktiviert wird, oder in dem nur ein Teil der Filterkoeffizienten aktiviert wird (zum Beispiel diejenigen, die man für ausreichend wichtig hält), oder auch, indem man eine Korrelation nur bei einem Teil der Positionen durchführt.
Eine andere Art des Vergleichens besteht darin, dass man eine spezifische Schaltung verwendet, die die kartesischen Koordinaten des komplexen Systems in polare Koordinaten transformiert und die Vergleiche bei den Phasen und den Amplituden durchführt.
Die 9 stellt eine erste Perfektionierung der Empfangsvorrichtung nach der Erfindung dar.
Die Vorrichtung der 9 umfasst außer den vorhergehend beschriebenen Elementen Einrichtungen zur Erhöhung ihrer Robustheit gegenüber den Störsignalen, deren Frequenzen in der Bandbreite B des empfangenen Nutzsignals enthalten sind.
Störsignale, deren Frequenzen in der Bandbreite B des empfangenen Signals enthalten sind, können von der Empfangsschaltung aufgefangen werden. Wenn diese Störsignale Frequenzen haben, die im Wesentlichen den Frequenzen der periodischen Signale entsprechen, die für die Projektion benutzt werden, werden sie während des Mischens mit den periodischen Signalen verstärkt (Mischer 11 und 12 der 5). Daraus resultiert eine wichtige Begrenzung des Rausch- und Interferenzenabstands.
Die Störsignale müssen eliminiert werden können. Die der Perfektionierung der Erfindung entsprechende Vorrichtung ermöglicht, diese Signale einfach zu eliminieren. Die Eliminierung der Störsignale erfolgt durch ein Bandsperrfilter 28, vorgesehen vor RF-Empfangsfront 29, selbst vor der Diskretisierungsschaltung 7 des Signals vorgesehen (s. 9). Auf ganz und gar neuartige Weise ist es dann möglich, eine Signal mit der Mittenfrequenz fc von dem empfangenen Signal zu eliminieren und dabei exzellente globale Detektionsleistungen aufrechtzuerhalten.
Nach einer vorteilhaften Realisierungsart der Erfindung kann die Mittenfrequenz des Bandsperrfilters 28 durch dieselbe Kontrollschaltung gesteuert werden, die die Frequenz der Projektionssignale steuert (Signale a und b in dem Fall, wo N = 2). Es ist auch möglich, mehrere Bandsperrfilter zu benutzen, die mit verschiedenen Frequenzen arbeiten, um Störsignale zu eliminieren, die auf diese verschiedenen Frequenzen zentriert sind.
Die 10 zeigt eine andere Perfektionierung der erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung.
Außer den vorhergehend beschriebenen Schaltungen 7, 8, 9, 10 umfasst die Empfangsvorrichtung eine Signaldetektionsschaltung 26 und eine Entscheidungsstufe 27 in Serie mit der Detektionsschaltung 26. Die Schaltungen 26 und 27 werden während der Initialisierungsphase der Kommunikation zwischen einer Sendequelle und dem Empfänger benutzt. Es geht dann darum, zu bestimmen, ob – ja oder nein – der Empfänger ein Nutzsignal detektiert hat.
Zu diesem Zweck berechnet die Schaltung 26 eine Norm aufgrund der Größen X(k) und Y(k), die sie an ihren Eingängen empfängt. Die Norm ist zum Beispiel die Quantität X(k)² + Y(k)², berechnet bei wenigstens einem Abtastwert, oder die Quantität max[X(k), Y(k)], berechnet bei jedem Abtastwert. Gemäß dem Wert der Norm wird entschieden, ob das detektierte Signal als ein Nutzsignal betrachtet werden kann oder nicht, wobei man davon ausgeht, ob eine Verarbeitung der empfangenen Signale durchgeführt werden muss oder nicht. Es ist ein Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung, die Initialisierungsphase der Übertragung mit Hilfe einer einfachen Normberechnungsschaltung zu ermöglichen.
Jedoch muss angemerkt werden, dass auch die oben erwähnten Schaltungen 8 und 9 die Norm X(k)² + Y(k)² berechnen können. In dem Fall, wo die Schaltungen 8 und 9 gewählt werden, um die Rechnung durchzuführen, wird eine Teilung der Rechenressourcen zwischen Detektion des Nutzsignals und Berechnung der Norm vorgenommen. Die Berechnung der Norm erfolgt jedoch vorzugsweise durch eine unabhängige Schaltung 26, denn eine solche Schaltung ermöglicht die Durchführung einer einfachen und schnellen Berechnung.

Claims

Empfänger für Ultrabreitbandsignal (R(t)), gebildet durch eine Impulsfolge, wobei der Empfänger Einrichtungen (7, 8, 9, C) umfasst, um die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) zu liefern, durch Korrelation des empfangenen Signals (R(t)) mit einem Bezugssignal (ref(k)), dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Einrichtungen umfassen: – Einrichtungen (11, 12, 13, 14) zum Liefern von zwei orthogonalen Signalen durch Projektion des empfangenen Signals (R(t)) auf zwei periodische orthogonale Funktionen (a, b) der Frequenz fp im Wesentlichen gleich der zentralen Frequenz fc des empfangenen Signals, – Abtasteinrichtungen (17, 18) der beiden orthogonalen Signale, um einen Fluss diskreter Daten (d(k)) zu liefern, wobei jedes diskrete Datenelement zwei Komponenten (X(k), Y(k)) hat, – Ermittlungseinrichtungen (8) zur Berechnung des Bezugssignals (ref(k)) aus dem Fluss diskreter Daten (d(k)), und – Vergleichseinrichtungen (9, C), welche die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) liefern, durch Vergleich aller oder eines Teils der in dem Fluss diskreter Daten (d(k)) enthaltenen Informationen mit allen oder einem Teil einer das Bezugssignal (ref(k)) bildenden Datenmenge (Xr(0), Xr(1), ..., Xr(n), Yr(0), Yr(1), ..., Yr(n)).
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Schaltung zur Decodierung und kohärenten Integration (10) umfasst, um das Rauschen der durch die Abtasteinrichtungen (17, 18) gelieferten diskreten Daten (d(k)) zu reduzieren.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichseinrichtungen (9) FIR-Filterbänke (19, 20, 21, 22) umfassen, deren Koeffizienten Daten sind, die das Bezugssignal (ref(k)) bilden.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Tiefpassfilter (15, 16) umfasst, angeordnet zwischen den die beiden orthogonalen Signale liefernden Einrichtungen (11, 12) und den Abtasteinrichtungen (17, 18), deren Grenzfrequenz im Wesentlichen gleich der Hälfte der Bandbreite des empfangenen Signals (R(t)) ist.
Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilter (15, 16) Abgleich- bzw. Entzerrfilter sind.
Empfänger nach einem der vorangehenden Anspruche, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz der Abtasteinrichtungen (17, 18) im Wesentlichen gleich fp/K3 ist, wobei K3 eine rationale Zahl ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtasteinrichtungen (17, 18) durch eine aperiodische Steuerung bzw. einen aperiodischen Befehl gesteuert werden.
Empfänger nach einem der vorangehenden Anspruche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlungseinrichtungen (8) zur Berechnung des Bezugssignals (ref(k)) aus physischen Rahmen des empfangenen Signals einen kohärenten Mittelwert berechnen.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er, um die beiden orthogonalen Signale zu liefern, wenigstens ein vor den Einrichtungen (11, 12) geschaltetes Bandsperrfilter (28) umfasst, dessen Mittelfrequenz in der Bandbreite (B) des empfangenen Signals (R(t)) liegt.
Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens ein Bandsperrfilter (28) auf die Mittelfrequenz fc des empfangenen Signals zentriert ist.
Empfänger nach einem der vorangehenden Anspruche, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Signaldetektionsschaltung (26) umfasst, die eine Norm von wenigstens einem diskreten Datenelement (d(k)) berechnet, sowie eine mit der Detektionsschaltung seriengeschaltete Entscheidungsschaltung (27), die entscheidet, ob – ja oder nein – eine Verarbeitung des empfangenen Signals durchgeführt werden muss oder nicht.
Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Norm gleich dem Quadrat des Moduls der beiden Komponenten (X(k), Y(k)) des diskreten Datenelements ist.
Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Norm gleich dem Maximum der beiden Komponenten (X(k), Y(k)) des diskreten Datenelements ist.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Regelkreis (B) umfasst, der die Phaseninformation (Vφ) als Steuersignal einer Taktschaltung des Empfängers überträgt.
Empfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktschaltung des Empfängers die beiden periodischen orthogonalen Funktionen (a, b) mit der Frequenz fp liefert.
Ultrabreitband-Übertragungssystem, einen Impulssequenzen sendenden Sender, einen Empfänger und einen Übertragungskanal zwischen Sender und Empfänger umfassend, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger ein Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 15 ist.
Ultrabreitband-Übertragungssystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die mittlere Periode der gesendeten Impulse gleich K1/fp ist, wobei K1 eine reelle Zahl ist.
Ultrabreitband-Übertragungssystem nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass K1 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1 ist.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitbasis für die Positionsmodulation der gesendeten Impulse im Wesentlichen gleich K2/fp ist, wobei K2 eine reelle Zahl ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass K2 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1 ist.
Empfangsverfahren für Ultrabreitbandsignal (R(t)), gebildet durch eine Impulsfolge, wobei das Verfahren ermöglicht, die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) zu liefern, durch Korrelation des empfangenen Signals (R(t)) mit einem Bezugssignal (ref(k)), dadurch gekennzeichnet, dass es umfasst: – einen Projektionsschritt (11, 12, 13, 14) des empfangenen Signals (R(t)) auf zwei periodische orthogonale Funktionen (a, b) der Frequenz fp, im Wesentlichen gleich der Mittelfrequenz fc des empfangenen Signals, um zwei orthogonale Funktionen zu liefern, – einen Abtastschritt (17, 18) der beiden orthogonalen Signale, um einen Fluss diskreter Daten (d(k)) zu liefern, wobei jedes diskrete Datenelement zwei Komponenten (X(k), Y(k)) hat, – ein Ermittlungsschritt (8) zur Berechnung des Bezugssignals (ref(k)) aus dem Fluss diskreter Daten (d(k)), und – ein Vergleichsschritt (9, C), der die die empfangenen Impulse betreffenden Informationen bezüglich Amplitude (Va) und/oder Phase (Vφ) liefert, durch Vergleich aller oder eines Teils der in dem Fluss diskreter Daten (d(k)) enthaltenen Informationen mit allen oder einem Teil einer das Bezugssignal (ref(k)) bildenden Datenmenge (Xr(0), Xr(1), ..., Xr(n), Yr(0), Yr(1), ..., Yr(n)).
Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Schritt zur Decodierung und kohärenten Integration (10) umfasst, um das Rauschen der durch den Abtastschritt gelieferten diskreten Daten (X(k), Y(k)) zu reduzieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Tiefpassfilterungsschritt (15, 16) der beiden orthogonalen Signale umfasst, wobei die Filterungsbandbreite im Wesentlichen gleich der Bandbreite (B) des Ultrabreitbandsignals (R(t)) ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtasten mit einer Abtastfrequenz von im Wesentlichen gleich fp/K3 erfolgt, wobei K3 eine rationale Zahl ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastung aperiodisch ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Ermittlungsschritt das Bezugssignal in Form eines kohärenten Mittelwerts der physischen Rahmen des Ultrabreitbandsignals (R(t)) berechnet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Bandsperrfilterung (28) des Ultrabreitbandsignals umfasst, zentriert auf die Frequenz fc des empfangenen Signals.
Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelfrequenz der Bandsperrfilterung durch eine Steuerschaltung gesteuert wird, welche die Frequenz der beiden periodischen orthogonalen Funktionen steuert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass es die Berechnung einer Norm von wenigstens einem zweidimensionalen diskreten Datenelement eines empfangenen Signals und einen Entscheidungsschritt umfasst, um zu entscheiden, ob – ja oder nein – eine Verarbeitung des mit dem diskreten Datenelement verbundenen empfangenen Signals durchgeführt werden muss oder nicht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Schritt zur Regelung einer Taktschaltung des Empfängers mit Hilfe der Phaseninformation (Vφ) umfasst.
Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung, ein Verfahren zum Senden von Impulssequenzen und ein Verfahren für den Empfang der gesendeten Impulse umfassend, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren für den Empfang der gesendeten Impulse ein Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 30 ist.
Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass die mittlere Periode der gesendeten Impulse gleich K1/fp ist, wobei K1 eine reelle Zahl ist.
Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass K1 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1 ist.
Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung nach einem der Ansprüche 31 bis 33, dadurch gekennzeichnet, das die Zeitbasis zur Positionsmodulation der gesendeten Impulse im Wesentlichen gleich K2/fp ist, wobei K2 eine positive reelle Zahl ist.
Verfahren zur Ultrabreitbandsignalübertragung nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, dass K2 eine ganze Zahl größer als oder gleich 1 ist.