DE60125546T2

DE60125546T2 - Mehrwegparameterschätzung in spreizspektrumkommunikationssystemen

Info

Publication number: DE60125546T2
Application number: DE60125546T
Authority: DE
Inventors: Peijun Jamestown SHAN; J. Eric Greensboro KING
Original assignee: RF Micro Devices Inc
Current assignee: RF Micro Devices Inc
Priority date: 2000-07-31
Filing date: 2001-07-27
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2021-07-28
Also published as: DE60125546D1; EP1305890B1; US6647077B1; EP1305890A2; WO2002011300A3; WO2002011300A2; AU2001278040A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Direktsequenz-Spreizspektrumkommunikationssysteme (DSSS-Kommunikationssysteme) und insbesondere auf die Kennzeichnung von Mehrwegausbreitungseigenschaften in DSSS-Empfängern.
Hintergrund der Erfindung
Die erfolgreiche Entnahme übertragener Informationen aus einem Empfangssignal in drahtlosen Kommunikationssystemen erfordert häufig die Überwindung wesentlicher Störpegel. Die Mehrwegstörung repräsentiert einen Empfangssignalstörungstyp, der in bestimmten Typen drahtloser Kommunikationssysteme besonders problematisch sein kann. Zum Beispiel werden drahtlose LANs üblicherweise in Innenraumumgebungen genutzt, die üblicherweise Trennwände, Möbel und mehrere Türen zusammen mit verschiedenen Metall- und Nichtmetall-Gebäudemerkmalen enthalten. In diesen Umgebungen folgen die gesendeten Signale mehreren Übertragungswegen mit unterschiedlichen Längen und mit unterschiedlicher Dämpfung. Folglich empfängt ein Empfänger in einer solchen Umgebung mehrere Signale in einem Zeitabstand mit unterschiedlichen Signalstärken. Diese mehreren Versionen desselben Sendesignals werden "Mehrwegsignale" genannt.
Die Wirkung von Mehrwegsignalen auf die Leistungsfähigkeit eines DSSS-Empfängers hängt von den Besonderheiten des besagten Kommunikationssystems ab. Zum Beispiel können Mehrwegsignale in bestimmten Typen von DSSS-Kommunikationssystemen das Signal/Rausch-Verhältnis des Empfängers tatsächlich verbessern. Um diese Erscheinung zu verstehen, ist es hilfreich, einige Grundaspekte der DSSS-Kommunikation hervorzuheben. DSSS-Sender multiplizieren ein Informationssignal im Wesentlichen mit einem Pseudorauschsignal (PN-Signal), einer sich wiederholenden digitalen Pseudozufallssequenz. Das Informationssignal wird anfangs mit dem PN-Signal gespreizt und das resultierende Spreizsignal mit dem RF-Träger multipliziert, was ein Sendesignal mit breiter Bandbreite erzeugt. Im allgemeinen Fall entspreizt ein Empfänger das Empfangssignal, indem er das ankommende Signal mit demselben PN-gespreizten Trägersignal multipliziert (mischt). Das Ausgangssignal des Empfängers hat eine maximale Größe, wenn das PN-Spreizsignal genau an das ankommende Empfangssignal angepasst ist. Die "Anpassung" wird in DSSS-System auf der Grundlage der Korrelation des ankommenden sequentiell geordneten PN-Signals mit dem lokal erzeugten sequentiell geordneten PN-Signal bewertet.
Der von dem Sender zum Spreizen des Informationssignals verwendete Spreizcode (PN-Code) beeinflusst wesentlich die Wirkungen von Mehrwegsignalen auf die Empfängerleistungsfähigkeit. DSSS-Übertragungen auf der Grundlage eines einzelnen Spreizcodes mit guten Autokorrelationseigenschaften (oder auf der Grundlage einer kleinen Menge orthogonaler Spreizcodes) ermöglichen, dass der Empfänger einzelne Signale innerhalb eines Mehrwegsignals relativ frei von der Störung von den anderen Signalen innerhalb des Mehrwegsignals selektiv dekorreliert. Durch Einstellen des PN-Sequenz-Versatzes, der zum Erzeugen seines lokalen PN-Entspreizungssignals verwendet wird, kann der Empfänger seine Entspreizungsschaltungsanordnung auf ein beliebiges der Mehrwegsignale, die er empfängt, zeitlich ausrichten (Codephase). Wie z. B. in Fuente u. a., "A New Scheme for Direct Sequence Spread Spectrum Radio LANs", skizziert ist, kann der Empfänger die gesendeten Daten ohne übermäßige Störung aus einem beliebigen dieser Mehrwegsignale zurückgewinnen, falls der spreizende/entspreizende PN-Code gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften aufweist. Natürlich kann es bevorzugt sein, für die Informationsrückgewinnung nur das stärkste Mehrwegsignal bzw. die stärksten Mehrwegsignale zu verwenden.
Tatsächlich nutzen herkömmliche RAKE-Empfänger, die in Codemultiplex-Vielfachzugriff-Digitalzellerttelefonsystemen (CDMA-Digitalzellentelefonsystemen) verwendet werden, die obige Situation. CDMA- Übertragungen verwenden für ein gegebenes Empfänger- und Senderpaar einen verhältnismäßig langen, festen Spreizcode, was zu sehr günstigen Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften führt. RAKE-Empfänger sind im Gebiet des Entwurfs von Digitalzellenempfängern gut bekannt. Ein RAKE-Empfänger weist mehrere parallele "RAKE-Finger" auf. Jeder RAKE-Finger kann unabhängig mit einem Empfangssignal synchronisieren und es entspreizen.
Die RAKE-Finger synchronisieren sich durch Synchronisieren der mehreren RAKE-Finger mit den stärksten empfangenen Mehrwegsignalen (jenen mit den höchsten Korrelationswerten) auf die stärksten Mehrwegsignale auf. Wegen der ausgezeichneten Korrelationseigenschaften der CDMA-Spreizcodes synchronisiert sich jeder RAKE-Finger mit einem der Mehrwegsignale und entspreizt es verhältnismäßig frei von der den anderen Mehrwegsignalen zugeordneten Störung. Somit entspreizt jeder RAKE-Finger ein verhältnismäßig sauberes Signal, wobei dies ermöglicht, dass der gesamte RAKE-Empfänger die Signale kohärent (mit Zeit/Phasen-Ausrichtung) kombiniert, um ein kombiniertes Ausgangssignal zu bilden, das die Addition der Mehrwegsignale repräsentiert. Das kohärente Kombinieren der Mehrwegsignale ermöglicht, dass der RAKE-Empfänger eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses (SNR) erzielt, was im Wesentlichen heißt, dass Mehrwegsignale die Empfangsleistungsfähigkeit in bestimmten Typen von Spreizspektrumsystemen tatsächlich verbessern können.
Leider verkomplizieren die Eigenschaften vieler anderer Spreizspektrumkommunikationstypen stark die Art und Weise, wie ein Empfänger Mehrwegsignale behandelt. Einige Typen von DSSS-Systemen verwenden Spreizcodes mit schlechten Korrelationseigenschaften. Die als 802.11b bekannte IEEE-Norm für drahtlose LANs mit hoher Datenrate ist ein Hauptbeispiel eines solchen Systems. Übertragungen gemäß der Norm IEEE 802.11 verwenden einen einzelnen Spreizcode, kombiniert mit Zweiphasenumtastung (BPSK) oder Quadraturphasenumtastung (QPSK), um Daten mit 1 bzw. 2 Megabits zu übertragen. Die Erweiterungen der 802.11 b schaffen höhere Datenraten, indem sie Übertragungsraten von 5,5 und 11 Megabits definieren. Diese höheren Datenraten verwenden ein z. B. in Andren, C., u. a., "CCK Modulation Delivers 11 Mbps for High Rate IEEE 802.11 Extension", beschriebenes Modulationsformat, das als Komplementärcodeumtastung (CCK) bekannt ist. Übertragungen gemäß der 802.11 b-CCK-Betriebsart verwenden mehrere Spreizcodes, wobei sich die Spreizcodes über Symbole ändern. Während die CCK-Modulation die Fähigkeit schafft, hohe Datenübertragungsraten zu erzielen und die Kompatibilität mit dem 1- und 2-Megabit/s-Kanalisierungsschema der Norm 802.11 weiter aufrechtzuerhalten, enthält sie den Nachteil, den Empfängern das saubere Entspreizen einzelner Mehrwegsignale zu erschweren.
Tatsächlich können die verschiedenen Mehrwegsignale wegen der verhältnismäßig schlechten Korrelationseigenschaften der in 802.11 b verwendeten Spreizcodes einander stören und in dem Empfänger zur Intersymbolstörung (ISI) führen. Somit können Mehrwegsignale die Empfängerleistungsfähigkeit in Systemen, die gemäß 802.11b-Normen arbeiten, im Gegensatz zu dem CDMA-Digitalzellenszenarium wesentlich verschlechtern. Natürlich können Mehrwegsignale in einem beliebigen Typ eines DSSS-Systems problematisch sein, das nicht ideale Spreizcodes verwendet, sodass das Problem nicht auf drahtlose LAN-Anwendungen beschränkt ist. Die Mehrwegstörung in DSSS-Systemen ergibt sich sowohl aus der Interchipstörung (ICI) als auch aus der ISI. Für diese Offenbarung wird der Begriff ISI so verstanden, dass er sowohl die ICI als auch die ISI enthält. Aus Sicht eines DSSS-Empfängers führt jedes gesendete Symbol wegen der mehreren Signalausbreitungswege zwischen Empfänger und Sender zum Empfang mehrerer Symbole, die mit relativen Zeitabständen voneinander ankommen. Wie sie hier verwendet wird, beschreibt die ISI die Mehrwegstörung, die sich aus diesen mehreren empfangenen Symbolen ergibt und die Störung enthalten kann, die sich aus Mehrwegsignal-Verzögerungsspreizungen ergibt, die eine Symbolperiode übersteigen.
In DSSS-Systemen, wo der Spreizcode bzw. die Spreizcodes nicht zulassen, dass mehrere Signale ohne Störung einzeln entspreizt werden, sind RAKE-Empfängertechniken nicht anwendbar. Die Grundlage des RAKE-Empfängerbetriebs nimmt an, dass jeder RAKE-Finger sauber ein ausgewähltes Mehrwegsignal entspreizen kann, das nachfolgend mit der Ausgabe von anderen RAKE-Fingern kombiniert wird, um ein Gesamtausgangssignal des RAKE-Empfängers zu bilden. Falls die Ausgabe von den einzelnen RAKE-Fingern durch Mehrwegstörung verfälscht wird, wird das kombinierte Signal gefährdet und leidet die Leistungsfähigkeit des RAKE-Empfängers.
Die Kanalentzerrung bietet eine potentielle Gelegenheit, die Empfängerleistungsfähigkeit in einem Mehrwegkanal zu verbessern. Leider sind herkömmliche Kanalentzerrungstechniken wegen der Komplexität für DSSS-Übertragungen ungeeignet. Der Begriff "kanalkohärente Bandbreite" beschreibt für ein beliebiges Radiofrequenzsignal den Abschnitt der verfügbaren Bandbreite eines gegebenen Kanals, wo ein verhältnismäßig flacher Frequenzgang beobachtet werden kann. Üblicherweise kann nur ein kleiner Abschnitt eines Breitband-DSSS-Kanals einen flachen Frequenzgang zeigen. Folglich sind vorhandene Entzerrer, die herkömmliche Digitalfilterungstechniken nutzen, für die Kompensation eines Breitband-DSSS-Kanals für Mehrwegstörung ungeeignet. Diese Nichteignung ergibt sich aus der reinen Komplexität, die der Realisierung und dem Training eines herkömmlichen Digitalfilters mit einer endlichen Anzahl von Filterabgriffen und entsprechenden Filterkoeffizienten, das das Empfangssignal für den komplexen Frequenzgang eines Breitband-DSSS-Funkkanals kompensieren kann, zugeordnet ist.
Vorhandene Zugänge zum DSSS-Empfängerentwurf behandeln die Mehrwegstörung in Systemen, wo einzelne Mehrwegsignale nicht verhältnismäßig störungsfrei entspreizt werden können, nicht angemessen. Wie angemerkt wurde, beruhen diese Systemtypen üblicherweise auf nicht idealen Spreizcodes, wobei IEEE 802.11b ein Beispiel solcher Systeme repräsentiert. Ohne die Fähigkeit, die Mehrwegstörung zu behandeln, können solche Systeme in Umgebungen mit wesentlicher Mehrwegstörung nicht zuverlässig arbeiten. Vorhandene Zugänge, die entweder die Verwendung von RAKE- Empfängern oder von herkömmlichen Kanalentzerrern enthalten, sind entweder ungeeignet oder unpraktisch.
Die effektive Handhabung von Mehrwegsignalen, ob für die Störungskompensation wie etwa in 802.11b-Umgebungen oder für die kohärente Mehrwegsignalkombination wie etwa in RAKE-Empfängeroperationen, hängt von der Entwicklung genauer Schätzungen der Ausbreitungswegeigenschaften für eines oder für mehrere der in dem Empfangssignal enthaltenen Sekundärausbreitungswegsignale ab. Unter vielen Bedingungen der echten Welt übersteigt die Verzögerungsspreizung zwischen den einzelnen Ausbreitungswegsignalen, die ein empfangenes Mehrwegsignal umfasst, eine Symbolzeit, d. h., die verschiedenen Ausbreitungswegsignale können in einem beliebigen Augenblick verschiedene Informationswerte (Symbolwerte) repräsentieren, was es potentiell erschwert, ein Ausbreitungswegsignal mit einem anderen in Beziehung zu setzen. Ohne diese Fähigkeit können nur Mehrwegsignale mit Ausbreitungswegverzögerungsspreizungen kleiner als eine Symbolzeit im Wesentlichen störungsfrei verarbeitet werden.
Somit bleibt ein Bedarf an einem Verfahren und an einer unterstützenden Vorrichtung zum Feststellen und Kennzeichnen von Sekundärsignalausbreitungswegen relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg, das/die einen weiten Bereich von Ausbreitungswegverzögerungsspreizungen einschließlich Verzögerungsspreizungen, die eine Symbolzeit übersteigen, versorgt. Mit der Fähigkeit, Zeitabstände zwischen Haupt- und Sekundärsignalen über einen Bereich von weniger bis mehr als einer Symbolzeit zu bestimmen, kann ein Kommunikationsempfänger in einer Vielzahl von Umgebungen, selbst jenen mit starken Mehrwegbedingungen, Sekundärsignalausbreitungswege relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg genau kennzeichnen. Ein solches Kennzeichnungsverfahren würde die Kompensation eines empfangenen Mehrwegsignals in einem weiten Bereich von Funksignalausbreitungsumgebungen, sogar jenen mit starken Mehrwegbedingungen, ermöglichen und somit die Kommunikationsempfängerleistungsfähigkeit verbessern. Besonders wertvoll wären dieses Verfahren und diese unterstützende Vorrichtung in einem beliebigen Typ eines DSSS-Kommunikationssystems, das sich auf Spreiztechniken stützt, die keine eigene Mehrwegstörungszurückweisung bereitstellen, wobei es aber auch in einem beliebigen DSSS-Kommunikationssystem wertvoll wäre, das dem Mehrwegsignalempfang unterliegt.
WO 98/26544A zeigt ein Beispiel eines Empfängers, der eine Kanalschätzung durchführt, um die Phasen- und Größenwertschätzungen der Mehrwegsignale zu verbessern.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung weist eine als eine Trainingsschaltung bezeichnete Vorrichtung zum Kennzeichnen eines oder mehrerer Sekundärsignalausbreitungswege relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg auf. Vorzugsweise ist die Trainingsschaltung der vorliegenden Erfindung in einem zugeordneten Kommunikationsempfänger enthalten, der für ihn Signale, die über den Hauptsignalausbreitungsweg empfangen werden, gleichzeitig mit einem Signal, das über einen der Sekundärsignalausbreitungswege empfangen wird, bereitstellt. Die Trainingsschaltung akkumuliert aus den Haupt- und Sekundärsignalen Größenabtastwerte und verwendet sie, um einen relativen Größenwert für das Sekundärsignal zu berechnen. Außerdem weist die Trainingsschaltung Schaltungsbetriebsmittel zum differentiellen Decodieren von Symbolwerten (Phasenwerten) auf, die über die Haupt- und Sekundärsignale empfangen werden, und eine Korrelationsschaltungsanordnung, um unter Verwendung der differentiell decodierten Symbolinformationen einen Sekundärsignal/Hauptsignal-Zeitabstand zu bestimmen. Zusätzliche Betriebsmittel innerhalb der Trainingsschaltung berechnen auf der Grundlage momentaner und verzögerter Symbolwerte mögliche Phasenversätze für das Sekundärsignal relativ zu dem Hauptsignal, und eine Unterstützungslogik stellt einen dieser möglichen Phasenversätze basierend auf den Zeitabstandsinformationen als den Zeitphasenversatz fest, der am nächsten bei dem tatsächlichen Phasenversatz liegt. Somit stellt die Trainingsschaltung für ein Sekundärausbreitungswegsignal relativ zu einem Hauptausbreitungswegsignal Versatz-, Größenwert- und Phaseninformationen bereit. Der zugeordnete Kommunikationsempfänger kann durch die Trainingsschaltung entwickelte Informationen verwenden, um die Mehrwegsignalempfangs-Leistungsfähigkeit zu verbessern oder um eine ausgewählte Mehrwegstörung, die sich aus einem oder aus mehreren der Sekundärausbreitungswegsignale ergibt, zu unterdrücken.
Durch Annahme des Hauptwegsignals als die Referenz kann ein Informationssymbol oder ein übertragenes Datenelement, das über das Hauptwegsignal empfangen wird, in der Weise betrachtet werden, dass es eine Ankunftszeit to, eine Phase 0 und einen Größenwert 1 besitzt. Daraufhin kann ein ausgewähltes Sekundärwegsignal gleichzeitig mit dem Hauptwegsignal verglichen werden, um den relativen Größenwert, die relative Phase und die relative Ankunftszeit zu bestimmen und dadurch die Sekundärsignal-Ausbreitungswegparameter in Bezug auf den Hauptsignalausbreitungsweg zu kennzeichnen. Tatsächlich stellt der zugeordnete Kommunikationsempfänger in beispielhaften Ausführungsformen für die Trainingsschaltung für eine Zeitperiode, die ausreicht, die Kennzeichnung des ausgewählten Sekundärwegsignals zu ermöglichen, Sequenzen von Größenwert- und Phasenwerten aus dem Hauptwegsignal und aus einem ausgewählten Sekundärwegsignal bereit. Der Kommunikationsempfänger kann diese Operation für eines oder für mehrere zusätzliche Sekundärwegsignale wiederholen.
Vorzugsweise weist die Trainingsschaltung Integratoren auf, die mehrere erfolgreiche Größenabtastwerte von dem Hauptwegsignal und aus dem gleichzeitig ausgewählten Sekundärwegsignal integrieren. Eine Vergleichsfunktion verwendet diese integrierten Größenwerte, um ein Verhältnis für den Größenwert des Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptwegsignal zu bestimmen. Da das Hauptwegsignal vorzugsweise das stärkste Signal ist, ist dieser relative Größenwert ein gebrochener Wert. Weitere Ausführungsformen der Trainingsschaltung können andere Techniken für das Akkumulieren von Größenabtastwerten realisieren, wobei die Anzahl der akkumulierten Größenabtastwerte mit Entwurfs- und Leistungsfähigkeitsanforderungen variiert.
Der Bestimmung des Zeitabstands und des Phasenversatzes für das Sekundärsignal relativ zu dem Hauptwegsignal ist ein zweifaches Problem zugeordnet: (1) Das Sekundärsignal hat eine unbekannte Phasenverschiebung relativ zu dem Hauptsignal; und (2) das Sekundärsignal kann von dem Hauptsignal entweder in vorauseilender oder in nachlaufender Weise um mehr oder weniger als eine Symbolperiode versetzt sein. Um die Sekundärsignalphasenverschiebung zu unterdrücken, weist die Trainingsschaltung differentielle Decodierer für die Haupt- und Sekundärsignale auf. Die differentiell decodierten Symbolwerte (Phasenwerte) werden durch eine in der Trainingsschaltung enthaltene Korrelationsschaltungsanordnung verarbeitet. Korrelationsoperationen stellen die Korrespondenz zwischen Symbolen in einer Sequenz von Symbolen, die über den Hauptweg empfangen wird, und Symbolen in einer Sequenz von Symbolen, die gleichzeitig über den Sekundärweg empfangen wird, fest. Entsprechende Haupt- und Sekundärwegsymbolwerte haben eine minimale Phasendifferenz und somit eine maximale Korrelation. Wenn die Symbolkorrespondenz bekannt ist, kann die Trainingsschaltung den Zeitabstand zwischen dem Haupt- und dem Sekundärwegsignal folgern.
Eine zusätzliche Schaltungsanordnung innerhalb der Trainingsschaltung, die vor der oben erwähnten differentiellen Decodierungsschaltungsanordnung angeordnet ist, unterstützt die Bestimmung des Phasenversatzes oder der Phasendifferenz zwischen den Haupt- und Sekundärsignalen. Diese Schaltungsanordnung berechnet die Phasendifferenz als die Differenz zwischen momentanen und verzögerten Abtastwerten der Haupt- und der Sekundärsignal-Symbolphasenwerte. Da die Sekundärsignal-Symbolphasenwerte, die den Hauptsignal-Symbolphasenwerten entsprechen, entweder auf vorauseilende oder auf nachlaufende Weise um mehr oder weniger als eine Periode versetzt sein können, berechnet die Trainingsschaltung die Phasendifferenz zwischen momentanen und verzögerten Haupt- und Sekundärsignal-Symbolphasenwerten. Der zuvor bestimmte Zeitabstandswert wird verwendet, um den richtigen Phasendifferenzwert auszuwählen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 veranschaulicht eine drahtlose Kommunikationsumgebung, die einem Mehrwegsignalempfang unterliegt.
2A veranschaulicht den Einfluss von Mehrwegausbreitungswegen auf ein Empfangssignal.
2B veranschaulicht das Problem der Intersymbolstörung in einer Sequenz empfangener Symbole.
3 veranschaulicht ein beispielhaftes drahtloses Netzsystem, in dem die vorliegende Erfindung vorteilhaft verwirklicht werden kann.
4 ist ein verallgemeinerter Blockschaltplan eines beispielhaften Kommunikationsempfängers, der in dem System aus 3 verwendet wird.
5 ist ein ausführlicherer Funktionsblockschaltplan des Kommunikationsempfängers aus 4.
6 veranschaulicht die Struktur eines drahtlosen IEEE-802.11b-LAN-Datenpakets.
7A zeigt Haupt- und Sekundärweg-Empfangssignal-Symbolsequenzen in einem Zeitabstand.
7B gibt beispielhafte Einzelheiten für einen Abschnitt der Haupt- und Sekundärwegsignal-Verarbeitungsoperationen, die dem der vorliegenden Erfindung zugeordneten Trainingsverfahren zugeordnet sind.
7C veranschaulicht, wie eine unbekannte Sekundärsignalphasenverschiebung auf der Grundlage der in 7B gezeigten Operationen bestimmt werden kann.
8 ist ein vereinfachtes Logikablaufdiagramm für eine beispielhafte Ausführungsform des der vorliegenden Erfindung zugeordneten Trainingsverfahrens.
9A ist ein vereinfachter Blockschaltplan einer beispielhaften Ausführungsform der Trainingsschaltung der vorliegenden Erfindung.
9B ist ein ausführlicherer Schaltplan der in 9A eingeführten Trainingsschaltung.
10 ist ein verallgemeinerter Blockschaltplan einer beispielhaften Ausführungsform eines Funkkanalentzerrers, der vorteilhaft in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
11 ist eine alternative beispielhafte Ausführungsform des Entzerrers aus 10.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
1 veranschaulicht eine drahtlose Kommunikationsumgebung 10, die der Mehrwegstörung ausgesetzt ist. Obgleich 1 zwei PCs 20 in drahtloser Kommunikation miteinander zeigt, wie es in einer drahtlosen LAN-Umgebung erwartet werden könnte, kann die vorliegende Erfindung vorteilhaft in beliebigen DSSS-Kommunikationssystemen angewendet werden, die der Mehrwegstörung ausgesetzt sind. Wie veranschaulicht ist, ergeben sich Mehrwegsignale aus Hindernissen, die zwischen einem Sender und einem Empfänger – in diesem Fall einem sendenden PC 20 und einem empfangenden PC 20 – liegen. Obgleich dies in 1 nicht explizit dargestellt ist, ist leicht klar, dass die von dem empfangenden PC 20 empfangenen Mehrwegsignale auf der Grundlage des spezifischen Signalwegs, dem jedes Signal folgt, verschiedenen Dämpfungspegeln und Phasenverschiebungspegeln ausgesetzt sein können. Im Kontext dieser Offenbarung ist das Hauptwegsignal nicht notwendigerweise das Signal, das der direktesten Route zu dem Empfänger folgt; eher ist es das stärkste der empfangenen Mehrwegsignale.
Da die Mehrwegsignale verschiedenen Signalwegen mit verschiedenen Längen folgen, unterliegen die verschiedenen von dem Empfänger empfangen Signale einer Zeitstreuung. Das heißt, die Mehrwegsignale sind voneinander um einen Zeitbetrag, der proportional der Differenz der Signalweglängen ist, versetzt. 2A veranschaulicht diese Zeitstreuungserscheinung. In 2A sind die obere und die untere horizontale Zeitachse ausgerichtet. Ein idealisiertes Impulssignal repräsentiert die gesendeten Daten. Obgleich der Sender einen einzelnen, sauberen Impuls ausgibt, empfängt der Empfänger wegen der mehreren Wege tatsächlich mehrere Impulse zu verschiedenen Zeitpunkten mit verschiedenen Amplituden und Phasen. Das Empfangssignal mit der größten Amplitude gilt als das Hauptwegsignal und ist in 2A durch "M" bezeichnet. Die verbleibenden, schwächeren Signale gelten als Echo- oder Sekundärmehrwegsignale und sind durch E₁ ... E₃ bezeichnet. Beispielhafte Ausführungsformen des Trainingsverfahrens stellen eine Unterstützungskennzeichnung und nachfolgende Unterdrückung für die zwei stärksten Sekundärsignale bereit, während sie die schwächeren, verbleibenden Echosignale ignorieren. Im Kontext von 2A sind die zwei stärksten Echosignale E₂ und E₁. Es wird angemerkt, dass das Trainingsverfahren geändert werden kann, um eine beliebige Anzahl von Sekundärsignalen zu kennzeichnen. Anforderungen an die Empfangsleistungsfähigkeit und Verarbeitungszeitbeschränkungen sind Betrachtungen bei der Wahl der Anzahl von Sekundärsignalen (Echosignalen), die gekennzeichnet werden.
In DSSS-Systemen werden Informationen von einem Sender zu einem Empfänger als eine Reihe von Chips übertragen, wobei eine definierte Anzahl von Chips ein Symbol bilden. Jedes Symbol entspricht einem oder mehreren bekannten Binärwerten. Somit kann der Empfänger die durch den Sender gesendeten Binärdaten durch Decodieren der empfangenen Symbole wiederherstellen. Natürlich muss sich der Empfänger mit der Chip- und Symbolzeitgebung des Senders synchronisieren, um diese Symbole erfolgreich zu decodieren. 2B veranschaulicht eine Sequenz von Empfangssignalen über wenigstens zwei Symbolzeiten (T_S). Was aus 2B nicht sofort hervorgeht, ist, ob sich eines oder mehrere Mehrwegereignisse (Echosignale) innerhalb des Zeitschlitzes eines gegebenen Symbols aus der Sendung des momentanen Symbols oder aus der Sendung des vorigen Symbols ergeben. Ohne die Fähigkeit, diese Bestimmung vorzunehmen, kann die ISI nicht wirksam gemildert werden. Die Vorrichtung und das zugeordnete Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung ermöglichen das Feststellen und Kennzeichnen von Mehrwegereignissen mit Zeitabständen, die eine oder mehrere Symbolzeiten übersteigen können, und schaffen somit Verfahren zum Feststellen und Kompensieren der ISI.
3 zeigt eine beispielhafte PC-basierte drahtlose LAN-Umgebung, in der verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung vorteilhaft verwirklicht werden können. Die PCs 20 kommunizieren miteinander über drahtlose Signalisierung, wobei sie über Antennen 26 Signale senden und empfangen. Jeder PC 20 weist einen beispielhaften Kommunikationsempfänger 100 auf, der die Mehrwegausbreitungsparameter-Trainingsoperationen der vorliegenden Erfindung unterstützt, einen kompatiblen Sender 24 und eine Unterstützungsschaltungsanordnung 22. 3 soll keine Darstellung der tatsächlichen Struktur für die Interorganisation des PC 20 sein; eher bietet 3 eine Funktionsdarstellung für die Aufnahme des Kommunikationsempfängers 100 in eine typische drahtlose LAN-Umgebung. Die PCs 20 senden und empfangen Informationen über die Sender 24 bzw. über die Kommunikationsempfänger 100. Diese Kommunikation kann Peer-to-Peer (zwischen PCs) sein oder kann über einen Hub oder Server geleitet werden, der mit einer drahtlosen Schnittstelle ausgestattet ist. Die tatsächliche Netzorganisation und die hierarchische Struktur, die in einer gegebenen Anwendung verwendet werden, sind in Bezug auf das Verständnis der vorliegenden Erfindung unwichtig.
Im Idealfall ist der Kommunikationsempfänger 100 als einzelne integrierte Schaltung realisiert, die Abschnitte aufweist, die den programmierten Betrieb unterstützen, wobei er aber ebenfalls als eine zusammenwirkende Sammlung integrierter Schaltungsvorrichtungen realisiert sein kann, die zusammen dieselbe Funktionalität unterstützen. Beispielhafte Ausführungsformen des Kommunikationsempfängers 100 unterstützen die Trainingsoperationen der vorliegenden Erfindung und die Kanalentzerrungsverfahren (Mehrwegstörungs-Unterdrückungsverfahren), die hier ausführlich geschildert werden.
4 gibt eine ausführlichere Veranschaulichung des in 3 eingeführten Kommunikationsempfängers 100. Der Kommunikationsempfänger 100 weist eine Aufbereitungs- und Umsetzungsschaltung 110, eine Trägerrückgewinnungsschaltung 120, einen Entzerrer 130, eine Entspreizungsschaltung 140, eine Basisbandverarbeitungsschaltung 170, die eine (in 5 gezeigte) Trainingsschaltung 200 aufweist, und eine zusätzliche Unterstützungslogik 160 auf.
Die über die Antenne 26 empfangenen Signale gehen durch die Aufbereitungs- und Umsetzungsschaltung 110, wo sie gefiltert, optional verstärkt und aus dem analogen ins digitale Format umgesetzt werden. Daraufhin gehen die digitalen Informationen zu der Trägerrückgewinnungsschaltung 120. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 bildet die empfangenen Symbole in dem Hauptwegsignal auf einen der durch das Sendesignal-Modulationsschema definierten idealen Konstellationspunkte ab. Zum Beispiel bilden die QPSK-modulierten Symbole auf einen der 4 definierten Konstellationspunkte, d. h. +/-1 und +/-j, ab. Die Ausgabe von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 geht zu dem Entzerrer 130, der vorzugsweise in dem Kommunikationsempfänger 100 enthalten ist.
Damit der Entzerrer 130 die ausgewählte Mehrwegstörung wirksam aus dem empfangenen Mehrwegsignal unterdrückt, muss der Kommunikationsempfänger 100 den Entzerrer 130 anhand des Mehrwegausbreitungsparameter-Trainings richtig konfigurieren. Diese Konfiguration bedingt, dass für den Entzerrer 130 für jeden aus dem Empfangssignal zu unterdrückenden Sekundärweg ein komplexer Koeffizient und entsprechende Verzögerungsinformationen bereitgestellt werden. Der komplexe Wegkoeffizient repräsentiert für einen gegebenen Sekundärweg ein gelerntes Modell der Ausbreitungswegparameter, während die Verzögerungsinformationen die Ankunftsverzögerung des gegebenen Sekundärwegs relativ zu der Hauptweg-Signalankunftszeit repräsentieren. Die Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung, die innerhalb des Basisbandprozessors 170 (5) gezeigt ist und später ausführlich diskutiert wird, repräsentiert eine beispielhafte Schaltung für die Verwirklichung des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung. Je nach Signaleigenschaften und Entwurfsanforderungen können einige Typen von Kommunikationssystemen andere Trainingsschaltungsarchitekturen realisieren.
Wenn der Entzerrer 130 konfiguriert worden ist, kompensiert er das Hauptwegsignal auf Mehrwegstörung, die durch die Sekundärsignale verursacht wird. Die kompensierte Ausgabe von dem Entzerrer 130 geht daraufhin zu der Entspreizungsschaltung 140, wo Signalkorrelationsoperationen für den Basisbandprozessor 170 entspreizte Empfangssignalabtastwerte bereitstellen. Der Basisbandprozessor 170 entnimmt aus diesen Empfangssignalabtastwerten die empfangenen Daten.
5 bietet weitere Einzelheiten des in 4 gezeigten Kommunikationsempfängers 100. Der Aufbereitungs-/Umsetzungsblock 110 enthält eine Empfängereingangsschaltung, einen Analog/Digital-Umsetzer und ein digitales Tiefpassfilter. Die Entspreizungsschaltung 140 weist vier Sätze von Entspreizungsschaltungen einschließlich einer "Hauptweg"-Entspreizungsschaltung auf, die einen Multiplizierer 142B, einen Integrator 144B, einen Koordinatenübersetzer 146B und einen Phasendoppelbegrenzer (Phasen-Slicer) 148 aufweist. Zusätzliche Multiplikatoren 142A und 142C umfassen in Kombination mit den Integratoren 144A und 144C und mit den Koordinatenübersetzern 146A und 146C "Früh"- bzw. "Spät"-Entspreizungsschaltungen. Der Multiplizierer 142D, der Integrator 144D und der Koordinatenübersetzer 146D wirken zusammen, um eine "Sekundärweg"-Entspreizungsschaltung zu bilden. Die Unterstützungslogikschaltung 160 weist einen Modulo-N-Zähler 162, einen Satz von Versatzaddierern 164A ... D und einen entsprechenden Satz von PN-Sequenz-Nachschlagetabellen (PN-Sequenz-LUTs) 166A ... D auf. Außerdem weist die Unterstützungslogik 160 zusätzliche Logikbetriebsmittel 168 auf. Ein Basisbandprozessor 170 weist eine Trainingsschaltung 200 auf, die dazu verwendet wird, die Sekundärweg-Ausbreitungsparameter zu bestimmen, die ermöglichen, dass der Entzerrer 130 die Mehrwegstörung in dem Empfangssignal unterdrückt.
Im Allgemeinen umfasst das in die Aufbereitungs/Umsetzungs-Schaltung 110 kommende Empfangssignal sowohl gleichphasige Signale (I-Signale) als auch Quadratursignale (Q-Signale). Diese Signale können in einer Eingangsschaltung gefiltert und/oder gepuffert werden, bevor sie durch Analog/Digital-Umsetzer aus dem analogen Format in digitalisierte I- und Q-Abtastwertströme umgesetzt werden. Nach der Digitalumsetzung können die I- und Q-Abtastwerte tiefpassgefiltert werden, bevor sie die Aufbereitungs/Umsetzungs-Schaltung 110 verlassen. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 korrigiert wie zuvor beschrieben auf Trägerfrequenzfehler und übergibt die digitalisierten Abtastwerte an den Entzerrer 130. Wie später ausführlicher diskutiert wird, kompensiert der Entzerrer 130 die Empfangssignalabtastwerte auf Mehrwegstörung, wenn er richtig konfiguriert worden ist.
Beim Lernen der Sekundärwegparameter bearbeiten beispielhafte Ausführungsformen der Trainingsschaltung 200 das Hauptwegempfangssignal und ausgewählte Sekundärwegsignale. Somit muss die Entspreizungsschaltung 140 für die Trainingsschaltung 200 ein entspreiztes Signal, das mit der Phase des Hauptwegsignals synchronisiert ist, und ein entspreiztes Signal, das mit der Phase eines ausgewählten Sekundärwegsignals synchronisiert ist, bereitstellen. Diese Eingangssignale repräsentieren aufeinander folgende Abtastwerte der Größe und der Phase für das Hauptweg- und für das ausgewählte Sekundärwegsignal. Obgleich dies nicht entscheidend für die Verwirklichung der vorliegenden Erfindung ist, ist somit ein Verständnis der in 5 veranschaulichten beispielhaften Entspreizungsschaltung 140 hilfreich beim Verständnis dessen, wie die Sekundärwegausbreitungsparameter unter Verwendung der Trainingsschaltung 200 gelernt werden. Es wird angemerkt, dass die Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung mit einem beliebigen Typ von Unterstützungsschaltung oder -system verwirklicht werden kann, die/das Größenwert- und Phaseninformationen für ein Haupt- und für ein Sekundärwegsignal bereitstellen kann.
Wie früher erläutert wurde, entspreizen DSSS-Empfänger Empfangssignale unter Verwendung derselben PN-Sequenz, die von einem entsprechenden Sender zum Spreizen des ursprünglichen schmalbandigen Informationssignals verwendet wurde. Für maximale Korrelation muss der Fortschritt des Empfängers durch die PN-Sequenz genau mit dem Fortschritt der PN-Sequenz des Senders synchronisiert sein. Das heißt, für maximale Korrelationsantwort muss der momentane PN-Sequenzwert in dem Empfänger genau an den des Senders angepasst sein. Der in der Unterstützungslogik 160 enthaltene Modulo-N-Zähler 162 – der in beispielhaften Ausführungsformen ein Modulo-44-Zähler ist – stellt eine sich wiederholende Zählsequenz bereit, die zum sequentiellen Auswählen von Werten aus speichergestützten PN-Sequenz-Nachschlagetabellen (PN-Sequenz-LUTs) 166A...166D verwendet wird. Die für die Entspreizungsschaltung 140 bereitgestellten Ausgangs-PN-Sequenzen (PN_E, PN_M, PN_L und PN_S) beruhen alle auf einer gemeinsam ausgewählten PN-Sequenz, können aber auf der Grundlage ihrer in die Versatzmultiplizierer 164A...164D eingespeisten jeweiligen Indexversatzwertsignale (OFFSETE-, OFFSETM-, OFFSET- und OFFSET_S-Signale) verschiedene Sequenzversätze haben.
Unter Berücksichtigung der obigen Informationen kann der Satz von vier Multiplizierern (Korrelatoren) 142A...142D in der Entspreizungsschaltung 140 das Empfangssignal mit bis zu vier verschiedenen Entspreizungsphasen entspreizen. Im Betrieb konfiguriert der Kommunikationsempfänger 100 die Unterstützungslogik 160 so, dass OFFSET_M den Sequenzversatz der von dem Multiplizierer 142B zugeführten "Ein-Zeit"- oder Hauptwegsequenz (PN_m) so einstellt, dass sie mit dem Hauptwegsignal synchronisiert ist. Dies ermöglicht, dass die Entspreizungsschaltung 140 für die Trainingsschaltung 200 dem Hauptwegsignal entsprechende Größenabtastwerte r_M und Phasenabtastwerte ⎕_M bereitstellt. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt die PN-Sequenzversätze von PN_E und PN_L (OFFSETE und OFFSET) in der Weise ein, dass die Multiplizierer 142A und 142C das Empfangssignal mit PN-Sequenzen entspreizen, die so eingestellt sind, dass sie eine Phase besitzen, die etwas früher bzw. später als die Hauptweg-PN-Sequenz-Phase ist. Allerdings beziehen sich diese Operationen eher auf die Aufrechterhaltung der Synchronisation mit dem Hauptwegsignal als auf die Verwirklichung der vorliegenden Erfindung und werden hier nicht weiter ausführlich geschildert.
Bei der Schätzung der Sekundärausbreitungswegparameter für jedes der interessierenden Sekundärwegsignale wird der OFFSETs-Wert so eingestellt, dass die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung in der Entspreizungsschaltung 140 mit ausgewählten Sekundärausbreitungswegsignalen synchronisiert wird. Dies ermöglicht, dass der Kommunikationsempfänger 100 die Entspreizungsschaltung 140 so steuert, dass sie für die Trainingsschaltung 200 zu verschiedenen Zeiten während des Trainings für jedes der Sekundärwegsignale, für die eine Unterdrückung erwünscht ist, Größenwert- und Phasenabtastwerte des synchronisierten Empfangssignals bereitstellt.
In 802.11b-Anwendungen verwendet der Kommunikationsempfänger 100 die Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung und den Entzerrer 130, um in CCK-modulierten Empfangssignalen, die den IEEE 802.11b-Normen entsprechen, eine Mehrwegstörungsunterdrückung zu schaffen. Das Verständnis der Struktur eines 802.11b-Datenpakets ist hilfreich beim Verständnis beispielhafter Trainings- und Unterdrückungsoperationen. 6 veranschaulicht die Struktur eines 802.11b-Datenpakets. 802.11b-Datenpakete umfassen eine Präambel, einen Anfangsblock und Datennutzinformationen. In Datenpaketen der Norm 802.11 wird die Präambel unter Verwendung der BPSK mit 1 Megabits übertragen, während der Anfangsblock und die Nutzinformationen entweder mit 1 Megabits oder mit 2 Megabits übertragen werden können. Bei 2 Megabits wird eher die QPSK als die BPSK verwendet. In der 802.11b bleiben die Modulation des Anfangsblocks und der Präambel dieselben, während die Datennutzinformationen mit 5,5 Megabits oder mit 11 Megabits übertragen werden, wobei in beiden Fällen die CCK-Modulation verwendet wird.
Im Allgemeinen kann die Kanalschätzung überwacht (sowohl Sendedaten als auch Spreizcode sind bekannt), blind (sowohl Sendedaten als auch Spreizcode sind unbekannt) oder halbblind (Spreizcode ist bekannt, Daten sind aber unbekannt) sein. Wie zu vermuten ist, repräsentiert die Blindschätzung den schwierigsten Zugang, während die überwachte Schätzung die unkomplizierteste ist. Für 802.11b-Anwendungen nimmt die vorliegende Erfindung Halbblind-Trainingstechniken (die auf dem bekannten auf 802.11b-Präambeln und -Anfangsblöcke angewendeten Spreizcode beruhen) an, um geeignete Koeffizienten für den Entzerrer 130 zu entwickeln.
Die feststehende Spreizsequenz, die auf die Präambel und auf den Anfangsblock angewendet wird, besitzt gute Korrelationseigenschaften, die ermöglichen, dass herkömmliche 802.11-Empfänger eines oder mehrere Wegsignale innerhalb eines Mehrwegsignals, das von der Sendung der Präambel und des Anfangsblocks herrührt, unabhängig davon, ob 802.11 oder 802.11b verwendet wird, ohne wesentliche Störung von den anderen Mehrwegsignalen entspreizen. Das heißt, dass während des Empfangs des Präambel- und Anfangsblockabschnitts des 802.11b-Datenpakets üblicherweise keine Mehrwegunterdrückung (Kanalentzerrung) erforderlich ist. Dies ermöglicht, dass der Kommunikationsempfänger 100 den Einfluss der Sekundärausbreitungswege auf das Sendesignal während der 802.11b-Präambel und während des 802.11b-Anfangsblocks kennzeichnet. Diese Informationen werden daraufhin verwendet, um den Entzerrer 130 dort, wo eine Mehrwegsignalunterdrückung notwendig wird, um Störung zu vermeiden, so zu konfigurieren, dass während der CCK-modulierten 802.11b-Nutzinformationen eine Kanalentzerrung geschaffen wird. Mit anderen Worten, der Kommunikationsempfänger 100 verwendet die Trainingsschaltung 200 und zugeordnete Verfahren während des Präambel- und Anfangsblockabschnitts jedes 802.11b-Datenpakets, wobei er die guten Korrelationseigenschaften des bekannten Spreizcodes, angewendet auf die Präambel und auf den Anfangsblock, nutzt, um die Mehrwegkanalbedingungen zu lernen, die für das momentane 802.11b-Datenpaket vorherrschen. Während der Präambel und des Anfangsblocks wird der Entzerrer 130 auf einen flachen Frequenzgang versetzt eingestellt – und daraufhin mit den neugelernten Parametern für das momentane 802.11b-Paket aktualisiert.
Wie es in 802.11b-Systemen angewendet wird, ist das Training so, dass die Wegparameter für die führenden Sekundärwegsignale auf der Grundlage der Verarbeitung einer verhältnismäßig kleinen Anzahl empfangener Symbole – weniger, als in der genormten Präambel und in dem genormten Anfangsblock enthalten sind – gelernt werden können. Dies ermöglicht, dass der Kommunikationsempfänger 100 die erforderlichen Wegparameter bestimmt und den Entzerrer 130 vor dem Start des 802.11b-Nutzinformationsabschnitts mit hoher Datenrate des Datenpakets für aktive Unterdrückung konfiguriert und daraufhin freigibt. Die für den Entzerrer 130 für die Sekundärsignalunterdrückung bereitgestellten Informationen werden während des Trainings abgeleitet und aktualisiert und daraufhin während der Nutzinformationen des 802.11b-Pakets festgehalten. Kurz gesagt, wird der Entzerrer 130 während der Präambel und während des Anfangsblocks (während das Training aktiv ist) gesperrt und daraufhin vor den Nutzinformationen aktualisiert und freigegeben, wobei diese Aktion für jedes aufeinander folgende 802.11b-Datenpaket wiederholt wird.
Entzerrer in Kommunikationssystemen funktionieren im Wesentlichen als Filter, die auf die Antwort des Funksignals abgestimmt werden. In einem bevorzugten System erzeugt der Entzerrer 130 auf der Grundlage gelernter Ausbreitungseigenschaften (Größenwert, Phase und Verzögerung) für die dem Funkkanal zugeordneten Sekundärausbreitungswege Schätzwerte der wesentlichen Mehrwegreflexionen (Sekundärsignale) des Hauptwegsignals. Diese Reflexionsschätzwerte werden von dem Empfangssignal subtrahiert, wodurch eine Unterdrückung der im Empfangssignal enthaltenen ausgewählten Mehrwegsignale geschaffen wird. Das hier ausführlich geschilderte Trainingsverfahren schafft eine vorteilhafte Technik für die Entwicklung dieser Sekundärausbreitungsweg-Eigenschaften.
Im Idealfall hat ein Funkkanal einen flachen Frequenzgang, d. h., er lässt alle interessierenden Frequenzen mit gleichförmiger Dämpfung und Phasenverschiebung durch. In der Realität zeigen Funkkanäle selten dieses ideale Verhalten. Vor dem Training wird der Entzerrer 130 einfach ausgeschaltet oder, äquivalent, auf einen flachen Frequenzgang eingestellt. Nach der Synchronisation der Hauptwegschaltungsanordnung (der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 und des in der Entspreizungsschaltungsanordnung 140 enthaltenen Hauptweg-Entspreizungskorrelators) mit dem Hauptwegsignal synchronisiert der Kommunikationsempfänger 100 einzeln seine Sekundärwegschaltungsanordnung (die den Sekundärwegkorrelator der Entspreizungsschaltungsanordnung 140 enthält) mit den Sekundärwegsignalen in dem versorgten Verzögerungsspreizungsbereich, der sowohl vor als auch nach der Ankunft des Hauptwegsignals verläuft, um die stärksten Sekundärwegsignale zu bestimmen. Vorzugsweise enthält der Kommunikationsempfänger 100 Schaltungsbetriebsmittel, die den in den 7A bis 7C eingeführten und in 8 ausführlicher geschilderten Betrieb unterstützen.
7A zeigt eine Sequenz von Symbolen (S₁ ... S_N), die über einen Hauptsignalausbreitungsweg und über einen Sekundärsignalausbreitungsweg bei dem Kommunikationsempfänger 100 ankommen. Jeder Symbolblock repräsentiert eine Symbolzeit oder -periode, wobei die Sequenz der über den Sekundärweg empfangenen Symbole relativ zu der Sequenz der über den Hauptweg empfangenen Symbole eine unbekannte Verzögerung besitzt. Die Sekundärwegverzögerungen können weniger oder mehr als eine Symbolperiode sein. In einem tatsächlichen Mehrwegsignal haben einige Sekundärsignale wahrscheinlich Verzögerungen, die innerhalb einer Symbolzeit eines gegebenen auf dem Hauptweg empfangenen Symbols liegen, während andere Sekundärsignale Verzögerungen haben, die außerhalb einer Symbolzeit liegen.
7B skizziert allgemein das Training für ein gegebenes Sekundärsignal. In der PSK-Übertragung werden Symbole unter Verwendung der Phasenmodulation übertragen. Somit repräsentieren die Zahlen innerhalb der Blöcke, die die Sequenz 700 umfassen, eine beispielhafte Sequenz ideal übertragener Symbole (Phasenwerte). Es wird angemerkt, dass diese Phasenwerte zur Veranschaulichung dienen und keinen in einem beliebigen tatsächlichen PSK-Modulationsschema verwendeten Phasenwerten zu entsprechen brauchen. Die gesendete Sequenz 700 wird von dem Kommunikationsempfänger 100 über einen Hauptsignalweg als eine Hauptsequenz 710 und über einen Sekundärsignalwert als eine Sekundärsequenz 720 empfangen. Zweckmäßigkeitshalber ist die Sekundärsequenz 720 gegenüber der Hauptsequenz 710 um eine Symbolperiode versetzt veranschaulicht, wobei sie aber in der Praxis einen beliebigen Versatzwert annehmen kann.
So, wie sie empfangen werden, widerspiegeln die Sequenzen 710 und 720 nicht ideal die Symbolphasenwerte in der gesendeten Sequenz 700. Obgleich die Hauptwegsymbole in der Sequenz 710 verhältnismäßig nahe bei den gesendeten Werten in der Sequenz 700 liegen, zeigen sie einige durch Rauschen induzierte Unterschiede. Die Sekundärwegsymbole zeigen ebenfalls Rauschprobleme, zeigen aber ferner eine Phasenverschiebung in Bezug auf die Hauptwegsymbole. Als ein Beispiel ist die Sequenz 720 mit einer Phasenverschiebung von näherungsweise 30° in Bezug auf die Sequenz 710 veranschaulicht. So wird z. B. eine gesendete Symbolphase von 45° über den Hauptweg – wegen Rauschen – zu 43° und über den Sekundärweg – wegen Rauschen zuzüglich einer Sekundärwegphasenverschiebung – zu 76° relativ zu dem Hauptweg. Sofern sich die Signalübertragungsbedingungen nicht ändern, ist diese Phasenverschiebung für einen gegebenen Sekundärsignalweg im Wesentlichen konstant.
Um die Korrespondenz und somit den Zeitabstand zwischen dem Haupt- und dem Sekundärsignal zu bestimmen, werden die Hauptweg-Symbolphasenwerte zunächst auf ihre entsprechenden Nennphasenwerte begrenzt oder eingestellt, um eine Sequenz 730 zu bilden, während die Sekundärwegwerte nicht geändert werden. Dies entfernt Phasenrauschen aus den einzelnen Hauptwegabtastwerten. Da die Phasenwerte in der empfangenen Sekundärsequenz 720 im Vergleich zu den Werten in der empfangenen Hauptwegsequenz 710 eine unbekannte Phasenverschiebung haben, werden sie noch nicht begrenzt. Um diese unbekannte Phasenverschiebung zu entfernen, wird die Sekundärsequenz 720 differentiell decodiert, um die differentielle Sekundärsequenz 750 zu bilden, und wird die begrenzte Hauptsequenz 730 folgerichtig ebenfalls differentiell decodiert, um die begrenzte differentielle Sequenz 740 zu bilden. Wenn der unbekannte Versatz entfernt worden ist, kann die Sequenz 750 begrenzt werden, um das Phasenrauschen der einzelnen Abtastwerte zu entfernen, um die differentielle, begrenzte Sekundärsequenz 760 zu bilden.
An diesem Punkt können einzelne Phasenabtastwerte in der Sequenz 740 mit Phasenabtastwerten in der Sequenz 760 verglichen werden, um festzustellen, welcher Phasenabtastwert in der Sekundärsequenz 760 welchem Phasenabtastwert in der Hauptsequenz 740 entspricht. Wie veranschaulicht ist, sind entsprechende Werte fett gedruckt gezeigt. Auf der Grundlage der Feststellung dieser Korrespondenz kann das Training daraufhin die Wegverzögerung und die Phasenverschiebung für das Sekundärsignal bestimmen, das verarbeitet wird. Wie gezeigt ist, werden momentane Hauptsequenzwerte mit momentanen und vorherigen Sekundärsequenzwerten verglichen und werden momentane Sekundärsequenzwerte mit vorherigen Hauptsequenzwerten verglichen. Wie gezeigt ist, sind diese Korrelationsoperationen auf angrenzende Symbole begrenzt, können aber über zusätzliche Symbole erweitert werden.
Wenn die Haupt- und Sekundärwegsymbolkorrespondenz wie oben erläutert bestimmt worden ist, kann die unbekannte Phasenverschiebung des Sekundärwegs relativ zu dem Hauptweg bestimmt werden. Hier wird die differentielle Decodierung nicht verwendet, sodass die Sekundärwegphasenverschiebung erhalten bleibt. Das Trainingsverfahren, das begrenzte empfangene Hauptweg-Symbolphasenwerte und nicht begrenzte Sekundärweg-Symbolphasenwerte (die Sequenzen 730 bzw. 720 in 7B) bearbeitet, subtrahiert einen vorherigen Sekundärphasenwert von einem momentanen Hauptphasenwert, einen momentanen Sekundärphasenwert von dem momentanen Hauptphasenwert und den momentanen Sekundärphasenwert von einem vorherigen Hauptphasenwert. Nur eine dieser Differenzen repräsentiert die tatsächliche Phasenverschiebung des Sekundärsignals relativ zu dem Hauptsignal. In dem in 7B skizzierten Beispiel entspricht der momentane Sekundärphasenwert dem vorherigen Hauptphasenwert. 7C veranschaulicht, dass die Differenz zwischen dem vorherigen Hauptphasenwert und dem momentanen Sekundärphasenwert einen Schätzwert der tatsächlichen Sekundär/Haupt-Phasenverschiebung repräsentiert. Natürlich kann der in den in den 7B und 7C skizzierten Operationen verwendete Bereich der Haupt- und Sekundärsymbole nach Bedarf geändert werden, um einen breiteren Bereich von Verzögerungen abzudecken.
8 stellt umfassend eine beispielhafte Ausführungsform des Trainingsverfahrens dar. Der allgemeine Prozess weist das Feststellen des Hauptausbreitungswegsignals und der führenden (stärksten) Sekundärausbreitungswegsignale sowie das Lernen der Ausbreitungswegeigenschaften für die interessierenden Sekundärsignale relativ zu dem Hauptausbreitungswegsignal auf. In dem Kontext des Kommunikationsempfängers 100 wird dabei angenommen, dass die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 und die Entspreizungsschaltungen 140 die Anfangssynchronisation mit den über das Hauptwegsignal empfangenen gesendeten Symbolen ausgeführt haben und das Hauptwegsignal während des Betriebs weiter verfolgen. Die Synchronisation und die Verfolgung können auf eine Anzahl von Arten ausgeführt werden, wobei die Einzelheiten dessen, wie diese ausgeführt werden, nicht entscheidend für das Verständnis des Trainingsprozesses sind. Allerdings kann 8 in diesem Sinn eine Vereinfachung der in dem Kommunikationsempfänger 100 realisierten Gesamtoperationslogik sein. Tatsächlich kann der Kommunikationsempfänger 100 die in 8 skizzierte Logik in dem Kontext größerer, komplizierterer Betriebsalgorithmen ausführen und eine Operationslogik repräsentieren, die gleichzeitig mit anderen Operationen ausgeführt wird.
Die Verarbeitung beginnt (Block 810) mit der Annahme, dass ein Empfangssignal-Abtastwertstrom verfügbar ist, der mit der Hauptausbreitungsweg-Symbolzeitgebung und -phase synchronisiert ist, wobei dieser als das Hauptwegsignal bezeichnet wird. Weiterhin wird außerdem angenommen, dass ein Empfangssignal-Abtastwertstrom verfügbar ist, der selektiv mit einzelnen Sekundärausbreitungswegsignalen synchronisiert ist, wobei dieser als das Sekundärwegsignal bezeichnet wird. In beispielhaften Ausführungsformen wird das Sekundärwegsignal so eingestellt, dass es über den gesamten Spreizcodephasenbereich absucht, um Sekundärwegsignale festzustellen – dieser Prozess kann als eine "Kurs"-Suche vorgestellt werden. Dies kann mit verschiedenen Auflösungen erfolgen, wobei eine beispielhafte Ausführungsform einen Sekundärwegphasenschritt annimmt, der gleich einer Auflösung von 1/2 Chip ist. Somit wird die Schaltungsanordnung, die die Entspreizung der Sekundärwegsignale unterstützt, in beispielhaften Ausführungsformen auf einen Anfangs-PN-Code-Phasenversatzindex eingestellt (Block 812).
Der Sekundärwegsignal-Größenwert und der PN-Code-Phasenversatzindex für diese Anfangseinstellung werden gespeichert (Block 814) und der PN-Code-Phasenversatzindex wird geprüft, um sicherzustellen, dass die Code-Phasenversatzeinstellung nicht einen maximalen Versatzindexwert erreicht hat Block 816). Daraufhin wird der PN-Code-Phasenversatz so eingestellt, dass die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung die nächste PN-Code-Phasenversatzeinstellung annimmt (Block 818), und der Sekundärsignalgrößenwert und der PN-Code-Phasenversatz für diese Phaseneinstellung gespeichert werden. Die Blöcke 816 bis 818 werden für jede PN-Code-Phasenversatzeinstellung wiederholt, bis die maximale Code-Phasenversatzeinstellung erreicht ist (Block 816), wobei die Verarbeitung an diesem Punkt zu einem Punkt fortschreitet, wo die N stärksten Sekundärwegsignale festgestellt werden, wobei das stärkste Mehrwegsignal das Hauptwegsignal ist (Block 820).
An diesem Punkt gibt es eine Menge von Mehrwegsignal-Größenwerten, einen für jeden entsprechenden Phasenversatzindex in der entspreizenden PN-Sequenz. Diese Größenwerte entsprechen einzelnen Signalen, die in dem empfangenen Mehrwegsignal enthalten sind, wobei jeder das Mehrwegsignal repräsentiert, das mit einer anderen Phasenindexversatzeinstellung entsprezt wird. In beispielhaften Ausführungsformen werden die Größenwerte ermittelt, um die Größenabtastwerte mit dem größten und mit dem zweitgrößten Größenwert festzustellen. Der größte Größenwert entspricht dem stärksten der Mehrwegsignale in dem empfangenden Mehrwegsignal, das als das Hauptsignal gilt, während die zweitgrößten Größenwerte den wichtigen Sekundärsignalen in dem empfangenden Mehrwegsignal entsprechen.
In beispielhaften Ausführungsformen werden nur die zwei stärksten Sekundärwegsignale für die Unterdrückung gekennzeichnet (z. B. N = 2), da diese zwei Sekundärsignale die Hauptquelle der Mehrwegstörung in dem Empfangssignal repräsentieren. Weitere Ausführungsformen können eine Unterdrückung für weniger oder mehr Anzahlen von Sekundärsignalen (Echosignalen) schaffen. Mit diesem Verfahren kann im Wesentlichen eine beliebige Anzahl von Sekundärwegsignalen ausgewählt und nachfolgend gekennzeichnet werden, wobei aber die Kennzeichnung und Unterdrückung sehr schwacher Sekundärsignale wenig zusätzlichen Nutzen schaffen kann.
Wenn die N interessierenden Sekundärwegsignale festgestellt worden sind, schreitet die Verarbeitung zu dem Kennzeichnungsabschnitt des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung fort. In beispielhaften Ausführungsformen dieses Verfahrens, die dafür geeignet sind, im Kontext der Mehrwegstörungsunterdrückung in 802.11b-Datenpaketen zu arbeiten, werden die Ausbreitungswegparameter für die ausgewählten Sekundärwegsignale zu Beginn (Präambel/Anfangsblock) jedes 802.11b-Datenpakets gelernt und in Bezug auf das Hauptausbreitungswegsignal gekennzeichnet. Das Hauptausbreitungswegsignal kann in der Weise betrachtet werden, dass es einen Größenwert von 1 und eine Phase von 0 hat. Somit bedingt das Lernen der Parameter der ausgewählten Sekundärwegsignale das Bestimmen eines komplexen Koeffizienten, der den relativen Größenwert und die relative Phase eines gegebenen Sekundärwegsignals in Bezug auf das normierte Hauptwegsignal ausdrückt.
Die Parametrisierung der Sekundärwegsignale bedingt zusätzlich das Feststellen der Ausbreitungswegverzögerung jedes ausgewählten Sekundärwegs in Bezug auf den Hauptausbreitungsweg. Die Sekundärwegentspreizungsschaltung wird auf der Grundlage des zuvor gesicherten Phasenversatzindexwertes, der dem ersten interessierenden Sekundärweg entspricht, mit dem ersten der interessierenden Sekundärwegsignale synchronisiert (Block 822). Der Empfangssignal-Größenabtastwert und der Empfangssignal-Phasenabtastwert werden sowohl für das Hauptwegsignal als auch für das ausgewählte Sekundärwegsignal über K Symbole akkumuliert (Block 824 bzw. 828). Obgleich die gleichzeitige Erfassung von Größen- und Phasenabtastwertinformationen gezeigt ist, können einige Ausführungsform eine nicht gleichzeitige Größen- und Phasenverarbeitung nutzen.
In Bezug auf den Größenwert werden die akkumulierten Abtastwerte integriert, um r_S und r_M zu bilden, die den über M Symbole integrierten Sekundärwegsignalgrößenwert bzw. den über dieselben M Symbole integrierten Hauptwegsignalgrößenwert repräsentieren. Unter Verwendung dieser Werte kann der relative Größenwert des momentan ausgewählten Sekundärwegsignals in Bezug auf das Hauptwegsignal berechnet werden, was den Wert r_i liefert (Block 826), der für die nachfolgende Verwendung gespeichert wird.
Das Verfahren der vorliegenden Erfindung stellt auf der Grundlage der Korrelation differentiell decodierter Phasenwerte aus vorherigen, momentanen und nachfolgenden Hauptweg- und Sekundärwegsymbolen fest, ob sich das momentane Sekundärwegsignal aus dem momentanen Hauptwegsymbol ergibt oder ob es einem anderen Hauptwegsymbol zugeordnet ist (Block 830). Mit diesen Informationen kann die richtige Phase des momentan ausgewählten Sekundärwegsignals in Bezug auf das Hauptwegsignal bestimmt werden (Block 832) und kann der Verzögerungsversatz des momentan ausgewählten Sekundärausbreitungswegs in Bezug auf das Hauptwegsignal bestimmt werden (Block 834).
Somit werden nun für das momentan ausgewählte Sekundärwegsignal der relative Größenwert r_i, die relative Phase ⊝_i und die Wegverzögerung τ ^_i geschätzt. Die Größenwert- und Phaseninformationen werden kombiniert, um einen komplexen Koeffizienten Ĉ_i zu bilden, der die Größenwert- und Phasenänderungen repräsentiert, die von einem Signal, das über den momentan ausgewählten Sekundärausbreitungsweg übertragen wird, in Bezug auf die Hauptausbreitungswegübertragung erfahren werden (Block 836). Beispielhafte Ausführungsformen des Verfahrens der vorliegenden Erfindung nehmen an, dass die Funkkanal-Ausbreitungswegeigenschaften über die Dauer eines einzelnen 802.11b-Datenpakets konstant sind. Somit kann dieser komplexe Koeffizient bei der Unterdrückung des momentan ausgewählten Sekundärwegsignals in dem Nutzinformationsabschnitt des momentanen 802.11b-Datenpaket verwendet werden und daraufhin zu Beginn des nächsten Datenpakets aktualisiert werden. Natürlich kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung in anderen Ausführungsformen leicht daran angepasst werden, die Anforderungen anderer Protokolle oder Systemkonfigurationen zu ergänzen.
Die gelernten Parameter (Ĉ_i, τ ^_i) für das momentan ausgewählte Sekundärwegsignal werden zur nachfolgenden Verwendung in anderen Systemoperationen gespeichert (Block 838). In einer beispielhaften Realisierung stellt der Kommunikationsempfänger 100 diese gelernten Parameter für den Entzerrer 130 zur Verwendung in seinen Mehrwegstörungs-Unterdrückungsoperationen bereit, wobei dies aber nur eine von vielen möglichen Verwendungen repräsentiert. Zum Beispiel können die gelernten Sekundärwegkanalparameter in anderen Typen von Systemen wie etwa in den zuvor diskutierten CDMA-Zellentelefonsystemen vorteilhaft von einem RAKE-Empfänger verwendet werden, um einen seiner RAKE-Finger mit dem momentan ausgewählten Sekundärweg zu synchronisieren. Weiterhin stellen die Sekundärwegparameter Wegverzögerungsinformationen bereit, die notwendig sind, um einzelne RAKE-Finger-Signale kohärent zu kombinieren, um die RAKE-Empfänger-Ausgabe zu bilden.
Wenn das momentan ausgewählte Sekundärwegsignal erfolgreich gekennzeichnet worden ist, prüft die Verarbeitung, ob es irgendwelche verbleibenden interessierenden Sekundärwegsignale gibt (Block 840). Falls es keine gibt, endet die Verarbeitung (Block 844), während die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung andernfalls eingestellt wird, um mit dem nächsten interessierenden Sekundärwegsignal zu synchronisieren (Block 842), sodass seine Wegparameter ähnlich gelernt werden können (Blöcke 824 bis 838).
9A bietet ein vereinfachtes Diagramm einer beispielhaften Ausführungsform der Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung. Wie angemerkt wurde, ist die Trainingsschaltung 200 vorzugsweise mit dem Kommunikationsempfänger 100 integriert. Die Trainingsschaltung weist eine Haupt- und Sekundärsignalgrößenwert-Verarbeitungsschaltungsanordnung auf, die eine Größenwertvergleichseinrichtung 250 umfasst, und weist weiterhin eine Haupt- und Sekundärsignalphasenwert-Verarbeitungsschaltungsanordnung auf, die Verzögerungselemente 206A und 206B, differentielle Decodierer 208 und 210, eine Phasenvergleichseinrichtung 260, einen optionalen Phasendoppelbegrenzer 212, zusätzliche Verzögerungselemente 222A und 222B und einen Korrelator 270 aufweist. Der Korrelator 270 bearbeitet sowohl momentane als auch verzögerte Werte von differentiell decodierten Symbolsequenzen, die über das Hauptsignal und über die Sekundärsignale empfangen werden, um den Zeitabstand zwischen dem Hauptsignal und dem momentan ausgewählten Sekundärsignal zu bestimmen. Der Klarheit halber sind die Verzögerungselemente 222A und 222B von dem Korrelator 270 getrennt gezeigt, wobei sie aber in der Weise betrachtet werden können, dass sie innerhalb der Korrelationsschaltung 270 enthalten sind. Die Phasenvergleichseinrichtung 260 bearbeitet sowohl momentane als auch verzögerte Werte in Symbolsequenzen, die über das Hauptsignal und über die Sekundärsignale empfangen werden, vor den differentiellen Decodierern 208 und 210, um eine relative Phase zwischen dem Sekundärsignal und dem Hauptsignal zu bestimmen. Es wird angemerkt, dass die Verzögerungselemente 206A und 206B ebenso wie die Verzögerungselemente 222A und 222B symmetrische Verzögerungen haben. Die zugeordneten Verzögerungen können je nach Entwurfsanforderungen und Signaleigenschaften eingestellt werden. Beispielhafte Operationen der Trainingsschaltung 200 werden in der folgenden Diskussion ausführlich geschildert.
Nunmehr anhand der ausführlicheren Darstellung einer beispielhaften Trainingsschaltung 200, die in 9B gezeigt ist, bilden die Integratoren 202A und 202B zusammen mit einer Vergleichsschaltung 204 die Größenwertvergleichseinrichtung 250. Der differentielle Decodierer 208 ist als ein Summierknoten 208 realisiert und gibt einen differentiell decodierten Symbolphasenwert aus, der auf der Subtraktion eines verzögerten Symbolphasenwertes von einem momentanen Symbolphasenwert für Hauptwegsignal-Symbolphasenwerte beruht. Der differentielle Decodierer 210 ist als ein Summierknoten 210 realisiert und gibt einen differentiell decodierten Symbolphasenwert aus, der auf der Subtraktion eines verzögerten Symbolphasenwertes von einem momentanen Symbolphasenwert für Sekundärwegsignal-Symbolphasenwerte beruht. Die Decodierer 208 und 210 empfangen von den Verzögerungselementen 206A und 206B für das Hauptsignal bzw. für die Sekundärsignale verzögerte Symbolphasenwerte.
Die Summierknoten 214, 216 und 218 wirken in Kombination mit der Phasenauswahlschaltung 220 zusammen, um die Phasenvergleichseinrichtung 260 zu bilden. Die Phasenvergleichseinrichtung 260 empfängt momentane Symbolphasenwerte von den Haupt- und Sekundärsignaleingaben und verzögerte Haupt- und Sekundärsignal-Symbolphasenwerte von den Verzögerungselementen 206A und 206B. Es wird angemerkt, dass in der Trainingsschaltung 200 zusätzliche Summierknoten enthalten sein können, um eine beliebige Anzahl von Phasendifferenzen zwischen momentanen und verzögerten Haupt- und Sekundärsymbolwerten zur Eingabe in die Phasenauswahlschaltung 200 zu berechnen. Ein optionaler Doppelbegrenzer 212 bearbeitet die differentiell decodierte Ausgabe vom Decodierer 210, um Rauschen aus den Sekundärsignal-Symbolphasenwerten zu entfernen. Die digitalen Verzögerungselemente 222A und 222B wirken mit Summierknoten 224, 226 und 228 und mit zugeordneten Integratoren 230, 232, 234 zusammen mit einer Minimumidentifizierungsschaltung 236 zusammen, um den Korrelator 270 zu bilden.
Im Betrieb empfängt die Trainingsschaltung 200 ein Hauptwegsignal, das mit dem stärksten der Mehrwegsignale synchronisiert bleibt, und ein Sekundärwegsignal, das zu verschiedenen Zeiten mit verschiedenen der Sekundärwegsignale synchronisiert ist. Zur Bezugnahme in der folgenden Diskussion haben Variablen, die dem Hauptwegsignal zugeordnet sind, einen Index "M", während Variablen, die den Sekundärwegsignalen zugeordnet sind, einen Index "S" haben. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt den Versatzindex (OFFSET_M) der Sequenz PN_M unter Verwendung des Addierers 164B ein, der die Codephase der an den Multiplizierer 142B gelieferten PN-Sequenz ändert, was es ermöglicht, dass er mit dem Hauptwegsignal synchronisiert und es entspreizt. Somit repräsentieren r_M und ⊝_M den Größen- bzw. den Phasenabtastwert des Hauptwegsignals. Die Sekundärausbreitungsweg-Parameterschätzung erfordert, dass der Kommunikationsempfänger 100 eine ausgewählte Anzahl von Sekundärwegsignalen in Bezug auf das Hauptwegsignal kennzeichnet. Die Anzahl der Sekundärwegsignale, die während des Trainings gekennzeichnet werden, hängt von spezifischen Entwurfs- und Betriebsanforderungen ab. Für den Fachmann auf dem Gebiet ist leicht klar, dass das Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung in dieser und in anderen Hinsichten geändert werden kann, ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Beispielhafte Ausführungsformen verarbeiten die Sekundärwegsignale, um die zwei stärksten Sekundärwegsignale festzustellen, wobei diese stärksten Signale als die interessierenden Sekundärwegsignale bezeichnet werden.
Der Kommunikationsempfänger 100 ändert unter Verwendung des Addierers 164D, der die Codephase der an die Sekundärsignalentspreizungs-Schaltungsanordnung (die den Multiplizierer 142D enthält) in der Entspreizungsschaltung 140 gelieferten PN-Sequenz ändert, den Versatzindex (OFFSET_S) der Sekundärweg-PN-Sequenz (PNs). Dies ermöglicht, dass die Entspreizungsschaltung 140 selektiv mit jedem Sekundärsignal synchronisiert. Jede Versatzänderung in der Sequenz PN_S, die der Entspreizungsschaltung 140 zugeführt wird, führt wirksam zur Entspreizung des Empfangssignals mit einer anderen Zeitverzögerung relativ zu der Hauptwegsignalzeitgebung. Im Wesentlichen stellt der Kommunikationsempfänger 100 den Versatz der Sequenz PN_S ein und überwacht den Größenwert von r_S. In beispielhaften Ausführungsformen führt er seinen Betrieb mit der Auflösung von einem halben Chip über einen gesamten PN-Code-Phasenzyklus relativ zu der Hauptwegsymbolzeitgebung aus. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt durch Aufzeichnen der Phaseneinstellungen (Indexversätze), die zu den größten Größenwerten für r_S führen, das Hauptwegsignal und die stärksten Sekundärsignale fest.
Nach der Ausführung dieser Kurssuche nach dem Hauptwegsignal und nach den führenden Sekundärwegsignalen ist es notwendig, für jeden interessierenden Sekundärweg die Ausbreitungswegparameter und die Verzögerung zu schätzen. Die Trainingschaltung 200 stellt eine wirtschaftliche und verarbeitungseffiziente Art und Weise dar, um dieses Ziel zu erreichen. Im Wesentlichen kann die Trainingsschaltung 200 in der Weise vorgestellt werden, dass sie einen oberen Zweig, dem ⊝_M (vom Hauptweg empfangene Symbolphasenmodulations-Abtastwerte) zugeführt wird und der den Summierknoten 208 enthält, und einen unteren Zweig, dem ⊝_S (vom Sekundärweg empfangene Symbolphasenmodulations-Abtastwerte) zugeführt wird und der den Summierknoten 210 enthält, umfasst. Der obere Zweig bearbeitet ein entspreiztes Hauptwegsignal, während der untere Zweig das ausgewählte entspreizte Sekundärsignal bearbeitet, mit dem die Entspreizungsschaltungsanordnung 140 momentan synchronisiert ist. Der kombinierte Betrieb des oberen und des unteren Zweigs der Trainingsschaltung 200 stellt für jedes interessierende Sekundärwegsignal relativ zu dem Hauptwegsignal Schätzwerte für den Größenwert r, für die Phase ⊝ und für die Verzögerung d bereit.
Die folgenden Operationen werden für jedes interessierende Sekundärsignal wiederholt. Der PN_S-Sequenzversatz wird in der Weise eingestellt, dass die Entspreizungsschaltungsanordnung 140 das gewünschte Sekundärwegsignal entspreizt – während der Kurssuche wurde jeder der erforderlichen PN_S-Sequenzversätze, die den interessierenden Sekundärsignalen entsprechen, festgestellt. Die Symbolgrößenwerte für r_M und für rs werden für K Symbole akkumuliert und daraufhin in der Relativgrößenwertschaltung 204 verglichen. Zum Beispiel können die Haupt- und Sekundärwegsymbole in den Integratoren 202A bzw. 202B akkumuliert oder integriert werden. Der Größenwert für das interessierende momentane Sekundärsignal relativ zu dem Hauptwegsignal wird auf der Grundlage der Division der K-Summe von r_S durch r_M geschätzt. Die Trainingsschaltung 200 stellt diesen geschätzten relativen Größenwert "r" als einen Ausgangswert bereit, der bei der Schätzung des dem momentanen Sekundärsignal zugeordneten Sekundärausbreitungswegkoeffizienten verwendet wird. An diesem Punkt ist der relative Größenwert für das interessierende momentane Sekundärsignal geschätzt worden.
Der in der Entspreizungsschaltung 140 vorzugsweise enthaltene Hart-Doppelbegrenzer 148 begrenzt die Hauptwegsignalphasen-Abtastwerte gemäß der betreffenden Modulationskonstellation, bevor sie als ⊝_M in den oberen Zweig der Trainingsschaltung 200 eingegeben werden. Die Hart-Begrenzung bedingt die Einstellung oder Änderung des tatsächlichen Phasenwertes auf den nächsten passenden aus einer definierten Menge von Nennphasenwerten – wobei dies im Wesentlichen Rauschen aus dem Phasenabtastwert entfernt. Um eine differentielle Decodierung für die Hauptweg-Phasenabtastwerte ⊝_M zu schaffen, weist die Trainingsschaltung 200 das Verzögerungselement 206A auf, was die begrenzten Hauptweg-Phasenabtastwerte des vorherigen Symbols für den invertierenden Eingang des Summierknotens 208 bereitstellt. In Kommunikationssystemen, in denen der Hart-Doppelbegrenzer 148 fehlt, kann er optional in die Verfolgungsschaltung 200 integriert werden.
Der Summierknoten 208 gibt die Differenz zwischen den begrenzten Phasenwerten der momentanen und der vorherigen Hauptwegsymbole aus. Die begrenzte Phase des Hauptwegsignals ist der Phasenmodulationswert des momentanen Datensymbols, der einem möglichen Entscheidungsfehler (der Begrenzungsoperation) unterliegt. Da der Sekundärweg der Phase des momentanen Sekundärweg-Datensymbols (⊝_S) eine unbekannte Phasenänderung auferlegt, werden die Phasenwerte ⊝_S vor der harten Begrenzung unter Verwendung des Verzögerungselements 206B und des Summierknotens 210 differentiell decodiert. Der Summierknoten 210 gibt die Differenz zwischen der Phase des momentanen Sekundärweg-Datensymbols und der des vorherigen Symbols aus.
Die empfangene Phase des Sekundärsignals besteht aus dem Phasenmodulationswert des momentanen Sekundärweg-Datensymbols und der Kanalphasenverzögerung des Sekundärausbreitungswegs. Somit kann die Phasenverzögerung des Sekundärwegs relativ zu dem Hauptweg durch Subtrahieren der begrenzten Phase des Hauptwegs von der empfangenen Phase des Sekundärwegs geschätzt werden. Für einen Nah-Nachläufer (innerhalb einer Symbolzeit) wird die Subtraktion der Phasenwerte ⊝_M und ⊝_S unter Verwendung des Summierknotens 216 an den momentanen Haupt- und Sekundärweg-Datensymbolen sofort ausgeführt, wobei das Ergebnis mit ⊝₁ bezeichnet wird.
Für die Vorauseiler-Verzögerung wird die Phasenverzögerung zwischen dem Hauptwegsignal und dem momentanen Sekundärwegsignal unter Verwendung des Summierknotens 214 auf der Grundtage einer Subtraktion des Phasenwertes des momentanen Hauptwegsymbols von dem Phasenwert des vorherigen Sekundärwegsymbols geschätzt, wobei das Ergebnis mit ⊝₀ bezeichnet wird. Für die Fern-Nachläufer-Verzögerung (eine Verzögerung, die eine Symbolzeit übersteigt), wird die Phasenverzögerung zwischen dem Hauptweg und dem momentanen Sekundärweg unter Verwendung des Summierknotens 218 auf der Grundlage einer Subtraktion des Phasenwertes des vorherigen Hauptwegsymbols von dem Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols geschätzt, wobei das Ergebnis mit ⊝₂ bezeichnet wird.
Um zu bestimmen, welcher Hauptweg/Sekundärweg-Relativphasenwert (⊝₀, ⊝₁ oder ⊝₂) zu verwenden ist, muss der Kommunikationsempfänger 100 wissen, ob sich das momentane Sekundärsignal aus einer Vorauseiler- oder aus einer Nah- oder Fern-Nachläufer-Echosignalstörung ergibt. Die Trainingsschaltung 200 stellt diese Informationen durch Bewerten der Kreuzkorrelation zwischen der Hauptwegsymbolentscheidung und der Entscheidung des momentanen Sekundärwegsymbols (der hart begrenzten differentiell decodierten Werte von ⊝_M und ⊝_S) unter Verwendung einer Sequenz von R empfangenen Symbolen bereit. In dieser beispielhaften Ausführungsform wird die Kreuzkorrelation mit relativen Nachläufen von -1, 0 und +1 Symbolen ausgeführt, was in dieser Reihenfolge Vorauseiler-, Nah-Nachläufer- und Fern-Nachläufer-Verzögerungen entspricht. Es wird angemerkt, dass der Korrelator 270 geändert werden kann, um Korrelationsoperationen an einer beliebigen Anzahl vorauseilender und nachlaufender Haupt- und Sekundärsymbole auszuführen, was somit ermöglicht, dass der Korrelator 270 eine Symbolkorrespondenz zwischen Haupt- und Sekundärsymbolen feststellt, die um Zeitabstände versetzt sind, die gleich einer beliebigen Anzahl von Symbolzeiten sind.
Die differentielle Decodierung der Sekundärwegsymbole entfernt im Wesentlichen eine beliebige Phasenverschiebung relativ zu dem Hauptweg, die in den übertragenen Symbolen induziert wird, die über den momentan ausgewählten Sekundärausbreitungsweg empfangen werden. Dies ergibt sich daraus, dass die Sekundärwegphasenverschiebung ein im Wesentlichen konstanter Wert ist, der durch Subtraktion entfernt werden kann. Die Hauptwegsymbole werden für die Konsistenz der Operationen in der Hauptweg/Sekundärweg-Symbolverarbeitung differentiell decodiert.
Der Summierknoten 224 stellt als eine Ausgabe die Differenz zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des momentanen Hauptwegsymbols und dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des vorherigen Sekundärphasensymbols bereit. Der Integrator 230 integriert den Absolutwert dieser Signale über R Symbole. Der Summierknoten 226 stellt als eine Ausgabe die Differenz zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des momentanen Hauptwegsymbols und dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols bereit. Der Integrator 232 integriert den Absolutwert dieses Signals über R Symbole. Der Summierknoten 228 stellt als eine Ausgabe die Differenz zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des vorherigen Hauptwegsymbols und dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols bereit. Der Integrator 234 integriert den Absolutwert dieses Signals über R Symbole.
Im Ergebnis der Phasenbereichsoperationen überträgt sich die maximale Korrelation der Symbole in einen Minimalwert (im Idealfall null) der Phase – die minimale Phase entspricht einer maximalen reellen Komponente. Die Minimumidentifizierungsschaltung 236 bearbeitet die Ausgabe von jedem der Integratoren 230, 232 und 234, um zu bestimmen, welches der integrierten Signale den niedrigsten Wert zeigt. Die frühere, so genannte Kurssuche stellte den Zeitabstand (PN-Code-Phasenversatzindex) jedes interessierenden Sekundärwegsignals innerhalb einer Symbolzeit in Bezug auf das Hauptwegsignal fest, konnte aber ohne Vorauseiler/Nachläufer-Informationen keine Informationen über den tatsächlichen Sekundärwegzeitabstand (potentiell mehr als eine Symbolzeit) bereitstellen.
Die Korrelationsergebnisse von der Minimumidentifizierungsschaltung 236 stellen entsprechende Haupt- und Sekundärsymbole fest. Die Anzahl der Symbolzeiten, um die die entsprechenden Haupt- und Sekundärwegsymbole versetzt sind, kann auf der Grundlage der bekannten Symbolzeitgebung des empfangenen Mehrwegsignals als ein relativer Zeitabstand ausgedrückt werden. Somit kann die Ausgabe der Minimumidentifizierungsschaltung 236 verwendet werden, um den richtigen Entzerrer-Schieberegisterabgrift-Versatzwert (τ ^ in den 10 und 11) einzustellen, wobei sie weiterhin dazu verwendet wird, die Phasenauswahlschaltung 220 in der Weise einzustellen, dass sie die richtige Phasenausgabe (⊝₀, ⊝₁ oder ⊝₂) bereitstellt. Da die Phasenverschiebung des Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptwegsignal nur aus den Haupt- und Sekundärsymbolwerten, die einander tatsächlich entsprechen – die sich aus demselben übertragenen Symbolwert ergeben -, genau bestimmt werden kann, bedeutet die Bereitstellung der richtigen Phasenausgabe die Auswahl der für entsprechende Haupt- und Sekundärsymbolwerte berechneten Phasendifferenz.
Nach Abschluss dieser Operationen hat der Kommunikationsempfänger 100 auf der Grundlage der Verwirklichung einer beispielhaften Ausführungsform des Trainingsverfahrens die erforderlichen Größenwert-, Phasen- und Zeitabstandsinformationen bestimmt, die notwendig sind, um den Entzerrer 130 so zu konfigurieren, dass er eine Unterdrückung des momentan ausgewählten Sekundärwegsignals schafft. Genauer besitzt der Kommunikationsempfänger 100 die Informationen, die notwendig sind, um den komplexen Koeffizienten (Ĉ) für den momentanen Sekundärausbreitungsweg zu schätzen. Der obige Prozess wird für jeden interessierenden Sekundärweg wiederholt. Im Betrieb unterhält der Entzerrer 130 einen laufenden Puffer der letzten N zuletzt hart begrenzten Mehrwegsignalphasen-Abtastwerte, die den früheren N empfangenen Mehrwegsignal-Abtastwerten entsprechen. Da jede aufeinander folgende Stufe (jeder aufeinander folgende Abgriff) im Schieberegister 330 (Puffer) einer aufeinander folgend längeren Abtastwert-Zeitabstandsverzögerung in Bezug auf den momentanen Empfangssignalabtastwert entspricht, wird für einen gegebenen Sekundärwegkoeffizienten Ĉ ein Sekundärweg-Zeitabstandswert τ ^ in der Weise eingestellt, dass die entsprechende Abgriffsverzögerung des Schieberegisters 330 an den berechneten Sekundärausbreitungsweg-Zeitabstand relativ zu dem Hauptausbreitungsweg angepasst oder im Wesentlichen angepasst ist.
10 veranschaulicht eine verallgemeinerte beispielhafte Ausführungsform für den in dem Kommunikationsempfänger 100 enthaltenen Entzerrer 130. Der Entzerrer 130, der Eingangsabtastwerte u(t) mit Chip- oder Sub-Chip-Auflösung bearbeitet, schafft eine Vorauseiler- und/oder Nachläufer-Mehrwegsignalunterdrückung. Wenn die Ausbreitungswegparameter bestimmt worden sind – wobei zunächst die richtigen geschätzten Verzögerungsregister-Abgriftwerte (τ ^₂₁ ... τ ^_2L und τ ^₁₁ ... τ ^_1N) und komplexen geschätzten Koeffizienten (Ĉ₂₁ ... Ĉ_2L und Ĉ₁₁ ... Ĉ_1N) eingestellt werden müssen -, kompensiert der Entzerrer 130 durch Unterdrücken störender Sekundärsignale, die durch Mehrwegerscheinungen verursacht werden, die von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 ausgegebenen Empfangssignalabtastwerte. Diese kompensierten Empfangssignalabtastwerte werden von dem Entzerrer 130 ausgegeben und dienen als die Eingangsabtastwerte in die Entspreizungsschaltungen 140. Somit bearbeiten die Entspreizungsschaltungen 140 und nachfolgend die Basisbandverarbeitungsschaltungen 170 die Empfangssignalabtastwerte, aus denen der Entzerrer 130 die führende Mehnnregstörung unterdrückt hat, wenn der Entzerrer 130 eingestellt und aktiviert worden ist.
Wie in 10 veranschaulicht ist, enthält der Entzerrer 130 ein Abtastwertschieberegister 320, ein Schieberegister 330 für begrenzte Abtastwerte, einen Hart-Doppelbegrenzer 310, einen Nachläuferunterdrückungs-Summierknoten 302, einen Vorauseilerunterdrückungs-Summierknoten 304, einen Summierkonten 308 für das geschätzte Nachläufer-Mehrwegsignal und einen Summierknoten 306 für das geschätzte Vorauseiler-Mehrwegsignal sowie Speicherelemente 312 und 314, um geschätzte Nachläufer- und Vorauseiler-Sekundärausbreitungswegkoeffizienten Ĉ₁₁ ... Ĉ_1N bzw. Ĉ₂₁ ... Ĉ_2L zu speichern. Der Entzerrer 130 schafft eine Unterdrückung für bis zu N Nachläufer-Mehrwegsignale und bis zu L Vorauseiler-Mehrwegsignale. Natürlich können diese Fähigkeiten auf der Grundlage spezifischer Entwurfsanforderungen geändert werden. Tatsächlich kann der Entzerrer 130 nur mit einer Vorauseiler-Mehrwegunterdrückung oder nur mit einer Nachläufer-Mehrwegunterdrückung realisiert werden. Außerdem wird angemerkt, dass die maximalen Verzögerungsversätze zwischen Vorauseiler- und Nachläufer-Mehrwegsignalen und dem Hauptwegsignal, die durch den Entzerrer 130 behandelt werden können, nur durch die Längen des Schieberegisters 320 (Länge d) bzw. des Schieberegisters 330 (Länge D) begrenzt sind. Somit kann die Mehrwegversatz-Verzögerungsfähigkeit des Entzerrers 130 in einem gegebenen Entwurf ohne Änderung seiner Struktur oder seines Betriebs leicht eingestellt werden.
Das Eingangssignal u(t) repräsentiert die Ausgabe von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120. Das Signal u(t) umfasst komplexe Mehrbitwerte (reell und imaginär), die mit Chip- oder Sub-Chip-Auflösung gebildete diskrete, synchronisierte Abtastwerte des Empfangssignals repräsentieren. Die Abtastwerte u(t) weisen Mehrwegstörung auf. Der Entzerrer 130 schafft auf der Grundlage der Anwendung einer Hart-Entscheidungslogik auf den Phasenwert jedes Abtastwertes von u(t) (Chip oder Sub-Chip) eine Mehrweg-Störungsunterdrückung. Zum Beispiel bildet jedes empfangene Symbol oder jeder empfangene Chip im DSSS unter Verwendung von QPSK oder in 802.11b-Nutzinformationsdaten unter Verwendung von CCK einen Symbolwert in einer QPSK-Konstellation, wobei die Hart-Entscheidung durch Hart-Begrenzung der Phase des empfangenen Abtastwertes in u(t) getroffen werden kann. Zur Unterdrückung einer Nachläufer-Mehrwegstörung wird die Entscheidung des hart begrenzten Chips (oder Sub-Chips) mit der richtigen Verzögerung bzw. mit den richtigen Verzögerungen (z. B. τ_1i) und mit dem bzw. mit den richtigen Multiplikandenkoeffizienten (z. B. C_1i) zur Subtraktion von u(t) im Summierknoten 302 rückgekoppelt. Dieser Aspekt des Betriebs ist konzeptionell ähnlich herkömmlicheren Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrern (DFE), die im Gebiet gut verstanden sind.
Bei spezifischer Betrachtung einer Nachläufer-Mehrwegstörung können die empfangenen Abtastwerte (Chip- oder Sub-Chip-Auflösung) in u(t) als die Summe des Hauptwegsignals s(t), das als das Signal mit dem größten Größenwert definiert ist, und der Nachläufer-Sekundärwegsignale mit Verzögerungen τ_1i und mit entsprechenden komplexen Koeffizienten C_1i (mit |C_1i| ← 1) dargestellt werden. Aus dieser Sicht können die Empfangssignalabtastwerte, die u(t) umfassen, als
dargestellt werden. Somit kann die Ausgabe y(t) von dem Nachläufer-Unterdrückungs-Summierknoten 302 als u(t) minus der geschätzten Nachläufer-Mehrwegsignale wie folgt dargestellt werden,
Dabei sind Ĉ_1i und τ ^_1i die während des Trainings entwickelten geschätzten komplexen Sekundärwegkoeffizienten bzw. die entsprechenden Sekundärausbreitungsweg-Verzögerungsschätzwerte und ist ŝ(t) die hart begrenzte Abtastwertentscheidung, die durch ŝ(t) = Doppelbegrenzung[y(t)] gegeben ist. Es wird angemerkt, dass der Doppelbegrenzer 310 seine Hart-Entscheidungs-Begrenzungsoperation nach Unterdrückung von Nachläufer-Mehrwegsignalen durchführt.
Es wird angemerkt, dass die Anzahl der Schieberegisterstufen, die das Schieberegister 330 für begrenzte Abtastwerte umfasst, gemeinsam mit der Eingangsabtastwertauflösung (Chip oder Sub-Chip) die maximale Mehrwegsignalverzögerung bestimmt, die durch die Struktur des Entzerrers 130 versorgt wird. Wie veranschaulicht ist, hat das Schieberegister 330D Stufen. Dies schafft für den Entzerrer 130 die Fähigkeit, Nachläufer-Mehrwegsignale, die um bis zu D/x Chipzeiten, wobei x die Abtastwertauflösung von u(t) – d. h. die Anzahl der Abtastwerte pro Chip in u(t) – repräsentiert, von dem Hauptwegsignal versetzt sind, zu unterdrücken. Als ein Beispiel wird angenommen, dass u(t) die Auflösung von einem halben Chip oder zwei Abtastwerte pro empfangenem DSSS-Chip ist und wird weiterhin angenommen, dass D = 32 Stufen ist. Mit diesen Werten versorgt der Entzerrer 130 Mehrwegverzögerungen von bis zu 32/2 oder 16 Chipzeiten. In Übertragungen der 802.11b-CCK-Betriebsart ist dies gleich zwei Symbolperioden der Mehrwegverzögerungsfähigkeit (in 802.11b verwendet die CCK-Modulation 8 Chips pro Symbol).
Die Vorauseiler-Mehrwegverzögerungs-Unterdrückung erfordert das Abtastwertschieberegister 320 und den entsprechenden Vorauseiler-Mehrwegunterdrückungs-Summierknoten 304. In der Vorauseiler-Mehrwegstörung kommt das Echosignal vor dem Hauptwegsignal an, sodass die τ_2i-Werte negativ sind. Die Länge d des Schieberegisters 320 bestimmt auf ähnliche Weise wie für die Nachläufer-Verzögerungsfähigkeit erläutert die maximale durch den Entzerrer 130 versorgte Vorauseiler-Mehrwegverzögerung. Mit einer Tiefe von d = 8 und mit einer Eingangsauflösung von 2 Abtastwerten pro Chip schafft der Entzerrer 130 eine Mehrwegunterdrückung für Vorauseilersignale, die gegenüber dem Hauptwegsignal um bis zu 8/2 oder 4 Chipzeiten verzögert sind. Natürlich kann die Vorauseiler- und Nachläufer-Verzögerungsbehandlungsfähigkeit einfach durch Ändern der Länge eines oder beider Schieberegister 320 und 330 leicht so eingestellt werden, dass sie den Anforderungen einer spezifischen Anwendung genügt.
Wenn nun, nur im Kontext der Vorauseiler-Mehrwegstörung – wobei eine beliebige an u(t) ausgeführte Nachläufer-Unterdrückungsoperation zum Bilden von y(t) ignoriert wird -, der Schwerpunkt auf den Ausdruck für das Eingangssignal y(t – d) gelegt wird, kann y(t – d) als
ausgedrückt werden. Somit kann die Ausgabe z(t) von dem Vorauseiler-Unterdrückungs-Summierknoten 304 wie folgt als y(t – d) minus den geschätzten Vorauseiler-Mehrwegsignalen dargestellt werden,
Dabei sind Ĉ und τ ^2i während des Entzerrertrainings entwickelte Schätzwerte des komplexen Koeffizienten und Verzögerungsschätzwerte und ist ŝ(t) die hart begrenzte Abtastwertentscheidung ŝ(t) = Doppelbegrenzung[y(t)].
Vorteilhaft vermeidet der Entzerrer 130 komplexe Multiplikationen hinsichtlich der im Schieberegister 330 gehaltenen hart begrenzten Abtastwerte ŝ(t) und der geschätzten komplexen Koeffizienten Ĉ_1i und Ĉ_2i. Eher, als den in einer bestimmten Schieberegisterstufe gehaltenen Abtastwert ŝ(t) mit einem der geschätzten Koeffizienten (Ĉ_1i oder Ĉ_2i) zu multiplizieren, wird der hart begrenzte Wert von ŝ(t) verwendet, um die Phase des komplexen Koeffizienten einfach zu "drehen". Diese Aktion funktioniert, da der komplexe Koeffizient (Ĉ_1i oder Ĉ_2i) teilweise die im Wesentlichen konstante Phasenverschiebung eines bestimmten Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptwegsignal repräsentiert und der bestimmte hart begrenzte Wert von ŝ(t) den Nennphasenwert des Mehrwegsignal-Abtastwertes zu einem Zeitpunkt repräsentiert, der gegenüber dem momentanen Mehrwegsignal-Abtastwert um einen Betrag versetzt ist, der gleich dem Zeitabstand des bestimmten Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptweg ist. Somit repräsentiert der Sekundärwegkoeffizient die relative Phasenverschiebung und dient der hart begrenzte Abtastwert als eine Referenz für diese relative Phasenverschiebung.
Die Hart-Begrenzung der Abtastwerte y(t) mit dem Doppelbegrenzer 310 erzeugt begrenzte Abtastwerte ŝ(t), aus denen das Rauschen entfernt ist. Die Operation des Doppelbegrenzers 310 erzeugt Ausgangsabtastwerte mit einem Wert aus einer definierten Menge von Werten, die den durch das Kommunikationssystems-Modulationsschema definierten Konstellationspunkten entsprechen. Zum Beispiel arbeitet der Doppelbegrenzer 310 in einem 802.11b-CCK-Schema als ein QPSK-Doppelbegrenzer, der die Abtastwerte y(t) verarbeitet, um Ausgangsabtastwerte ŝ(t) mit den am besten passenden idealen QPSK-Konstellationswerten (d. h. ±1 oder ±j) zu erzeugen. Somit repräsentieren die Rückkopplungssignale (Vorwärtskopplungssignale) für die Nachläufer-(Vorauseiler-)Mehrwegsignalunterdrückung eher das ideale geschätzte Mehrwegsignal als das geschätzte Mehrwegsignal + Abtastwertrauschen. Dies vermeidet das Hinzufügen von Rauschen in dem Rückkopplungs- oder Vorwärtskopplungssignal mit dem momentanen Rauschen in den momentanen Abtastwerten u(t) oder y(t – d).
11 veranschaulicht eine beispielhafte Realisierung des für die Mehrwegsignalunterdrückung in einer 802.11b-Umgebung entworfenen Entzerrers 130. In beispielhaften Ausführungsformen des Kommunikationsempfängers 100 wird das empfangene DSSS/PSK-Signal mit einer Auflösung von 5 Bits vom analogen in ein digitales Format umgesetzt, wobei aber die bestimmte verwendete Auflösung für die Verwirklichung der vorliegenden Erfindung nicht entscheidend ist. Weiter in dem 802.11b-Beispiel umfasst die Eingabe in den Entzerrer 130 komplexe digitale Werte, die Viertelchip-Abtastwerte QPSK-modulierter Chips mit 8 Chips pro Symbol repräsentieren. (Dies entspricht den CCK-modulierten Nutzinformationsdaten eines 802.11b-Datenpakets und nimmt an, dass der Entzerrer 130 bereits unter Verwendung des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung, wie es hier früher beschrieben wurde, – während der Anfangsblock/Präambel-Abschnitte mit niedriger Datenrate des 802.11b-Pakets trainiert-konfiguriert worden ist.) Somit repräsentiert u(t) einen Strom komplexer 5-Bit-Signalabtastwerte, die in einer beispielhaften Ausführungsform mit einer Auflösung von einem viertel Chip (4 Abtastwerte pro empfangenen QPSK-modulierten Chip) gebildet werden und eine Abtastrate von 44 MHz repräsentieren.
Wie in 11 gezeigt ist, weist der Entzerrer 130 an seinem Eingang einen optionalen Dezimierungsblock 301 auf, um seine Abtastwertrate so einzustellen, dass sie mit einem weiten Bereich von Sub-Chip-Eingangsabtastwertauflösungen kompatibel ist. Der Dezimierungsblock 301 kann so konfiguriert sein, dass er das Eingangssignal u(t) so dezimiert, wie es erforderlich ist, um u(t)' mit der gewünschten Abtastwertauflösung (Chip oder Sub-Chip) bereitzustellen. Wie veranschaulicht ist, dezimiert der Dezimierungsblock 301 das Eingangssignal u(t) mit einer Auflösung von einem viertel Chip um einen Faktor zwei, um ein Eingangssignal u(t)' mit einer Auflösung von einem halben Chip mit einer Abtastwertrate von 22 MHz zu bilden. Es wird angemerkt, dass der wie in 11 gezeigte Entzerrer 130 eine Mehrwegsignalkompensation für zwei Nachläufer-Echosignale oder für ein Nachläufer- und für ein Vorauseiler-Echosignal bereitstellt.
Der Betrieb des in 11 gezeigten Entzerrers 130 ist konsistent mit der Diskussion in Bezug auf 10. Der Entzerrer 130 verwendet das Register 330 für begrenzte Abtastwerte gemeinsam mit der Summierschaltung 302, um eine Nachläufer-Mehrwegsignalunterdrückung zu schaffen. Wie veranschaulicht ist, schaffen die Rückkopplungswege, die die komplexen Koeffizienten C₁ und C₂ enthalten, eine Unterdrückung von bis zu zwei Nachläufer-Mehrwegsignalen. Die Nachläufer-Verzögerungsversätze τ₁ und τ₂ entsprechen den Verzögerungsversätzen zwischen den Hauptweg- und Nachläufer-Mehrwegsignalen, wie sie während des Entzerrertrainings bestimmt werden.
11 veranschaulicht außerdem die Unterdrückungsfähigkeit für ein Vorauseiler-Mehrwegsignal, die auf der Verwendung des Abtastwertschieberegisters 320 und des entsprechenden Summierknotens 304 beruht. Wie veranschaulicht ist, schafft der Vorwärtskopplungsweg, der den komplexen Koeffizienten Ĉ₃ enthält, die Unterdrückung eines einzelnen Vorauseiler-Mehrwegsignals. (Die neue Struktur des Entzerrers 130 ermöglicht die Löschung der Vorauseiler-Mehrwegunterdrückung durch Weglassen des Schieberegisters 320 und der Summierschaltung 304, ohne die grundlegende Nachläuferunterdrückungsstruktur zu stören.)
Die komplexen Abtastwerte u(t)' mit einer Auflösung von einem halben Chip werden in der Summierschaltung 302 auf Nachläufer-Mehrwegstörung kompensiert. Zum Beispiel wird angenommen, dass das Entzerrertraining ein Nachläufer-Mehrwegsignal, das von dem Hauptwegsignal um eineinhalb (1,5) Chipzeiten versetzt ist, als das Sekundärereignis festgestellt hat und weiterhin ein Vorauseiler-Mehrwegsignal, das von dem Hauptwegsignal um zweieinhalb (2,5) Chipzeiten versetzt ist, als das tertiäre Ereignis festgestellt hat. Bei einer Schieberate von 2 Chips pro Abtastwert erforderte τ ^₃ = 4 – 9 = –5, was den Versatz (4) in das Register 330 für begrenzte Abtastwerte minus der Tiefe (9) des Registers 320 für verzögerte Abtastwerte repräsentiert, dass eine Vorauseiler-Verzögerung von 2,5 Chipzeiten bereitgestellt wird. Weiter in diesem Beispiel, stellt die Unterstützungslogik 160 in Verbindung mit dem Basisbandprozessor 170 durch früher beschriebene Verfahren die geschätzten komplexen Koeffizienten Ĉ₁ und Ĉ₁ und die geschätzten Versatzverzögerungen
und τ ^₃ ein. In diesem spezifischen Beispiel werden Ĉ₂ und τ ^₂ nicht verwendet. Für den i-ten Eingangsabtastwert u(t)' wird der (i-3)-te verzögerte Abtastwert (τ ^₁ = 3) von dem Eingangsabtastwert "subtrahiert", wodurch das dieser Sekundärausbreitungsweg-Verzögerung entsprechende Sekundärmehrwegereignis unterdrückt wird. Wie früher erläutert wurde, werden die komplexen Koeffizienten auf der Grundlage des hart begrenzten Abtastwertes, der in der Schieberegisterstufe enthalten ist, entsprechend den den Koeffizienten zugeordneten Verzögerungen (τ ^) phasengedreht und daraufhin von u(t)' oder y(t – d) subtrahiert.
In spezifischen Entwürfen bestimmen die tatsächlichen Funkkanaleigenschaften, die erforderlichen Bitraten und die Kommunikationssystemanforderungen die optimale Struktur des Entzerrers 130. 10 veranschaulicht eine verallgemeinerte Realisierung des Entzerrers 130, der vorzugsweise in dem Kommunikationsempfänger 100 enthalten ist, während
11 ein spezielleres Beispiel im Kontext einer Mehrwegsignalstörungs-Unterdrückung in der 802.11b-CCK-Betriebsart liefert. 11 entspricht einer Ausführungsform des Trainingsverfahrens, in der nur die zwei stärksten Mehrwegsignale – entweder zwei Nachläufer- oder ein Vorauseiler- und ein Nachläufer-Echosignal – unterdrückt werden.
Es wird angemerkt, dass der Betrieb bei einer größeren Anzahl von Abtastwerten pro Chip eine bessere Mehrwegverzögerungsauflösung schafft, aber eine größere Schieberegistertiefe erfordert, um dieselbe Mehrwegsignalverzögerungs-Spreizfähigkeit zu schaffen. Der Fachmann auf dem Gebiet erkennt, dass die Schieberegistertiefe auf der Grundlage individueller Entwurfsanforderungen gegenüber der Mehrwegereigniszeitauflösung abgewogen werden muss. Der Entzerrer 130 wird leicht an solche entwurfsspezifische Änderungen angepasst, ohne dass strukturelle Änderungen erforderlich sind. Genauer kann die Notwendigkeit einer erhöhten oder verringerten Mehrwegsignalverzögerungsfähigkeit einfach durch Einstellen der Länge der Schieberegister 320 und 330 behandelt werden.
Da die Nachläufer-Mehrwegverzögerungsbereiche viel länger als die Vorauseiler-Mehrwegverzögerungsbereiche sein können, bietet es einen realen Vorteil, die Länge des Nachläuferunterdrückungs-Schieberegisters 330 weit über die des Vorauseiler-Unterdrückungs-Schieberegisters 320 hinaus zu erweitern. Falls für das Nachläuferunterdrückungs-Schieberegister 330 die volle Bitauflösung der einzelnen komplexen Abtastwerte (Sub-Chip- oder Chip-Abtastwerte) verwendet würde, würde eine erweiterte Länge des Schieberegisters, wie sie zum Überspannen von Mehrsymbolverzögerungen erforderlich ist, wegen der Notwendigkeit, eher Abtastwerte mit voller Auflösung (z. B. 12 Bits) als Abtastwerte mit verringerter Auflösung zu speichern, beträchtliche Schaltungsbetriebsmittel verbrauchen. Zum Beispiel verringert die Hart-Begrenzung der Abtastwerte y(t) zum Erzeugen der Abtastwerte ŝ(t) die erforderliche Breite des Schieberegisters 330 auf nur zwei Bits für QPSK-Signale, um die in der QPSK-Modulation verwendeten 1-aus-4-Nennphasenwerte zu repräsentieren. (Im Allgemeinen verringert die Hart- Begrenzung die begrenzten Abtastwerte auf n Bits, wobei in M-ären Modulationsschemata 2ⁿ = M ist.)
Das Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung bietet wesentliche Gelegenheit für Änderung. Zum Beispiel sind Einzelheiten hinsichtlich des Kommunikationsempfängers 100 nicht entscheidend für die Verwirklichung des Trainingsverfahrens. Mit dem hier offenbarten Trainingsverfahren ist praktisch eine beliebige Kombination von Verfahren und Unterstützungsvorrichtungen zum Entspreizen und zur Synchronisation mit dem Hauptwegsignal und mit wählbaren der Sekundärwegsignale kompatibel. Somit können die dem Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung zugeordneten Operationen in einer Vielzahl von Kommunikationsempfängerarchitekturen und in einer Vielzahl von Kommunikationssystemtypen realisiert werden. Obgleich die offenbarte Trainingsschaltung 200 eine beispielhafte Vorrichtung für die Verwirklichung des Trainingsverfahrens repräsentiert, sind ferner je nach den Anforderungen eines gegebenen Kommunikationssystems weitere Schaltungsrealisierungen möglich und vielleicht sogar erwünscht.
Hinsichtlich ihrer Realisierungseinzelheiten bieten die Trainingsschaltung und das zugeordnete Trainingsverfahren wesentliche Gelegenheit zur Änderung. Verständlicherweise ergibt sich potentiell eine wesentliche Änderung hinsichtlich der besonderen Kommunikationsempfängerarchitektur, die zur Realisierung oder Unterstützung des Trainingsverfahrens verwendet wird. Selbstverständlich repräsentiert der hier veranschaulichte und beschriebene Kommunikationsempfänger 100 nur eine beispielhafte Plattform für die Verwirklichung der Mehrwegausbreitungsparameter-Trainingsoperationen der vorliegenden Erfindung. Je nach besonderen Entwurfs- und Systemanforderungen sind andere Architekturen möglich oder sogar bevorzugt. Somit können ergänzende Operationen, die der Unterscheidung (Entspreizung oder selektiver Empfang) von Sekundär- und Hauptsignalen zugeordnet sind, je nach der zugeordneten Empfängerschaltungsanordnung variieren.
Ferner kann die Trainingsschaltung selbst auf eine Anzahl von Arten geändert werden. Zum Beispiel kann die Größenwertvergleichseinrichtung 250 potentiell auf Kosten der Genauigkeit in dem relativen Größenwertvergleich vereinfacht werden, um einfach Haupt- und Sekundärsignalgrößenwerte zu vergleichen. Umgekehrt kann die Größenwertvergleichseinrichtung 250 hinsichtlich der Komplexität sowohl in Bezug auf die Anzahl akkumulierter Abtastwerte als auch auf die Integrations- oder Akkumulationsoperationen selbst erhöht werden. Eine ähnliche Änderung ist hinsichtlich der Anzahl der Phasenwertabtastwerte möglich, die in Korrelations- und Phasenvergleichsoperationen verwendet werden. Obgleich die Trainingsschaltung 200 im Kontext eines beispielhaften Kommunikationsempfängers 100 gezeigt ist, kann sie zusätzlich in einer Vielzahl von Konfigurationen realisiert werden und als eine selbstständige Vorrichtung arbeiten oder innerhalb anderer Architekturen integriert sein.
Da die Anzahl gekennzeichneter Sekundärsignale variieren kann, kann weiterhin auch der durch die Trainingsschaltung versorgte Bereich des Zeitabstands zwischen Hauptsignal und Sekundärsignalen variieren. Somit liegen Änderungen im Umfang der Mehrwegverzögerung (entweder Vorauseiler oder Nachläufer) vollständig im Umfang der vorliegenden Erfindung. Die Korrelationsoperationen können abgewandelt werden, um einen gewünschten Bereich momentaner, vorangehender und nachfolgender Symbole in gleichzeitigen Sequenzen von Haupt- und Sekundärsignalsymbolen abzudecken. Mit der Fähigkeit zur Bestimmung von Sekundärsignalzeitversätzen, die sich über eine Symbolzeit relativ zu dem Hauptsignal hinaus erstrecken, und somit zur genauen Bestimmung der Sekundärsignalphasenverschiebung relativ zu dem Hauptsignal schaffen die Trainingsoperationen der vorliegenden Erfindung, unterstützt durch die Trainingsschaltung 200 und das zugeordnete Verfahren, einen vorteilhaften Zugang zur Kennzeichnung von Sekundärsignalen in einer Mehrwegempfangsumgebung ohne Beschränkungen hinsichtlich der Sekundärsignalverzögerungsspreizung.
Wie hier auf beispielhafte Weise skizziert wurde, schafft das Training Vorteile für einen weiten Bereich von Kommunikationssystemen, die Mehrwegsignalen unterliegen. Besonders vorteilhaft sind die Trainingsschaltung 200 und das Trainingsverfahren zur Verwendung als die Grundlage der Mehrwegsignalstörungs-Unterdrückung in Spreizspektrumsystemen, die Spreizcodes mit schlechten Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften nutzen, da herkömmliche RAKE-Empfänger-Techniken in solchen Anwendungen schlecht funktionieren. Die vorliegende Erfindung kann an sich mit wesentlichem Vorteil in drahtlosen 802.11b-LAN-Systemen verwendet werden. Allerdings kann die vorliegende Erfindung ebenfalls vorteilhaft in RAKE-Empfänger-Architekturen angewendet werden oder tatsächlich in einem beliebigen DSSS-Kommunikationssystem angewendet werden, für das die Mehrwegsignalkennzeichnung und/oder -unterdrückung der Empfängerleistungsfähigkeit nutzt.
Die vorstehenden Einzelheiten sollen in jeder Hinsicht eher als beispielhaft als beschränkend verstanden werden. Die vorliegende Erfindung ermöglicht hinsichtlich Realisierung und Betrieb wesentliche Flexibilität. Beispiele solcher Änderung sind oben in einiger Einzelheit diskutiert; allerdings sollen diese Beispiele nicht als Beschränkung des Bereichs der in dem Umfang der vorliegenden Erfindung liegenden Änderungen verstanden werden. Der Umfang der vorliegenden Erfindung ist lediglich durch die hier beigefügten Ansprüche beschränkt, wobei hier alle Ausführungsformen, die in der Bedeutung und Äquivalenz dieser Ansprüche liegen, einbezogen sind.

Claims

Vorrichtung (200) zur Kennzeichnung eines Sekundärwegsignals relativ zu einem Hauptwegsignal, das in einem Mehrwegfunksignal empfangen wird, umfassend: eine Korrelationsschaltung (270), die zum gleichzeitigen Empfangen von Sequenzen differenziell dekodierter Haupt- und Sekundärsymbolwerte aus den Haupt- und Sekundärwegsignalen geeignet ist, und weiterhin geeignet ist, einen Zeitabstand des Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptwegsignals zu bestimmen, und zwar auf der Grundlage der Identifikation einer Symbolkorrespondenz zwischen den Haupt- und Sekundärsymbolwerten durch Kreuzkorrelieren von ausgewählten Werten in der Sequenz der differenziell dekodierten Hauptsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz der differenziell dekodierten Sekundärsymbolwerte; eine Phasenvergleichsschaltung (260), die zum gleichzeitigen Empfangen eines oder mehrerer Haupt- und Sekundärsymbolwerte aus den Haupt- und Sekundärwegsignalen geeignet ist, und weiterhin geeignet ist, einen Phasenversatz des Sekundärwegsignals zu relativ zu dem Hauptwegsignal zu bestimmen, und zwar auf der Grundlage der Berechnung einer Vielzahl von Phasendifferenzen zwischen ausgewählten Werten der Hauptsymbolwerte und ausgewählten Werten der Sekundärsymbolwerte, und weiterhin durch Auswählen einer aus der Vielzahl der Phasendifferenzen als Phrasenversatz basierend auf dem durch die Korrelationsschaltung bestimmten Zeitabstand; und eine Größenwertvergleichsschaltung (250), die zum gleichzeitigen Empfangen eines oder mehrerer Haupt- und Sekundärgrößenwerte aus den Haupt- und Sekundärwegsignalen geeignet ist, und weiterhin geeignet ist, eine relative Größe des Sekundärwegsignals relativ zu dem Hauptwegsignal zu bestimmen, und zwar auf der Grundlage des Vergleichs des einen beziehungsweise der mehreren Sekundärgrößenwerte mit dem einen beziehungsweise den mehreren Hauptgrößenwerten; wobei die bereitgestellte Kennzeichnung des Sekundärwegsignals auf der Ausgabe des Zeitabstands, des Phasenversatzes und des relativen Größenwerts der Vorrichtung (200) basiert.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Korrelationsschaltung (270) Haupt- und Sekundärverzögerungselemente (222A, 222B) aufweist, die geeignet sind, die gleichzeitigen Sequenzen differenziell dekodierter Haupt- und Sekundärsymbolwerte zu empfangen, wobei die Haupt- und Sekundärverzögerungselemente (222A, 222B) weiterhin geeignet sind, verzögerte Sequenzen von differenziell dekodierten Haupt- und Sekundärsymbolwerten auszugeben, und zwar zur Verwendung in der Kreuzkorrelationsschaltung zum Kreuzkorrelieren von ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte.
Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Korrelationsschaltung (270) betriebsfähig ist, die Kreuzkorrelation von ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte durchzuführen, und zwar durch Korrelieren ausgewählter Werte in der verzögerten Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte zur Bildung eines ersten Korrelationswertes, Korrelieren entsprechender Werte in den Sequenzen differenziell dekodierter Haupt- und Sekundärsymbolwerte zur Bildung eines zweiten Korrelationswertes, und Korrelieren ausgewählter Werte in der Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz verzögerter differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte zur Bildung eines dritten Korrelationswertes.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der die Korrelationsschaltung (270) geeignet ist, den Zeitabstand auf der Grundlage der Identifikation eines des ersten, zweiten und dritten Korrelationswertes als repräsentierend für eine maximale Symbolkorrelation zu bestimmen, wobei die maximale Symbolkorrelation anzeigt, ob das Sekundärwegsignal dem Hauptwegsignal durch einen Zeitabstand in der Größenordnung von ein oder zwei Symbolzeiten vorauseilt, dem Hauptwegsignal durch einen Zeitabstand in der Größenordnung von einem oder zwei Symbolzeiten nachläuft oder sich mit dem Hauptwegsignal innerhalb einer Symbolzeit befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Phasenvergleichsschaltung (260) geeignet ist, den Phasenversatz auf der Grundlage der Berechnung vorauseilender, nachlaufender und gleichlaufender Phasendifferenzen zwischen dem einem oder den mehreren Haupt- und Sekundärsymbolwerten zu bestimmen, um die Vielzahl von Phasendifferenzen zu bestimmen, wobei der Phasenversatz eine auf der Grundlage des Zeitabstands ausgewählte aus der Vielzahl von Phasendifferenzen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Korrelationsschaltung (270) geeignet ist, die Kreuzkorrelation von ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte durchzuführen, und zwar durch Korrelieren ausgewählter Werte in der verzögerten Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte zur Bildung einer Anzahl von vorauseilenden Korrelationswerten, Korrelieren entsprechender Werte in den Haupt- und Sekundärsymbolsequenzen zur Bildung eines gleichlaufenden Korrelationswertes, und Korrelieren ausgewählter Werte in der Sequenz differenziell dekodierter Sekundärsymbolwerte mit ausgewählten Werten in der verzögerten Sequenz differenziell dekodierter Hauptsymbolwerte zur Bildung einer Anzahl nachlaufender Korrelationswerte.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Korrelationsschaltung (270) geeignet ist, die Symbolkorrespondenz festzustellen und den Zeitabstand zu bestimmen, und zwar auf der Grundlage der Identifikation eines der vorauseilenden, nachlaufenden oder gleichlaufenden Korrelationswerte als repräsentierend für eine maximale Symbolkorrelation, wobei die maximale Symbolkorrelation die Anzahl von Symbolzeiten anzeigt, um welche das Sekundärwegsignal dem Hauptwegsignal vorauseilt oder nachläuft, beziehungsweise anzeigt, dass das Sekundärwegsignal mit dem Hauptwegsignal innerhalb einer Symbolzeit verläuft.
Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Phasenvergleichsschaltung (260) geeignet ist, den Phasenversatz auf der Grundlage der Berechnung vorauseilender, nachlaufender und gleichlaufender Phasendifferenzen zwischen dem einem oder den mehreren Haupt- und Sekundärsymbolwerten zu bestimmen, um die Vielzahl von Phasendifferenzen zu bestimmen, wobei der Phasenversatz eine auf der Grundlage des Zeitabstands ausgewählte aus der Vielzahl von Phasendifferenzen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Größenwertvergleichsschaltung (250) Haupt- und Sekundärgrößenwertakkumulatoren umfasst, die geeignet sind, einen oder mehrere Größenwerte aus den Haupt- und Sekundärwegsignalen zu akkumulieren, um akkumulierte Haupt- und Sekundärgrößenwerte zu bilden, und weiterhin eine Größenwertvergleichseinrichtung, die geeignet ist, den relativen Größenwert basierend auf einem Vergleich der akkumulierten Haupt- und Sekundärgrößenwerte auszugeben.
Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der die Haupt- und Sekundärgrößenwertakkumulatoren (202A, 202B) betriebsfähig sind, als Integratoren zu funktionieren, und bei der die akkumulierten Haupt- und Sekundärgrößenwerte eine Integration einer Anzahl von Haupt- und Sekundärgrößenwerten darstellen.