JP2663820B2 - 判定帰還形等化器 - Google Patents
判定帰還形等化器Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
- H04B1/126—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means having multiple inputs, e.g. auxiliary antenna for receiving interfering signal
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は判定帰還形等化器（ＤＦ
Ｅ）に関わり、特に適応アンテナ・アレイ機能を発揮し
ながらマルチパスフェージングによる波形歪と干渉妨害
波の除去を行う判定帰還形等化方式を提供する。本方式
では、従来の判定帰還形等化器の前方フィルタを適応ア
ンテナアレイ・フィルタに置き換え、該フィルタと後方
フィルタに対して判定器誤差信号の自乗平均誤差最小化
（ＭＭＳＥ）制御を行う。該手段の共通ＭＭＳＥ制御に
より、アンテナパターンと適応等化の最適化が行われ、
両者の相乗効果を得ることが出来る。従って、マルチパ
ス歪と干渉妨害が問題となる移動体および固定デジタル
無線に対する最適受信が可能となる。
Ｅ）に関わり、特に適応アンテナ・アレイ機能を発揮し
ながらマルチパスフェージングによる波形歪と干渉妨害
波の除去を行う判定帰還形等化方式を提供する。本方式
では、従来の判定帰還形等化器の前方フィルタを適応ア
ンテナアレイ・フィルタに置き換え、該フィルタと後方
フィルタに対して判定器誤差信号の自乗平均誤差最小化
（ＭＭＳＥ）制御を行う。該手段の共通ＭＭＳＥ制御に
より、アンテナパターンと適応等化の最適化が行われ、
両者の相乗効果を得ることが出来る。従って、マルチパ
ス歪と干渉妨害が問題となる移動体および固定デジタル
無線に対する最適受信が可能となる。
【０００２】
【従来の技術】地上マイクロ波通信、陸上移動通信、構
内無線、および衛星移動体通信などにおいてデジタル伝
送を行う際、マルチパスフェージングによる波形歪およ
び種々の干渉妨害波が問題となる。
内無線、および衛星移動体通信などにおいてデジタル伝
送を行う際、マルチパスフェージングによる波形歪およ
び種々の干渉妨害波が問題となる。
【０００３】マルチパスによる波形歪（符号間干渉：Ｉ
ｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を
克服するものとして、適応フィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｆｉｌｔｅｒ）または最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等に
よる各種適応等化方式が従来より用いられている。
ｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を
克服するものとして、適応フィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｆｉｌｔｅｒ）または最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等に
よる各種適応等化方式が従来より用いられている。
【０００４】一方、干渉妨害波に対しては適応アンテナ
・アレイ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ａｎｔｅｎ
ｎａｓ）を用いて、アンテナ・パターン・フォーミング
により干渉波を除去している。また最近、適応アンテナ
・アレイを干渉妨害波除去だけでなくマルチパス歪の除
去にも用いる検討が行われている。
・アレイ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ａｎｔｅｎ
ｎａｓ）を用いて、アンテナ・パターン・フォーミング
により干渉波を除去している。また最近、適応アンテナ
・アレイを干渉妨害波除去だけでなくマルチパス歪の除
去にも用いる検討が行われている。
【０００５】適応アンテナ・アレイの従来技術例を図１
３および図１４に、適応等化器の従来技術の一例を図１
５に示す。
３および図１４に、適応等化器の従来技術の一例を図１
５に示す。
【０００６】図１３はＮ素子アンテナ・アレイを用いた
ＬＭＳ適応アレイの一例である。
ＬＭＳ適応アレイの一例である。
【０００７】図１３において、１３０１は無線周波数の
半波長（λ／２）間隔に配置されたＮ個のアンテナ素
子、１３０２はＮ個の複素乗算器、１３０３は合成器、
１３０４は基準信号発生器、１３０５は減算器、１３０
６はタップ係数修正回路である。
半波長（λ／２）間隔に配置されたＮ個のアンテナ素
子、１３０２はＮ個の複素乗算器、１３０３は合成器、
１３０４は基準信号発生器、１３０５は減算器、１３０
６はタップ係数修正回路である。
【０００８】図１４は図１３のＬＭＳ適応アレイにタッ
プ付遅延線フィルタ（ＴＤＬフィルタ：Ｔａｐｐｅｄ
Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ Ｆｉｌｔｅｒ）を導入した従来
技術である。
プ付遅延線フィルタ（ＴＤＬフィルタ：Ｔａｐｐｅｄ
Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ Ｆｉｌｔｅｒ）を導入した従来
技術である。
【０００９】図１４において、１４０１は無線周波数の
半波長（λ／２）間隔に配置されたＬ個のアンテナ素
子、１４０２はＬ個のＴＤＬフィルタ、１４０２ａはＮ
−１個の遅延時間τの遅延素子、１４０２ｂはＮ個の複
素乗算器、１４０２ｃは合成器、１４０３は合成器、１
４０４は基準信号発生器、１４０５は減算器、１４０６
はタップ係数修正回路である。
半波長（λ／２）間隔に配置されたＬ個のアンテナ素
子、１４０２はＬ個のＴＤＬフィルタ、１４０２ａはＮ
−１個の遅延時間τの遅延素子、１４０２ｂはＮ個の複
素乗算器、１４０２ｃは合成器、１４０３は合成器、１
４０４は基準信号発生器、１４０５は減算器、１４０６
はタップ係数修正回路である。
【００１０】図１３および図１４はともにバーナード・
ウィドロ（Ｂｅｒｎａｒｄ Ｗｉｄｒｏｗ）の提案した
ＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓｔ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａ
ｒｅＡｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いている為、ＬＭＳ適応
アレイとも呼ばれている。その動作・特性などの詳細に
関してはアール・ティ・コンプトン（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐ
ｔｏｎ）著の“アダプティブ・アンテナズ−コンセプト
アンド パーフォーマンス”（プレンティス・ホール
社 １９８８年）などが参考となる。
ウィドロ（Ｂｅｒｎａｒｄ Ｗｉｄｒｏｗ）の提案した
ＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓｔ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａ
ｒｅＡｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いている為、ＬＭＳ適応
アレイとも呼ばれている。その動作・特性などの詳細に
関してはアール・ティ・コンプトン（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐ
ｔｏｎ）著の“アダプティブ・アンテナズ−コンセプト
アンド パーフォーマンス”（プレンティス・ホール
社 １９８８年）などが参考となる。
【００１１】図１３において、Ｎ個のアンテナ素子１３
０１は無線周波数の半波長（λ／２）間隔に配置され、
各アンテナ素子の受信信号をｘ1 ，ｘ2 ，…ｘN とす
る。ここで、該受信信号は実際には、受信機に入力され
るが、図１３では受信機は省略している。これは信号系
を全て等価ベースバンド系で取り扱う為で、無線周波数
を中間周波数およびベースバンド周波数に変換する受信
機などは今後記載しないことにする。
０１は無線周波数の半波長（λ／２）間隔に配置され、
各アンテナ素子の受信信号をｘ1 ，ｘ2 ，…ｘN とす
る。ここで、該受信信号は実際には、受信機に入力され
るが、図１３では受信機は省略している。これは信号系
を全て等価ベースバンド系で取り扱う為で、無線周波数
を中間周波数およびベースバンド周波数に変換する受信
機などは今後記載しないことにする。
【００１２】各アンテナ素子の受信信号は複素乗算器１
３０２によりタップ係数ｃ1 ，ｃ2，…ｃN がそれぞれ
乗ぜられ、合成器１３０３にて線形合成される。ここで
受信信号ベクトルおよびタップ係数ベクトルを数１及び
数２のように定義する。
３０２によりタップ係数ｃ1 ，ｃ2，…ｃN がそれぞれ
乗ぜられ、合成器１３０３にて線形合成される。ここで
受信信号ベクトルおよびタップ係数ベクトルを数１及び
数２のように定義する。
【００１３】
【数１】
【００１４】
【数２】
【００１５】この時アレイ出力（合成器１３０３出力）
ｙは数３で表される。
ｙは数３で表される。
【００１６】
【数３】
【００１７】基準信号発生器１３０４は送信側で発生し
たデジタル信号と同じ既知のデジタル信号Ｒを発生す
る。実際には、送信デジタル信号中のトレーニング・バ
ーストがこれに相当する。基準信号発生器１３０４出力
と合成器１３０３出力との誤差信号が減算器１３０５に
より出力される。すなわち基準信号発生器１３０４は送
信側の既知のトレーニングを発生させているので、受信
トレーニング・バーストとの誤差は、伝搬中のマルチパ
ス歪や干渉波によって生じたものになる。該誤差信号ε
の自乗平均値はＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｓｑｕａｒｅ
−Ｅｒｒｏｒ）評価関数と呼ばれ、数４で示される。
たデジタル信号と同じ既知のデジタル信号Ｒを発生す
る。実際には、送信デジタル信号中のトレーニング・バ
ーストがこれに相当する。基準信号発生器１３０４出力
と合成器１３０３出力との誤差信号が減算器１３０５に
より出力される。すなわち基準信号発生器１３０４は送
信側の既知のトレーニングを発生させているので、受信
トレーニング・バーストとの誤差は、伝搬中のマルチパ
ス歪や干渉波によって生じたものになる。該誤差信号ε
の自乗平均値はＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｓｑｕａｒｅ
−Ｅｒｒｏｒ）評価関数と呼ばれ、数４で示される。
【００１８】
【数４】
【００１９】このＭＳＥ評価関数ξを最小化するタップ
係数ベクトル解Ｃopt は必ず１個存在し、それは世紀方
程式（ウィーナー・ホップ方程式）を満足する。ここで
正規方程式は、数４をタップ係数で偏微分したものを零
として求められるが、直交原理から容易に求められる。
すなわち誤差信号εと受信信号ベクトルＸの複素共約と
の相関によって与えられ、数５で示される。
係数ベクトル解Ｃopt は必ず１個存在し、それは世紀方
程式（ウィーナー・ホップ方程式）を満足する。ここで
正規方程式は、数４をタップ係数で偏微分したものを零
として求められるが、直交原理から容易に求められる。
すなわち誤差信号εと受信信号ベクトルＸの複素共約と
の相関によって与えられ、数５で示される。
【００２０】
【数５】
【００２１】ここでΨは受信信号ベクトルＸの相関行
列、ＳはＸと基準信号Ｒとの相関ベクトルで数６及び数
７のようになる。
列、ＳはＸと基準信号Ｒとの相関ベクトルで数６及び数
７のようになる。
【００２２】
【数６】
【００２３】
【数７】
【００２４】Ψの行列を求め、数５からＭＳＥを最小と
する理想タップ係数解Ｃopt が数８として求められる。
する理想タップ係数解Ｃopt が数８として求められる。
【００２５】
【数８】
【００２６】実際の高速デジタル伝送では相関行列の直
接解法よりも適応アルゴリズムによるタップ係数の制御
が行われている。これにはＬＭＳ、定包絡線（ＣＭ
Ａ）、アップルバウム、カルマンなど種々のアルゴリズ
ムが検討されているが、ここでは簡素でよく用いれてい
るＬＭＳを取り扱う。
接解法よりも適応アルゴリズムによるタップ係数の制御
が行われている。これにはＬＭＳ、定包絡線（ＣＭ
Ａ）、アップルバウム、カルマンなど種々のアルゴリズ
ムが検討されているが、ここでは簡素でよく用いれてい
るＬＭＳを取り扱う。
【００２７】タップ係数ｃ1 ，ｃ2 ，…ｃN を座標軸と
するＮ次元ＭＳＥ評価関数ξは自乗平均操作によって作
られている為、下に凸な楕円回転体となり、必ず１個の
最小点ξmin が存在する。そこで時刻ｎのタップ係数ｃ
i n を１タイムスロット過去のｃi n-1 を用いて、漸化
式数９によって逐次修正を繰り返す。
するＮ次元ＭＳＥ評価関数ξは自乗平均操作によって作
られている為、下に凸な楕円回転体となり、必ず１個の
最小点ξmin が存在する。そこで時刻ｎのタップ係数ｃ
i n を１タイムスロット過去のｃi n-1 を用いて、漸化
式数９によって逐次修正を繰り返す。
【００２８】
【数９】
【００２９】これによって、タップ係数は前記最小点に
漸近する。すなわち正規方程式を戸かなくても数９のＬ
ＭＳアルゴリズム演算を繰り返すだけでウィーナー・ホ
ップ解Ｃopt の近似値が求められる。図１３のタップ修
正係数回路１３０６では上記に述べたタップ係数の更新
を常時行い、そのタップ係数を乗算器１３０２に供給し
ている。
漸近する。すなわち正規方程式を戸かなくても数９のＬ
ＭＳアルゴリズム演算を繰り返すだけでウィーナー・ホ
ップ解Ｃopt の近似値が求められる。図１３のタップ修
正係数回路１３０６では上記に述べたタップ係数の更新
を常時行い、そのタップ係数を乗算器１３０２に供給し
ている。
【００３０】このＬＭＳ制御された適応アレイ（ＬＭＳ
アレイ）の一般的性質は次のようにまとめられる。
アレイ）の一般的性質は次のようにまとめられる。
【００３１】マルチパス歪も干渉妨害波も無い時、Ｌ
ＭＳアレイは希望波到来方向にアンテナ・パターンが最
大となるようにビーム形成を行う。またＬＭＳアレイは
各アンテナ素子ブランチの最大比（ＭＲＣ）合成器とし
て働く。
ＭＳアレイは希望波到来方向にアンテナ・パターンが最
大となるようにビーム形成を行う。またＬＭＳアレイは
各アンテナ素子ブランチの最大比（ＭＲＣ）合成器とし
て働く。
【００３２】干渉妨害波が存在し干渉波レベルが希望
波に比べ高い場合、ＬＭＳアレイは干渉波到来方向にア
ンテナ・パターンのナルを作り、干渉波を受信しないよ
うに働く。この時、希望波到来方向のアンテナ・パター
ンは必ずしも最大とは限らない。他方、干渉波レベルが
希望よりも低い場合、このナルは作られず、干渉波の受
信を許しながら、アンテナ・パターンを希望波到来方向
に向ける。
波に比べ高い場合、ＬＭＳアレイは干渉波到来方向にア
ンテナ・パターンのナルを作り、干渉波を受信しないよ
うに働く。この時、希望波到来方向のアンテナ・パター
ンは必ずしも最大とは限らない。他方、干渉波レベルが
希望よりも低い場合、このナルは作られず、干渉波の受
信を許しながら、アンテナ・パターンを希望波到来方向
に向ける。
【００３３】干渉妨害ではなくマルチパスがある場
合、遅延分散の大きなマルチパス波は主波との相関性が
低下するので、ＬＭＳアレイは符号間干渉に対しても、
前記干渉妨害波に対するのと同様の動作を行う。すなわ
ちＬＭＳアレイはマルチパスによるエコー波に対してア
ンテナ・パターンのナルを向けようとする。
合、遅延分散の大きなマルチパス波は主波との相関性が
低下するので、ＬＭＳアレイは符号間干渉に対しても、
前記干渉妨害波に対するのと同様の動作を行う。すなわ
ちＬＭＳアレイはマルチパスによるエコー波に対してア
ンテナ・パターンのナルを向けようとする。
【００３４】強度の干渉波の振幅位相が時間変動して
いる場合、ＬＭＳアレイはこれに応じて適応的にナルを
変動させる。この際、希望波に対する受信パターンも時
間変動し、希望波に不要な変調がかかってしまう。
いる場合、ＬＭＳアレイはこれに応じて適応的にナルを
変動させる。この際、希望波に対する受信パターンも時
間変動し、希望波に不要な変調がかかってしまう。
【００３５】以上は長所と短所を含む一般的性質である
が、上記に述べたようにアンテナ・パターンを機械的で
はなく、電気的に制御できる為、その利用価値は高い。
例えは、移動体より衛星通信を行う場合常にアンテナ追
尾が必要であり、適応アレイは不可欠なものとなる。ま
た構内無線や自動車無線においてはあらゆる方向からの
干渉妨害が問題となる為、パターン・ナリングによる干
渉除去を行う適応アレイが利用されている。さらに上記
に述べたように、マルチパスによるエコーなみも干渉妨
害として扱えるので、適応アレイは一種の適応等化器と
して利用できることが論じられている。例えば、クラー
クらはアイ・イー・イー・イー グローバル・テレコミ
ャニケーション・コンファレンス １９９０年において
“ＭＭＳＥダイバーシティ コンバイニング フォア
ワイドバンド デジタル セルラー ラジオ”（Ｎｏ．
４０４．５．１）として発表を行っている。ここでは適
応アレイによりエコー波到来方向にアンテナ・パターン
のナルを作り、主波のみ受信することで等価的な適応等
化を行った場合の効果について評価を行っている。
が、上記に述べたようにアンテナ・パターンを機械的で
はなく、電気的に制御できる為、その利用価値は高い。
例えは、移動体より衛星通信を行う場合常にアンテナ追
尾が必要であり、適応アレイは不可欠なものとなる。ま
た構内無線や自動車無線においてはあらゆる方向からの
干渉妨害が問題となる為、パターン・ナリングによる干
渉除去を行う適応アレイが利用されている。さらに上記
に述べたように、マルチパスによるエコーなみも干渉妨
害として扱えるので、適応アレイは一種の適応等化器と
して利用できることが論じられている。例えば、クラー
クらはアイ・イー・イー・イー グローバル・テレコミ
ャニケーション・コンファレンス １９９０年において
“ＭＭＳＥダイバーシティ コンバイニング フォア
ワイドバンド デジタル セルラー ラジオ”（Ｎｏ．
４０４．５．１）として発表を行っている。ここでは適
応アレイによりエコー波到来方向にアンテナ・パターン
のナルを作り、主波のみ受信することで等価的な適応等
化を行った場合の効果について評価を行っている。
【００３６】図１４は各アンテナ素子ブランチ信号を単
なる乗算器に通すのでなく、タップ付き遅延線フィルタ
（ＴＤＬフィルタ）に通す場合の適応アレイである。図
１３の乗算器１３０２がＴＤＬフィルタ１４０２に置き
換えられただけで、基本動作は図１３と同様である。図
１３の適応アレイは狭帯域の干渉妨害波に対して有効で
あるが、広帯域化した干渉妨害に対しては劣化する。図
１４のＴＤＬフィルタを用いた適応アレイは広帯域干渉
妨害に対しても干渉除去効果を発揮する。
なる乗算器に通すのでなく、タップ付き遅延線フィルタ
（ＴＤＬフィルタ）に通す場合の適応アレイである。図
１３の乗算器１３０２がＴＤＬフィルタ１４０２に置き
換えられただけで、基本動作は図１３と同様である。図
１３の適応アレイは狭帯域の干渉妨害波に対して有効で
あるが、広帯域化した干渉妨害に対しては劣化する。図
１４のＴＤＬフィルタを用いた適応アレイは広帯域干渉
妨害に対しても干渉除去効果を発揮する。
【００３７】以上の図１３および図１４の適応アレイは
希望波到来方向を追尾したり干渉除去を行う場合有効で
ある。しかし構内無線や移動無線では複数の干渉妨害波
の影響を考慮する必要がある。この場合、複数の干渉波
到来方向にナルを作り、希望波を受信パターンを向ける
ような複雑なパターン形成が必要となる。その為にはア
ンテナ素子数を増加せざるを得ない。これは装置の小型
化が必要条件となる移動通信に対して相反する問題とな
る。さらに適応アレイの致命的欠点は希望波と干渉波の
到来方向が一致した場合である。この場合、ナルを希望
波に向けると希望波を受信できないことになり、ナルを
向けなければ干渉が問題となる。希望波と干渉波が到来
方向で一致した場合、従来の適応アレイ正規方程式の解
は、アンテナ・パターンを希望波に向けて干渉波も同時
に受信する解となり、そのタップ係数振幅は極めて小さ
な値となり、もはや正常レベルで希望波は受信できず、
また干渉も除去できない。この他、上述したように干渉
波が時間変動している時、希望波に不要な変調を与える
問題も無視できない。
希望波到来方向を追尾したり干渉除去を行う場合有効で
ある。しかし構内無線や移動無線では複数の干渉妨害波
の影響を考慮する必要がある。この場合、複数の干渉波
到来方向にナルを作り、希望波を受信パターンを向ける
ような複雑なパターン形成が必要となる。その為にはア
ンテナ素子数を増加せざるを得ない。これは装置の小型
化が必要条件となる移動通信に対して相反する問題とな
る。さらに適応アレイの致命的欠点は希望波と干渉波の
到来方向が一致した場合である。この場合、ナルを希望
波に向けると希望波を受信できないことになり、ナルを
向けなければ干渉が問題となる。希望波と干渉波が到来
方向で一致した場合、従来の適応アレイ正規方程式の解
は、アンテナ・パターンを希望波に向けて干渉波も同時
に受信する解となり、そのタップ係数振幅は極めて小さ
な値となり、もはや正常レベルで希望波は受信できず、
また干渉も除去できない。この他、上述したように干渉
波が時間変動している時、希望波に不要な変調を与える
問題も無視できない。
【００３８】次に適応フィルタを用いた適応等化器の従
来技術の一例を述べる。ここでは判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）に関して述べる。
来技術の一例を述べる。ここでは判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）に関して述べる。
【００３９】図１５において、１５０１はＮ−１個の遅
延時間τの遅延素子、１５０２はＮ個の複素乗算器、１
５０３は合成器、１５０４は合成器、１５０５は判定
器、１５０６は減算器、１５０７は遅延時間が変調シン
ボル長ＴのＭ個の遅延素子、１５０８はＭ個の複素乗算
器、１５０９は合成器、１５１０はタップ係数修正回路
である。
延時間τの遅延素子、１５０２はＮ個の複素乗算器、１
５０３は合成器、１５０４は合成器、１５０５は判定
器、１５０６は減算器、１５０７は遅延時間が変調シン
ボル長ＴのＭ個の遅延素子、１５０８はＭ個の複素乗算
器、１５０９は合成器、１５１０はタップ係数修正回路
である。
【００４０】判定帰還形等化器（ＤＦＥ）はオースティ
ンにより提案された適応等化器であり、前方フィルタと
後方フィルタから構成される。前方フィルタとは図１５
において、構成要素１５０１，１５０２および１５０３
からなり、後方フィルタとは構成要素１５０７，１５０
８と１５０９からなるタップ付き遅延線フィルタであ
る。特に、後方フィルタの入力には受信信号ではなく判
定器１５０５出力の判定データ信号が用いられ、後方フ
ィルタ出力は合成器１５０４を介して判定器入力に帰還
されている。従って判定帰還等化器と呼ばれ、また非線
形の判定器を用いている為、非線形等化器とも呼ばれて
いる。
ンにより提案された適応等化器であり、前方フィルタと
後方フィルタから構成される。前方フィルタとは図１５
において、構成要素１５０１，１５０２および１５０３
からなり、後方フィルタとは構成要素１５０７，１５０
８と１５０９からなるタップ付き遅延線フィルタであ
る。特に、後方フィルタの入力には受信信号ではなく判
定器１５０５出力の判定データ信号が用いられ、後方フ
ィルタ出力は合成器１５０４を介して判定器入力に帰還
されている。従って判定帰還等化器と呼ばれ、また非線
形の判定器を用いている為、非線形等化器とも呼ばれて
いる。
【００４１】判定帰還形等化器の基準タップは通常、前
方フィルタの最終タップに設定される。この時、前方フ
ィルタはインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）
による符号間干渉を除去し、後方フィルタはインパルス
応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉
を除去する。前方フィルタでは、各タップ信号の線形合
成により、合成器１５０３において符号間干渉の逆相キ
ャンセルが行われる。しかし前方フィルタ各タップには
受信機雑音が含まれており、該線形合成時に雑音が増幅
される。従って前方フィルタはこの雑音増幅の為、余り
高い等化能力は示さない。一方、後方フィルタでは雑音
も符号間干渉も含まない非線形の判定データ信号を用い
て符号間干渉を直接除去するので極めて高い等化能力を
示す。
方フィルタの最終タップに設定される。この時、前方フ
ィルタはインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）
による符号間干渉を除去し、後方フィルタはインパルス
応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉
を除去する。前方フィルタでは、各タップ信号の線形合
成により、合成器１５０３において符号間干渉の逆相キ
ャンセルが行われる。しかし前方フィルタ各タップには
受信機雑音が含まれており、該線形合成時に雑音が増幅
される。従って前方フィルタはこの雑音増幅の為、余り
高い等化能力は示さない。一方、後方フィルタでは雑音
も符号間干渉も含まない非線形の判定データ信号を用い
て符号間干渉を直接除去するので極めて高い等化能力を
示す。
【００４２】図１５において前方フィルタの各タップの
受信信号ベクトル、前方フィルタ・タップ係数ベクトル
および後方フィルタ・タップ係数をそれぞれ数１０，数
１１，及び数１２で定義する。
受信信号ベクトル、前方フィルタ・タップ係数ベクトル
および後方フィルタ・タップ係数をそれぞれ数１０，数
１１，及び数１２で定義する。
【００４３】
【数１０】
【００４４】
【数１１】
【００４５】
【数１２】
【００４６】適応フィルタを用いた適応等化器では一般
に等化器では判定データを基準信号として、これと判定
器入力との誤差の自乗平均値（ＭＳＥ）を最小とするよ
うに適応制御される。従って図１５の判定帰還形等化器
に関しても減算器１５０６出力の誤差信号εに関して、
直交原理を用いて正規方程式を導出できる。ただしこの
時、判定データａn （推定値）が正しく判定されシンボ
ル誤りが無かったと仮定し、後方フィルタ入力をａn で
近似する。判定帰還等化器の正規方程式は数１３で示さ
れる。
に等化器では判定データを基準信号として、これと判定
器入力との誤差の自乗平均値（ＭＳＥ）を最小とするよ
うに適応制御される。従って図１５の判定帰還形等化器
に関しても減算器１５０６出力の誤差信号εに関して、
直交原理を用いて正規方程式を導出できる。ただしこの
時、判定データａn （推定値）が正しく判定されシンボ
ル誤りが無かったと仮定し、後方フィルタ入力をａn で
近似する。判定帰還等化器の正規方程式は数１３で示さ
れる。
【００４７】
【数１３】
【００４８】ここで、Ψ，Ｈ，Ｓは数１４，数１５，及
び数１６で示される。
び数１６で示される。
【００４９】
【数１４】
【００５０】
【数１５】
【００５１】
【数１６】
【００５２】である。また上記相関行列Ψの各要素は数
１７で示される。
１７で示される。
【００５３】
【数１７】
【００５４】上述した適応アレイの場合と同様にタップ
係数ｃi およびｄi は数１８及び数１９のＬＭＳアルゴ
リズムで逐次修正される。
係数ｃi およびｄi は数１８及び数１９のＬＭＳアルゴ
リズムで逐次修正される。
【００５５】
【数１８】
【００５６】
【数１９】
【００５７】一般に判定帰還形等化器はマルチパスフェ
ージングなどによる符号間干渉の適応等化に用いられ
る。通常判定帰還形等化器の基準タップは前方フィルタ
最終タップに設定されていることは既に述べた。ところ
がこの基準タップを入力側にシフトした場合、判定帰還
形等化器はＣＷ干渉波を除去できる機能を発揮する。こ
のＣＷ干渉波除去効果に関しては、リーとミルスタイン
がアイ・イー・イー・イー・トランズアクション オン
コミュニケーションボル コム３１ ナンバー４、１
９８３年４月にリジェクション オブ ＣＷ インター
フェアランス イン ＱＰＳＫ システムズ ユージン
グ ディシジョンフィードバック フィルターズに論文
発表している。
ージングなどによる符号間干渉の適応等化に用いられ
る。通常判定帰還形等化器の基準タップは前方フィルタ
最終タップに設定されていることは既に述べた。ところ
がこの基準タップを入力側にシフトした場合、判定帰還
形等化器はＣＷ干渉波を除去できる機能を発揮する。こ
のＣＷ干渉波除去効果に関しては、リーとミルスタイン
がアイ・イー・イー・イー・トランズアクション オン
コミュニケーションボル コム３１ ナンバー４、１
９８３年４月にリジェクション オブ ＣＷ インター
フェアランス イン ＱＰＳＫ システムズ ユージン
グ ディシジョンフィードバック フィルターズに論文
発表している。
【００５８】この論文によると、単に線形フィルタをノ
ッチフィルタとして用いただけの狭帯域干渉除去では、
干渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形ノッチフィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化する
ＭＭＳＥ法を用いる限り良好な干渉除去が行えない。一
方判定帰還形等化器を用いると、前方フィルタが希望信
号スペクトラムに落ち込み（ノッチ）を深く作っても、
後方フィルタがノッチで削れた希望信号成分を補償する
ので、希望波に影響を与えることなく狭帯域干渉波を十
分除去できると述べられている。
ッチフィルタとして用いただけの狭帯域干渉除去では、
干渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形ノッチフィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化する
ＭＭＳＥ法を用いる限り良好な干渉除去が行えない。一
方判定帰還形等化器を用いると、前方フィルタが希望信
号スペクトラムに落ち込み（ノッチ）を深く作っても、
後方フィルタがノッチで削れた希望信号成分を補償する
ので、希望波に影響を与えることなく狭帯域干渉波を十
分除去できると述べられている。
【００５９】上記論文を図１５の判定帰還形等化器に対
応させると、前方フィルタ・タップ数をＮ＋１、後方フ
ィルタ・タップ数をＮとする。基準タップを前方フィル
タの第１タップ目のｃ1 と設定し、ｃ1 ＝１とする。す
なわち、この基準タップのみ乗算器を介さないで加算器
１５０３に入力させる。この時、ＣＷ干渉波の周波数を
Ω、干渉波電力をＪ、希望波シンボル周期をＴ、希望波
信号電力をＳ、受信雑音電力をσ2 とすれば、前方フィ
ルタのタップ係数ｃi および後方フィルタのタップ係数
ｄi は数２０及び数２１で示される。
応させると、前方フィルタ・タップ数をＮ＋１、後方フ
ィルタ・タップ数をＮとする。基準タップを前方フィル
タの第１タップ目のｃ1 と設定し、ｃ1 ＝１とする。す
なわち、この基準タップのみ乗算器を介さないで加算器
１５０３に入力させる。この時、ＣＷ干渉波の周波数を
Ω、干渉波電力をＪ、希望波シンボル周期をＴ、希望波
信号電力をＳ、受信雑音電力をσ2 とすれば、前方フィ
ルタのタップ係数ｃi および後方フィルタのタップ係数
ｄi は数２０及び数２１で示される。
【００６０】
【数２０】
【００６１】
【数２１】
【００６２】数２０は前方フィルタ・各タップに分布す
るＣＷ干渉波どうしが加算器１５０３において逆相キャ
ンセルされる為の前方フィルタ・タップ係数を与える。
該タップ係数と希望波Ｓは前方フィルタにおいて畳み込
まれ、判定帰還形等化器自身による符号間干渉が生じ
る。これらはいずれも判定器１５０５の判定出力よりも
過去のデータに依存するものなので、数２１の後方フィ
ルタ・タップ係数により判定帰還等化可能であることを
示している。
るＣＷ干渉波どうしが加算器１５０３において逆相キャ
ンセルされる為の前方フィルタ・タップ係数を与える。
該タップ係数と希望波Ｓは前方フィルタにおいて畳み込
まれ、判定帰還形等化器自身による符号間干渉が生じ
る。これらはいずれも判定器１５０５の判定出力よりも
過去のデータに依存するものなので、数２１の後方フィ
ルタ・タップ係数により判定帰還等化可能であることを
示している。
【００６３】上記リーとミルシュタインの論文では、基
準タップに複素乗算器を用いていないが、基準タップに
も乗算器を用意した場合、マルチパス歪と複数のＣＷ干
渉波を同時に除去できる。これに関しては“マルチパス
伝搬路における判定帰還形等化器等化器によるＣＷ干渉
波除去特性”辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春
季全国大会Ｂ−４１８にて論じられている。ここではマ
ルチパスによるフェード（ノッチ）をＰＳＫ希望波に与
え、かつ強度の複数のＣＷ干渉波を加えて判定帰還形等
化器に入力している。シミュレーション結果では判定帰
還形等化器は符号間干渉と複数ＣＷ干渉の両方を除去す
る能力を有しており、Ｄ／Ｕ（希望波対ＣＷ干渉波電力
比）が−５ｄＢくらいまでが等化能力限界となることが
報告されている。
準タップに複素乗算器を用いていないが、基準タップに
も乗算器を用意した場合、マルチパス歪と複数のＣＷ干
渉波を同時に除去できる。これに関しては“マルチパス
伝搬路における判定帰還形等化器等化器によるＣＷ干渉
波除去特性”辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春
季全国大会Ｂ−４１８にて論じられている。ここではマ
ルチパスによるフェード（ノッチ）をＰＳＫ希望波に与
え、かつ強度の複数のＣＷ干渉波を加えて判定帰還形等
化器に入力している。シミュレーション結果では判定帰
還形等化器は符号間干渉と複数ＣＷ干渉の両方を除去す
る能力を有しており、Ｄ／Ｕ（希望波対ＣＷ干渉波電力
比）が−５ｄＢくらいまでが等化能力限界となることが
報告されている。
【００６４】以上述べたように判定帰還形等化器は適応
等化と干渉除去能力を有している。しかしながら、図１
５に示すように単一受信のみではフェージングによる瞬
断には対処できない。この場合ダイバーシティ受信との
併用で判定帰還形等化器が用いられている。自動車電話
などでは無指向性アンテナ２個によるダイバーシティが
行われている。しかしアンテナ・ゲインの有効率を向上
させたり、干渉妨害の影響を低下させるにはアンテナ・
パンターン制御技術が必要となる。最近では適応アレイ
を用いたダイバーシティ受信機なども研究されている。
移動体衛星通信においても、狭帯域コチャンネル干渉を
除去しながらアンテナ追尾する技術が将来的に必要であ
る。これらの需要に対応する従来技術は図１６に示す適
応アレイ・アンテナと判定帰還形等化器との組み合わせ
である。
等化と干渉除去能力を有している。しかしながら、図１
５に示すように単一受信のみではフェージングによる瞬
断には対処できない。この場合ダイバーシティ受信との
併用で判定帰還形等化器が用いられている。自動車電話
などでは無指向性アンテナ２個によるダイバーシティが
行われている。しかしアンテナ・ゲインの有効率を向上
させたり、干渉妨害の影響を低下させるにはアンテナ・
パンターン制御技術が必要となる。最近では適応アレイ
を用いたダイバーシティ受信機なども研究されている。
移動体衛星通信においても、狭帯域コチャンネル干渉を
除去しながらアンテナ追尾する技術が将来的に必要であ
る。これらの需要に対応する従来技術は図１６に示す適
応アレイ・アンテナと判定帰還形等化器との組み合わせ
である。
【００６５】図１６において、１６０１は適応アレイ・
アンテナ、１６０１ａはＮ素子のアンテナ・アレイ、１
６０１ｂは適応アレイ・フィルタ、１６０１ｃは減算
器、１６０１ｄは基準信号発生器、１６０２は判定帰還
形等化器、１６０２ａは前方フィルタ、１６０２ｂは後
方フィルタ、１６０２ｃは判定器、１６０２ｄは合成
器、１６０２ｅは減算器である。
アンテナ、１６０１ａはＮ素子のアンテナ・アレイ、１
６０１ｂは適応アレイ・フィルタ、１６０１ｃは減算
器、１６０１ｄは基準信号発生器、１６０２は判定帰還
形等化器、１６０２ａは前方フィルタ、１６０２ｂは後
方フィルタ、１６０２ｃは判定器、１６０２ｄは合成
器、１６０２ｅは減算器である。
【００６６】ここで１６０１は既に説明した図１３また
は図１４による適応アレイ・アンテナであり、減算器１
６０１ｃによる誤差信号を用いて適応制御される。これ
により希望波到来方向にアンテナパターンを向け、希望
波受信電力が最大すなわちＳＮ比を最大化する。そして
マルチパス伝搬による符号間干渉は判定帰還形等化器１
６０２により除去する。
は図１４による適応アレイ・アンテナであり、減算器１
６０１ｃによる誤差信号を用いて適応制御される。これ
により希望波到来方向にアンテナパターンを向け、希望
波受信電力が最大すなわちＳＮ比を最大化する。そして
マルチパス伝搬による符号間干渉は判定帰還形等化器１
６０２により除去する。
【００６７】ところで図１６の受信機には問題点があ
る。適応アレイ・アンテナ１６０１と判定帰還形等化器
１６０２は、それぞれ独立なＬＭＳ制御が行われてい
る。すなわち減算器１６０１ｃの誤差信号は１６０１ｂ
の適応アレイ・フィルタ１６０１ｂの制御に、減算器１
６０２ｅの誤差信号は前方フィルタ１６０２ａと後方フ
ィルタ１６０２ｂの制御に用いられている。従って、適
応アレイ・アンテナは判定帰還形等化器とは無関係に受
信信号の相関マトリックスに依存したウィーナー解を求
めて動作を始める。この場合、図１６の問題点は図１３
および図１４の適応アンテナ・アレイ自身の問題点と一
致する。上述したように適応アレイにおいては、強度の
干渉波が存在する場合、適応アレイ・パターンの干渉波
到来方向にナルが作成されるが、これにより希望波到来
方向のアンテナ・パターンは必ずしも最大とはならな
い。従って適応アレイによる希望波の追尾が厳密に行わ
れず。ＳＮ比は改善されない。特に希望波の到来方向が
一致した場合には、適応アレイ・フィルタの係数は縮小
し、もはや希望波を受信出来ない。
る。適応アレイ・アンテナ１６０１と判定帰還形等化器
１６０２は、それぞれ独立なＬＭＳ制御が行われてい
る。すなわち減算器１６０１ｃの誤差信号は１６０１ｂ
の適応アレイ・フィルタ１６０１ｂの制御に、減算器１
６０２ｅの誤差信号は前方フィルタ１６０２ａと後方フ
ィルタ１６０２ｂの制御に用いられている。従って、適
応アレイ・アンテナは判定帰還形等化器とは無関係に受
信信号の相関マトリックスに依存したウィーナー解を求
めて動作を始める。この場合、図１６の問題点は図１３
および図１４の適応アンテナ・アレイ自身の問題点と一
致する。上述したように適応アレイにおいては、強度の
干渉波が存在する場合、適応アレイ・パターンの干渉波
到来方向にナルが作成されるが、これにより希望波到来
方向のアンテナ・パターンは必ずしも最大とはならな
い。従って適応アレイによる希望波の追尾が厳密に行わ
れず。ＳＮ比は改善されない。特に希望波の到来方向が
一致した場合には、適応アレイ・フィルタの係数は縮小
し、もはや希望波を受信出来ない。
【００６８】図１６において、適応アレイと判定帰還形
等化器を従属接続している本来の目的は適応アレイに希
望波を追尾させ、同時に受信される符号間干渉を判定帰
還形等化器に除去させることである。上述したように主
波と相関の小さなマルチパス波に対しては、適応アレイ
がナリングによる除去動作を行い、判定帰還形等化器に
よる効率的な適応等化が行われないという問題が生じ
る。効率的な適応等化とは判定帰還による強力な除去効
果と下記に述べる整合フィルタリング効果である。
等化器を従属接続している本来の目的は適応アレイに希
望波を追尾させ、同時に受信される符号間干渉を判定帰
還形等化器に除去させることである。上述したように主
波と相関の小さなマルチパス波に対しては、適応アレイ
がナリングによる除去動作を行い、判定帰還形等化器に
よる効率的な適応等化が行われないという問題が生じ
る。効率的な適応等化とは判定帰還による強力な除去効
果と下記に述べる整合フィルタリング効果である。
【００６９】判定帰還形等化器前方フィルタの遅延素子
を分数間隔（例えばＴ／２：Ｔは送信シンボル周期）に
設定した場合、前方フィルタがＰｒｅｃｕｒｓｏｒ歪を
除去すると同時に整合フィルタとして動作し、ＳＮ比を
最大化することが知られている。これはマルチパス伝搬
により遅延分散した希望波を干渉波として除去するだけ
でなく、希望信号波として基準時刻に時間領域の最大比
合成を行うことを意味する。その効果はインプリシット
・ダイバーシティ・ゲインとして得られる。ところが図
１６のようにマルチパス波を全て適応アレイで除去して
しまうと、分数間隔判定帰還形等化器による整合フィル
タリング効果（インプリシット・ダイバーシティ・ゲイ
ン）は全く得られない。すなわち図１６において判定帰
還形等化器を導入した効果が得られないのである。
を分数間隔（例えばＴ／２：Ｔは送信シンボル周期）に
設定した場合、前方フィルタがＰｒｅｃｕｒｓｏｒ歪を
除去すると同時に整合フィルタとして動作し、ＳＮ比を
最大化することが知られている。これはマルチパス伝搬
により遅延分散した希望波を干渉波として除去するだけ
でなく、希望信号波として基準時刻に時間領域の最大比
合成を行うことを意味する。その効果はインプリシット
・ダイバーシティ・ゲインとして得られる。ところが図
１６のようにマルチパス波を全て適応アレイで除去して
しまうと、分数間隔判定帰還形等化器による整合フィル
タリング効果（インプリシット・ダイバーシティ・ゲイ
ン）は全く得られない。すなわち図１６において判定帰
還形等化器を導入した効果が得られないのである。
【００７０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術で
は、適応アレイ・アンテナをマルチパスフェージング回
線に用いた場合、遅延分散の大きな複数マルチパス波に
対してはアンテナ素子数を増加させる必要がある。これ
は装置の小型化が必要な移動通信に対して問題となる。
また適応アレイは、干渉妨害波をアンテナ・パターンの
ナル制御により除去する為、希望波と干渉波との到来方
向が一致した場合全く除去効果が得られないという問題
が生じる。
は、適応アレイ・アンテナをマルチパスフェージング回
線に用いた場合、遅延分散の大きな複数マルチパス波に
対してはアンテナ素子数を増加させる必要がある。これ
は装置の小型化が必要な移動通信に対して問題となる。
また適応アレイは、干渉妨害波をアンテナ・パターンの
ナル制御により除去する為、希望波と干渉波との到来方
向が一致した場合全く除去効果が得られないという問題
が生じる。
【００７１】また移動体通信を考慮した場合、適応アレ
イ・アンテナのパターン制御により希望波受信レベルを
最大に保持しながら判定帰還形等化器により符号間干渉
の除去を行う必要がある。しかしながら従来技術の適応
アレイと判定帰還形等化器を単に従属接続しそれぞれ独
立な適応制御を行っただけでは、必ずしも最適受信を構
成できるわけではない。マルチパス波が主波に比べ低い
レベルの時には適応アレイが希望波を捕捉し判定帰還形
等化器が干渉波を除去する。しかしマルチパス波が大と
なると適応アレイのパターン・ナリングによる除去が行
われ、希望波に対する最大受信パターンが崩れ、また判
定帰還形等化器の強力な除去効果が得られない。さらに
干渉妨害波の数がアンテナ素子数で決まる自由度を越え
た場合、適応アレイによるアンテナ・パターン・ゲイン
は縮小し、希望波すら受信できない状態となる。
イ・アンテナのパターン制御により希望波受信レベルを
最大に保持しながら判定帰還形等化器により符号間干渉
の除去を行う必要がある。しかしながら従来技術の適応
アレイと判定帰還形等化器を単に従属接続しそれぞれ独
立な適応制御を行っただけでは、必ずしも最適受信を構
成できるわけではない。マルチパス波が主波に比べ低い
レベルの時には適応アレイが希望波を捕捉し判定帰還形
等化器が干渉波を除去する。しかしマルチパス波が大と
なると適応アレイのパターン・ナリングによる除去が行
われ、希望波に対する最大受信パターンが崩れ、また判
定帰還形等化器の強力な除去効果が得られない。さらに
干渉妨害波の数がアンテナ素子数で決まる自由度を越え
た場合、適応アレイによるアンテナ・パターン・ゲイン
は縮小し、希望波すら受信できない状態となる。
【００７２】本発明はこれら適応アレイ・アンテナの本
質的問題を解決する目的で、常に希望波に対する最大受
信パターンを保持しながらマルチパスフェージングによ
る波形歪と干渉妨害波の除去を行い、デジタル無線一般
において最適受信系を構成出来る判定帰還形等化器を提
供することにある。
質的問題を解決する目的で、常に希望波に対する最大受
信パターンを保持しながらマルチパスフェージングによ
る波形歪と干渉妨害波の除去を行い、デジタル無線一般
において最適受信系を構成出来る判定帰還形等化器を提
供することにある。
【００７３】
【課題を解決するための手段】本発明による判定帰還形
等化器では、複数のアンテナ・アレイにより受信した受
信波を適応アレイ・フィルタにより合成する手段と、該
手段の出力を判定器に通し変調シンボルの判定を行う手
段と、該手段による判定データをトランスバーサルフィ
ルタで構成された後方フィルタに通す手段と、該手段の
出力を前記適応アレイ・フィルタ出力に合成する手段
と、前記判定器入出力間の誤差信号を得る手段と、該誤
差信号の自乗平均値を最小となるように前記適応アレイ
・フィルタと前記後方フィルタのタップ係数を制御する
手段とを備えることを特徴とする。
等化器では、複数のアンテナ・アレイにより受信した受
信波を適応アレイ・フィルタにより合成する手段と、該
手段の出力を判定器に通し変調シンボルの判定を行う手
段と、該手段による判定データをトランスバーサルフィ
ルタで構成された後方フィルタに通す手段と、該手段の
出力を前記適応アレイ・フィルタ出力に合成する手段
と、前記判定器入出力間の誤差信号を得る手段と、該誤
差信号の自乗平均値を最小となるように前記適応アレイ
・フィルタと前記後方フィルタのタップ係数を制御する
手段とを備えることを特徴とする。
【００７４】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の構成ブロック図である。図２は本発
明の第１の実施例を示す構成図である。図３は適応アレ
イの動作説明図である。図４は第１の実施例の効果を説
明する為のシミュレーション結果である。図５は本発明
の第２の実施例を示す構成図である。図６は１波ＣＷ干
渉に対する第２の実施例の説明図である。図７は１波Ｃ
Ｗ干渉に対する第２の実施例によるシミュレーション結
果である。図８は図７において干渉周波数を変化させた
時のシミュレーション結果である。図９は２波ＣＷ干渉
に対する第２の実施例の説明図である。図１０は２波Ｃ
Ｗ干渉に対する第２の実施例によるシミュレーション結
果である。図１１は図１０において干渉波到来方向を変
化させた時のシミュレーション結果である。図１２は第
２の実施例の第２の構成方法を示す構成図である。
る。図１は本発明の構成ブロック図である。図２は本発
明の第１の実施例を示す構成図である。図３は適応アレ
イの動作説明図である。図４は第１の実施例の効果を説
明する為のシミュレーション結果である。図５は本発明
の第２の実施例を示す構成図である。図６は１波ＣＷ干
渉に対する第２の実施例の説明図である。図７は１波Ｃ
Ｗ干渉に対する第２の実施例によるシミュレーション結
果である。図８は図７において干渉周波数を変化させた
時のシミュレーション結果である。図９は２波ＣＷ干渉
に対する第２の実施例の説明図である。図１０は２波Ｃ
Ｗ干渉に対する第２の実施例によるシミュレーション結
果である。図１１は図１０において干渉波到来方向を変
化させた時のシミュレーション結果である。図１２は第
２の実施例の第２の構成方法を示す構成図である。
【００７５】図１において、１０１は無線周波数の半波
長（λ／２）間隔に配置されたＮ素子アンテナ、１０２
は適応アレイ・フィルタ、１０３は後方フィルタ、１０
４は判定器、１０５は合成器、１０６は減算器である。
長（λ／２）間隔に配置されたＮ素子アンテナ、１０２
は適応アレイ・フィルタ、１０３は後方フィルタ、１０
４は判定器、１０５は合成器、１０６は減算器である。
【００７６】図１より明らかなように本発明の最大の特
徴は、従来の判定帰還形等化器において前方フィルタを
適応アレイ・アンテナに置き換え、後方フィルタと共に
適応アレイ・フィルタを共通の判定器誤差信号εにより
自乗平均最小化（ＭＭＳＥ）制御を行うことである。
徴は、従来の判定帰還形等化器において前方フィルタを
適応アレイ・アンテナに置き換え、後方フィルタと共に
適応アレイ・フィルタを共通の判定器誤差信号εにより
自乗平均最小化（ＭＭＳＥ）制御を行うことである。
【００７７】既に述べた従来技術の図１６では、適応ア
レイ・アンテナと判定帰還形等化器を単に従属接続し、
それぞれ独立なＭＭＳＥ制御を行っていた。これを改善
する方法としては、図１６の適応アレイ・アンテナと判
定帰還形等化器のＭＭＳＥ制御に判定器誤差信号εを共
通に用いることが考えられる。しかし単に共通ＭＭＳＥ
制御を導入しただけでは、問題は解決されない。それは
適応アレイ・フィルタと前方フィルタを従属接続した系
に対して共通ＭＭＳＥ制御を行った場合、適応アレイ・
タップ係数と前方フィルタ・タップ係数の積が正規方程
式に混入し、線形一次とはならない為である。この場
合、適応アレイと判定帰還形等化器のタップ係数・空間
に描かれたＭＳＥ評価関数は複雑な構造を示し、ＭＳＥ
最小点以外の極小点にトラップされるという適応収束性
の問題を残す。図１６の判定帰還形等化器が正常に動作
する為の条件は、入力の変化速度が判定帰還形等化器自
身の適応追随速度よりも十分低速である必要がある。と
ころが適応アレイ・フィルタを判定器誤差信号εでＭＭ
ＳＥ制御させた場合、前方フィルタ入力の変化速度は判
定帰還形等化器の適応速度と同一になってしまう。これ
では判定帰還形等化器が収束しようとしても、その入力
がまた変化して適応アレイと判定帰還形等化器の系全体
がなかなか収束しない。すなわち適応アレイと判定帰還
形等化器とが整合するという問題が新たに生じる。
レイ・アンテナと判定帰還形等化器を単に従属接続し、
それぞれ独立なＭＭＳＥ制御を行っていた。これを改善
する方法としては、図１６の適応アレイ・アンテナと判
定帰還形等化器のＭＭＳＥ制御に判定器誤差信号εを共
通に用いることが考えられる。しかし単に共通ＭＭＳＥ
制御を導入しただけでは、問題は解決されない。それは
適応アレイ・フィルタと前方フィルタを従属接続した系
に対して共通ＭＭＳＥ制御を行った場合、適応アレイ・
タップ係数と前方フィルタ・タップ係数の積が正規方程
式に混入し、線形一次とはならない為である。この場
合、適応アレイと判定帰還形等化器のタップ係数・空間
に描かれたＭＳＥ評価関数は複雑な構造を示し、ＭＳＥ
最小点以外の極小点にトラップされるという適応収束性
の問題を残す。図１６の判定帰還形等化器が正常に動作
する為の条件は、入力の変化速度が判定帰還形等化器自
身の適応追随速度よりも十分低速である必要がある。と
ころが適応アレイ・フィルタを判定器誤差信号εでＭＭ
ＳＥ制御させた場合、前方フィルタ入力の変化速度は判
定帰還形等化器の適応速度と同一になってしまう。これ
では判定帰還形等化器が収束しようとしても、その入力
がまた変化して適応アレイと判定帰還形等化器の系全体
がなかなか収束しない。すなわち適応アレイと判定帰還
形等化器とが整合するという問題が新たに生じる。
【００７８】通常、２つの適応フィルタを従属接続して
共通ＭＭＳＥ制御を行わせる場合には、２つの制御系に
適応制御速度差を持たせる手法がよく用いられている。
これはエコー・キャンセラと適応等化器の場合などにそ
の例を見ることが出来る。電話回線のエコーは伝搬で生
じるマルチパス変動に比べ極めて低速である為、このよ
うな制御系の速度差が可能であるが、これを適応アレイ
と判定帰還形等化器には適用出来ない。その理由は、適
応アレイと判定帰還形等化器が対象とするものはマルチ
パス歪または干渉妨害と共通であり、適応アレイと判定
帰還形等化器は同じ適応速度で動作する必要がある為で
ある。
共通ＭＭＳＥ制御を行わせる場合には、２つの制御系に
適応制御速度差を持たせる手法がよく用いられている。
これはエコー・キャンセラと適応等化器の場合などにそ
の例を見ることが出来る。電話回線のエコーは伝搬で生
じるマルチパス変動に比べ極めて低速である為、このよ
うな制御系の速度差が可能であるが、これを適応アレイ
と判定帰還形等化器には適用出来ない。その理由は、適
応アレイと判定帰還形等化器が対象とするものはマルチ
パス歪または干渉妨害と共通であり、適応アレイと判定
帰還形等化器は同じ適応速度で動作する必要がある為で
ある。
【００７９】以上の問題を踏まえて、本発明では図１６
の判定帰還形等化器から前方フィルタを取外し、適応ア
レイ・アンテナを前方フィルタとして判定器誤差信号ε
により後方フィルタと共に同一の追随速度でＭＭＳＥ制
御を行わせることを提案する。すなわち単なる２種の従
来技術の組み合わせではなく、図１に示すように適応ア
レイ・アンテナを構成要素として取り込んだ新しい判定
帰還形等化器の発明である。これにより従来の適応アレ
イと判定帰還形等化器では得られなかった種々の相乗効
果を生み出すことが可能であり、以下にそのいくつかを
説明する。
の判定帰還形等化器から前方フィルタを取外し、適応ア
レイ・アンテナを前方フィルタとして判定器誤差信号ε
により後方フィルタと共に同一の追随速度でＭＭＳＥ制
御を行わせることを提案する。すなわち単なる２種の従
来技術の組み合わせではなく、図１に示すように適応ア
レイ・アンテナを構成要素として取り込んだ新しい判定
帰還形等化器の発明である。これにより従来の適応アレ
イと判定帰還形等化器では得られなかった種々の相乗効
果を生み出すことが可能であり、以下にそのいくつかを
説明する。
【００８０】第１の実施例を示す図２において、２０１
はＮ素子アンテナ、２０２はＮ個の複素乗算器、２０３
は合成器、２０４は減算器、２０５は判定器、２０６は
遅延時間がＴ（変調シンボル周期）のＭ個の遅延素子、
２０７はＭ個の複素乗算器、２０８は合成器、２０９は
タップ係数修正回路である。
はＮ素子アンテナ、２０２はＮ個の複素乗算器、２０３
は合成器、２０４は減算器、２０５は判定器、２０６は
遅延時間がＴ（変調シンボル周期）のＭ個の遅延素子、
２０７はＭ個の複素乗算器、２０８は合成器、２０９は
タップ係数修正回路である。
【００８１】図２において、各アンテナ素子の受信信号
をｘ1 ，ｘ2 ，…ｘN とし、乗算器２０２の複素タップ
係数をそれぞれ、ｃ1 ，ｃ2 ，…ｃN とする。また送信
側において変調シンボルを系列｛…ａ1-，ａ0 ，ａ
+1…｝の順で送信する。判定データ出力がａ0 の時、後
方フィルタ各タップには、これより過去の判定データが
ａ-1，ａ-2…ａ-M（それぞれ推定値を表す）の順で分布
する。また後方フィルタタップ係数をそれぞれｄ1 ，ｄ
2 ，…ｄM とする。
をｘ1 ，ｘ2 ，…ｘN とし、乗算器２０２の複素タップ
係数をそれぞれ、ｃ1 ，ｃ2 ，…ｃN とする。また送信
側において変調シンボルを系列｛…ａ1-，ａ0 ，ａ
+1…｝の順で送信する。判定データ出力がａ0 の時、後
方フィルタ各タップには、これより過去の判定データが
ａ-1，ａ-2…ａ-M（それぞれ推定値を表す）の順で分布
する。また後方フィルタタップ係数をそれぞれｄ1 ，ｄ
2 ，…ｄM とする。
【００８２】またＮ素子アンテナ受信信号ベクトルおよ
び適応アレイと後方フィルタのタップ係数ベクトルをそ
れぞれ数２２，数２３，及び数２４で定義する。
び適応アレイと後方フィルタのタップ係数ベクトルをそ
れぞれ数２２，数２３，及び数２４で定義する。
【００８３】
【数２２】
【００８４】
【数２３】
【００８５】
【数２４】
【００８６】この時合成器２０３出力ｙは数２５で表わ
される。
される。
【００８７】
【数２５】
【００８８】となる。ここでａは判定出力よりも過去に
送信されたシンボルの判定結果であり、シンボル誤り率
が低い場合には、送信シンボルそのもので近似できる。
すなわち数２６で表わすことができる。
送信されたシンボルの判定結果であり、シンボル誤り率
が低い場合には、送信シンボルそのもので近似できる。
すなわち数２６で表わすことができる。
【００８９】
【数２６】
【００９０】判定器誤差信号εは数２５のｙと判定デー
タａ0 （推定値）との差であるが、判定データをａ0 で
近似し、数２７のように示される。
タａ0 （推定値）との差であるが、判定データをａ0 で
近似し、数２７のように示される。
【００９１】
【数２７】
【００９２】この判定器誤差信号εの自乗平均値を最小
とするタップ係数ベクトル解Ｃおよびｄは正規方程式
（ウィーナー・ホップ方程式）より求められる。正規方
程式は直交原理より簡単に求められる。すなわち数２８
及び数２９で示される。
とするタップ係数ベクトル解Ｃおよびｄは正規方程式
（ウィーナー・ホップ方程式）より求められる。正規方
程式は直交原理より簡単に求められる。すなわち数２８
及び数２９で示される。
【００９３】
【数２８】
【００９４】
【数２９】
【００９５】これによって、線形一次のタップ係数を未
知数とする正規方程式が得られる。数２８及び数２９に
おいて、Ｅは期待値操作すなわち時間平均を取ることを
意味する。
知数とする正規方程式が得られる。数２８及び数２９に
おいて、Ｅは期待値操作すなわち時間平均を取ることを
意味する。
【００９６】ここでは先ずマルチパス歪に対する本発明
の第１の実施例（図２）の効果を評価する為、遅延分散
特性を有する伝搬モデルを扱う。伝送系のインパルス応
答のシンボル間隔離散値をｈi とし、ｉ＝０を現在の基
準タイミングに設定する。ｉが負の値となる離散値ｈi
はインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）を、ｉ
が正の値となる離散値はインパルス応答の後縁（Ｐｏｓ
ｔｃｕｒｓｏｒ）を示すものとする。この場合受信信号
は送信シンボル系列｛ａi ｝と離散値ｈi との畳込みと
なる。この時、主波成分はｈ0 ａ0 となり、ｉ番目のイ
ンパルス応答離散値によるマルチパス波成分はｈi ａ
0-i となる。
の第１の実施例（図２）の効果を評価する為、遅延分散
特性を有する伝搬モデルを扱う。伝送系のインパルス応
答のシンボル間隔離散値をｈi とし、ｉ＝０を現在の基
準タイミングに設定する。ｉが負の値となる離散値ｈi
はインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）を、ｉ
が正の値となる離散値はインパルス応答の後縁（Ｐｏｓ
ｔｃｕｒｓｏｒ）を示すものとする。この場合受信信号
は送信シンボル系列｛ａi ｝と離散値ｈi との畳込みと
なる。この時、主波成分はｈ0 ａ0 となり、ｉ番目のイ
ンパルス応答離散値によるマルチパス波成分はｈi ａ
0-i となる。
【００９７】図３は、このようなマルチパス回線におい
てＮ素子アレイ・アンテナに受信される信号を示した説
明図である。
てＮ素子アレイ・アンテナに受信される信号を示した説
明図である。
【００９８】図３において、３０１はＮ素子アンテナ、
３０２はＮ個の乗算器、３０３は合成器、３０４は第１
のアンテナ素子へ入射する主波、３０５は第２のアンテ
ナ素子に入射する主波、３０６は第Ｎのアンテナ素子に
入射する主波、３０７は第１のアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３０８は第２のアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３０９は第Ｎのアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３１０は主波３０４を基準とした時の第
１のアンテナにより受信される波面である。
３０２はＮ個の乗算器、３０３は合成器、３０４は第１
のアンテナ素子へ入射する主波、３０５は第２のアンテ
ナ素子に入射する主波、３０６は第Ｎのアンテナ素子に
入射する主波、３０７は第１のアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３０８は第２のアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３０９は第Ｎのアンテナ素子に入射する
マルチパス波、３１０は主波３０４を基準とした時の第
１のアンテナにより受信される波面である。
【００９９】図３において主波をｈ0 ａ0 、マルチパス
波をｈi ａ0-i とする。アンテナ素子３０１は無線周波
数の半波長（λ／２）間隔で設置されている為、第２ア
ンテナ素子で受信される主波３０５は主波３０４よりも
ｅｘｐ（−ｊφ0 ）の位相だけ遅れる。これは主波３０
４が第１のアンテナに受信された時、主波３０５は第２
のアンテナにまだ到達しておらず、波面３１０との交点
に位置する為である。この遅れ位相角φ0 は主波のアン
テナ・アレイへの入射角θ0 に依存し、数３０で与えら
れる。
波をｈi ａ0-i とする。アンテナ素子３０１は無線周波
数の半波長（λ／２）間隔で設置されている為、第２ア
ンテナ素子で受信される主波３０５は主波３０４よりも
ｅｘｐ（−ｊφ0 ）の位相だけ遅れる。これは主波３０
４が第１のアンテナに受信された時、主波３０５は第２
のアンテナにまだ到達しておらず、波面３１０との交点
に位置する為である。この遅れ位相角φ0 は主波のアン
テナ・アレイへの入射角θ0 に依存し、数３０で与えら
れる。
【０１００】
【数３０】
【０１０１】同様に第Ｎのアンテナに受信される主波３
０６は第１のアンテナの受信波よりｅｘｐ｛−ｊ（Ｎ−
１）φ0 ｝だけ位相が遅れる。同様にマルチパス波のア
レイ・アンテナへの入射角をθi とすると、数３１で示
す位相角を単位とした位相推移が受信マルチパス波３０
８，３０９に生じる。
０６は第１のアンテナの受信波よりｅｘｐ｛−ｊ（Ｎ−
１）φ0 ｝だけ位相が遅れる。同様にマルチパス波のア
レイ・アンテナへの入射角をθi とすると、数３１で示
す位相角を単位とした位相推移が受信マルチパス波３０
８，３０９に生じる。
【０１０２】
【数３１】
【０１０３】以上のことより第ｋ番目アンテナ素子の受
信信号ｘk は数３２で表現できる。
信信号ｘk は数３２で表現できる。
【０１０４】
【数３２】
【０１０５】ここでｎk はｋ番目アンテナ受信波の受信
機雑音を示す。
機雑音を示す。
【０１０６】またここではｎ番目インパルス応答離散値
によるマルチパス波の入射角をθnとしており、これに
よる位相推移量は数３３で示される。
によるマルチパス波の入射角をθnとしており、これに
よる位相推移量は数３３で示される。
【０１０７】
【数３３】
【０１０８】以上の数２２式から数２９および数３２，
数３３を用いて正規方程式を導くと数３４で示すように
なる。
数３３を用いて正規方程式を導くと数３４で示すように
なる。
【０１０９】
【数３４】
【０１１０】ここでΨpqはＮ素子アンテナ受信波による
Ｎ行Ｎ列の相関行列で、その要素は数３５となる。
Ｎ行Ｎ列の相関行列で、その要素は数３５となる。
【０１１１】
【数３５】
【０１１２】σ2 は雑音電力であり、δpqはクロネッカ
ー・デルタで数３６で示される。
ー・デルタで数３６で示される。
【０１１３】
【数３６】
【０１１４】Ｈは後方フィルタによるＮ行Ｍ列の相関行
列で、数３７で示される。
列で、数３７で示される。
【０１１５】
【数３７】
【０１１６】Ｓは受信波ベクトルＸと判定データ信号と
の相関値ベクトルであり、数３８で示される。
の相関値ベクトルであり、数３８で示される。
【０１１７】
【数３８】
【０１１８】またＩはＭ行Ｍ列の単位行列、０はＭ次元
の零ベクトルである。数３４より明らかなように、適応
アレイと判定帰還の後方フィルタは全て線形一次の連立
方程式で表現されており、この正規方程式は適応アレイ
が判定帰還形等化器の前方フィルタの役目をしているこ
とを示している。すなわち単に適応フィルタと判定帰還
形等化器とを組み合わせたものではなく、数３４そのも
のが適応アレイと判定帰還形等化器の完全な融合化を意
味している。
の零ベクトルである。数３４より明らかなように、適応
アレイと判定帰還の後方フィルタは全て線形一次の連立
方程式で表現されており、この正規方程式は適応アレイ
が判定帰還形等化器の前方フィルタの役目をしているこ
とを示している。すなわち単に適応フィルタと判定帰還
形等化器とを組み合わせたものではなく、数３４そのも
のが適応アレイと判定帰還形等化器の完全な融合化を意
味している。
【０１１９】図２の適応アレイ・フィルタによるアンテ
ナパターンは単位直流信号ベクトルΓを入射し、入射角
θを回転させることにより求められる。すなわち数３９
及び数４０で示すアンテナパターンに対して数４１が得
られる。
ナパターンは単位直流信号ベクトルΓを入射し、入射角
θを回転させることにより求められる。すなわち数３９
及び数４０で示すアンテナパターンに対して数４１が得
られる。
【０１２０】
【数３９】
【０１２１】
【数４０】
【０１２２】
【数４１】
【０１２３】以上の第１の実施例の効果を評価する為、
主波に対して進み波と遅れ波が存在する３波マルチパス
伝搬モデルを取り扱う。またそれぞれの遅延時間差をシ
ンボル周期のＴとする。すなわちインパルス応答離散値
としてはｈ-1，ｈ0 およびｈ+1のみとなり、主波はｈ0
ａ0 、進み波はｈ-1ａ+1、遅れ波はｈ+1ａ-1となる。こ
こではインパルス応答離散値の振幅を数４２で示すよう
に設定する。
主波に対して進み波と遅れ波が存在する３波マルチパス
伝搬モデルを取り扱う。またそれぞれの遅延時間差をシ
ンボル周期のＴとする。すなわちインパルス応答離散値
としてはｈ-1，ｈ0 およびｈ+1のみとなり、主波はｈ0
ａ0 、進み波はｈ-1ａ+1、遅れ波はｈ+1ａ-1となる。こ
こではインパルス応答離散値の振幅を数４２で示すよう
に設定する。
【０１２４】
【数４２】
【０１２５】これは選択性フェードが無限大となる厳し
いマルチパス状態を意味する。進み波、主波および遅れ
波のアレイ・アンテナへの入射角をそれぞれ数４３で示
すようにする。
いマルチパス状態を意味する。進み波、主波および遅れ
波のアレイ・アンテナへの入射角をそれぞれ数４３で示
すようにする。
【０１２６】
【数４３】
【０１２７】各アンテナ素子におけるＳＮ比（受信信号
対雑音レベル比）を１０ｄＢとする。
対雑音レベル比）を１０ｄＢとする。
【０１２８】図２において、アレイ・アンテナは４素子
とし、後方フィルタを１タップとした場合のシミュレー
ション結果を図４に示す。
とし、後方フィルタを１タップとした場合のシミュレー
ション結果を図４に示す。
【０１２９】図４（ａ）は後方フィルタが無い場合で、
（ｂ）は後方フィルタが有る場合である。（ａ）におい
て、４０１は適応アレイによるアンテナ・パターン、４
０２は主波到来ベクトル、４０３は進み波到来ベクト
ル、４０４は遅れ波到来ベクトルを示す。（ｂ）におい
て４０５は適応アレイによるアンテナ・パターン、４０
７は進み波到来ベクトル、４０８は遅れ波到来ベクトル
である。
（ｂ）は後方フィルタが有る場合である。（ａ）におい
て、４０１は適応アレイによるアンテナ・パターン、４
０２は主波到来ベクトル、４０３は進み波到来ベクト
ル、４０４は遅れ波到来ベクトルを示す。（ｂ）におい
て４０５は適応アレイによるアンテナ・パターン、４０
７は進み波到来ベクトル、４０８は遅れ波到来ベクトル
である。
【０１３０】図４（ａ）では後方フィルタが無い為、図
２の判定帰還形等化器は従来のＮ素子適応アレイに一致
する。図より明かなように主波４０２と遅れ波４０４の
到来方向が一致し、また数４２に示すように主波とマル
チパス波のレベルが等しくなっている。このようなモデ
ルに対しては、アンテナ・パターンのナリングにより遅
れ波４０４を除去できない。この場合、パターン・ナリ
ングで不要波を除去することは希望波の主波４０２の受
信をも拒否することに他ならないからである。従って後
方フィルタを有さない従来の４素子適応アレイのパター
ンは４０１のように全体のゲインを縮小してしまい、主
波４０２すら満足に受信されていないことを示してい
る。
２の判定帰還形等化器は従来のＮ素子適応アレイに一致
する。図より明かなように主波４０２と遅れ波４０４の
到来方向が一致し、また数４２に示すように主波とマル
チパス波のレベルが等しくなっている。このようなモデ
ルに対しては、アンテナ・パターンのナリングにより遅
れ波４０４を除去できない。この場合、パターン・ナリ
ングで不要波を除去することは希望波の主波４０２の受
信をも拒否することに他ならないからである。従って後
方フィルタを有さない従来の４素子適応アレイのパター
ンは４０１のように全体のゲインを縮小してしまい、主
波４０２すら満足に受信されていないことを示してい
る。
【０１３１】一方、後方フィルタ１タップを有している
図４（ｂ）では主波４０６到来方向（θ＝２０°）に最
大パターンを向けている。進み波４０７到来方向に対し
てはパターン４０５にナルが作られていることを確認出
来る。遅れ波４０８はパターン４０５により主波４０６
と共に受信されるが、この成分は前述したようにｈ+1ａ
-1であり、これは後方フィルタの第１タップの判定デー
タａ-1（推定値）を用いて判定帰還除去される。このよ
うに図２の第１の実施例では、アンテナパターンにより
進み波が、後方フィルタにより遅れ波が除去されると理
解できる。従って、アンテナ・パターンはマルチパスの
波の存在に関わらず、常に希望波の主波到来方向に最大
パターンを向け、ＳＮ比を最大化しようと働く。この効
果は従来の適応アレイ・アンテナでは全く得られなかっ
たものである。
図４（ｂ）では主波４０６到来方向（θ＝２０°）に最
大パターンを向けている。進み波４０７到来方向に対し
てはパターン４０５にナルが作られていることを確認出
来る。遅れ波４０８はパターン４０５により主波４０６
と共に受信されるが、この成分は前述したようにｈ+1ａ
-1であり、これは後方フィルタの第１タップの判定デー
タａ-1（推定値）を用いて判定帰還除去される。このよ
うに図２の第１の実施例では、アンテナパターンにより
進み波が、後方フィルタにより遅れ波が除去されると理
解できる。従って、アンテナ・パターンはマルチパスの
波の存在に関わらず、常に希望波の主波到来方向に最大
パターンを向け、ＳＮ比を最大化しようと働く。この効
果は従来の適応アレイ・アンテナでは全く得られなかっ
たものである。
【０１３２】以上は４素子アンテナの場合であったが、
移動通信などへの適用を考慮すると、より小規模の２素
子アレイの場合についても検討しておく必要がある。上
記３波モデルにおいて従来の２素子適応アレイを用いた
場合には、アンテナ・パターンにナルを２個作り、進み
波と遅れ波を除去する必要がある。しかしこれは素子数
２で決まるパターン形成の自由度を越えている為、ナリ
ングによる除去は不可能となる。ところが本発明の第１
の実施例を適用すると、遅れ波は後方フィルタで除去さ
れるので、適応アレイは進み波のみに対してパターン・
ナリングすれば良い。従って２素子アレイでも本発明を
用いると３波マルチパス歪を適応等化できる。このよう
に本発明は素子数の少ない適応アレイの性能を著しく向
上出来、装置の小型化を可能にするという効果がある。
移動通信などへの適用を考慮すると、より小規模の２素
子アレイの場合についても検討しておく必要がある。上
記３波モデルにおいて従来の２素子適応アレイを用いた
場合には、アンテナ・パターンにナルを２個作り、進み
波と遅れ波を除去する必要がある。しかしこれは素子数
２で決まるパターン形成の自由度を越えている為、ナリ
ングによる除去は不可能となる。ところが本発明の第１
の実施例を適用すると、遅れ波は後方フィルタで除去さ
れるので、適応アレイは進み波のみに対してパターン・
ナリングすれば良い。従って２素子アレイでも本発明を
用いると３波マルチパス歪を適応等化できる。このよう
に本発明は素子数の少ない適応アレイの性能を著しく向
上出来、装置の小型化を可能にするという効果がある。
【０１３３】以上の評価ではすべて正規方程式（３４）
式の解に基づき行ったものであるが、従来の適応フィル
タ同様、実際には適応アルゴリズムによりタップ修正を
行う必要がある。従って、図２のタップ係数修正回路２
０９は誤差信号ε、アレイ受信信号および後方フィルタ
・判定データよりタップ係数を更新する。例えばＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合には、数４４及び数４５でタ
ップ修正を行う。
式の解に基づき行ったものであるが、従来の適応フィル
タ同様、実際には適応アルゴリズムによりタップ修正を
行う必要がある。従って、図２のタップ係数修正回路２
０９は誤差信号ε、アレイ受信信号および後方フィルタ
・判定データよりタップ係数を更新する。例えばＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合には、数４４及び数４５でタ
ップ修正を行う。
【０１３４】
【数４４】
【０１３５】
【数４５】
【０１３６】本発明の第２の実施例を図５に示す。５０
１は無線周波数の半波長（λ／２）間隔で設置されたＬ
素子アンテナ、５０２はＬ個のタップ付遅延線（ＴＤ
Ｌ）フィルタ、５０２ａは遅延時間がτのＮ−１個の遅
延素子、５０２ｂはＮ個の複素乗算器、５０２ｃは合成
器、５０３は合成器、５０４は減算器、５０５は判定
器、５０６は後方フィルタ、５０６ａは遅延時間がシン
ボル周期ＴのＭ個の遅延素子、５０６ｂはＭ個の複素乗
算器、５０６ｃは合成器、５０７はタップ係数修正回路
である。
１は無線周波数の半波長（λ／２）間隔で設置されたＬ
素子アンテナ、５０２はＬ個のタップ付遅延線（ＴＤ
Ｌ）フィルタ、５０２ａは遅延時間がτのＮ−１個の遅
延素子、５０２ｂはＮ個の複素乗算器、５０２ｃは合成
器、５０３は合成器、５０４は減算器、５０５は判定
器、５０６は後方フィルタ、５０６ａは遅延時間がシン
ボル周期ＴのＭ個の遅延素子、５０６ｂはＭ個の複素乗
算器、５０６ｃは合成器、５０７はタップ係数修正回路
である。
【０１３７】図５の第２の実施例では、図２の第１の実
施例の適応アレイ・フィルタをＴＤＬフィルタ化したも
のである。この第２の実施例は主に２つの機能を有して
いる。その１つは第１の実施例と同様マルチパス歪に対
する適応等化機能、もう１つは第１の実施例では得られ
ない高度な干渉妨害除去機能である。
施例の適応アレイ・フィルタをＴＤＬフィルタ化したも
のである。この第２の実施例は主に２つの機能を有して
いる。その１つは第１の実施例と同様マルチパス歪に対
する適応等化機能、もう１つは第１の実施例では得られ
ない高度な干渉妨害除去機能である。
【０１３８】第２の実施例の適応等化機能から説明を行
う。ｐ（ｐ＝１〜Ｌ）番目アンテナ素子のＴＤＬフィル
タ５０２のｑ（ｑ＝０〜Ｎ−１）番目タップの受信信号
をｘpqとし、これに乗ぜられるタップ係数をｃpqとす
る。後方フィルタ５０６に関しては、第１の実施例（図
２）と同様とする。直交原理より正規方程式を求めると
数４６のようになる。
う。ｐ（ｐ＝１〜Ｌ）番目アンテナ素子のＴＤＬフィル
タ５０２のｑ（ｑ＝０〜Ｎ−１）番目タップの受信信号
をｘpqとし、これに乗ぜられるタップ係数をｃpqとす
る。後方フィルタ５０６に関しては、第１の実施例（図
２）と同様とする。直交原理より正規方程式を求めると
数４６のようになる。
【０１３９】
【数４６】
【０１４０】上式においてＮ×Ｎの小行列Ψpqのｉ行ｊ
列（ｉ，ｊ＝１，２，…Ｎ）要素を｛ψ（ｐ，ｑ）ij｝
とした場合、これは数４７で示される。
列（ｉ，ｊ＝１，２，…Ｎ）要素を｛ψ（ｐ，ｑ）ij｝
とした場合、これは数４７で示される。
【０１４１】
【数４７】
【０１４２】Ψpqはエルミート行列であり、下記のよう
にｐ，ｑに関する転置複素共約は数４８で示すように等
しくなる。
にｐ，ｑに関する転置複素共約は数４８で示すように等
しくなる。
【０１４３】
【数４８】
【０１４４】また後方フィルタによるＮ×Ｍの相関行列
ＨK （ｋ＝１〜Ｎ）および判定データとアレイ・アンテ
ナ受信信号との相関ベクトルＳk （ｋ＝０〜Ｎ−１）は
数４９及び数５０のようになる。
ＨK （ｋ＝１〜Ｎ）および判定データとアレイ・アンテ
ナ受信信号との相関ベクトルＳk （ｋ＝０〜Ｎ−１）は
数４９及び数５０のようになる。
【０１４５】
【数４９】
【０１４６】
【数５０】
【０１４７】また未知数としてのタップ係数ベクトルは
数５１及び５２で示される。
数５１及び５２で示される。
【０１４８】
【数５１】
【０１４９】
【数５２】
【０１５０】以上がＬ素子アンテナ、ＴＤＬフィルタ・
Ｎタップ、後方フィルタ・Ｍタップの第２の実施例（図
５）の正規方程式の一般系である。これを実際に解け
ば、本実施例が適応等化器として動作することが確認出
来るが、ここでは物理的解釈を容易にする為、下記のよ
うに考える。
Ｎタップ、後方フィルタ・Ｍタップの第２の実施例（図
５）の正規方程式の一般系である。これを実際に解け
ば、本実施例が適応等化器として動作することが確認出
来るが、ここでは物理的解釈を容易にする為、下記のよ
うに考える。
【０１５１】図５において、Ｌ個のＴＤＬフィルタに重
ね合わせの理を適用すると、Ｌ個のＴＤＬフィルタは１
個の等価ＴＤＬフィルタに集約出来る。すなわちＬ個の
ＴＤＬフィルタ５０２において、入力側第１タップ上の
受信信号を第１番目ブランチから第Ｌ番目ブランチまで
をｘ1N-1＋ｘ2N-1…＋ｘLN-1のように重ね合わせる。Ｔ
ＤＬフィルタのタップ係数についても同様にｃ1N-1＋ｃ
2N-1…＋ｃLN-1と重ね合わせる。この重ね合わせを第Ｎ
番目タップまで繰り返せば、Ｌ個のＴＤＬフィルタは等
価的に１個の合成ＴＤＬフィルタと見なせることにな
る。すなわち図５において、合成ＴＤＬフィルタは１個
の前方フィルタと１個の後方フィルタから構成される判
定帰還形等化器と等価であり、マルチパス歪に対しては
適応等化を行うことが理解できる。特に、ＴＤＬフィル
タの基準タップをＴＤＬフィルタの最終タップ（図５の
ｃk0，ｋ＝１〜Ｌ）に設定した場合、合成ＴＤＬフィル
タはＰｒｅｃｕｒｓｏｒ歪の除去を、後方フィルタはＰ
ｏｓｔｃｕｒｓｏｒ歪の除去を行う。ここで注意すべき
点は、通常の判定帰還形等化器と違って本実施例の判定
帰還形等化器では希望波到来方向にアンテナ最大パター
ンを向けて、常にＳＮ比を最大にすることである。該ア
ンテナ・パターンはＴＤＬフィルタの基準タップにおい
て形成され、数５３で与えられる。
ね合わせの理を適用すると、Ｌ個のＴＤＬフィルタは１
個の等価ＴＤＬフィルタに集約出来る。すなわちＬ個の
ＴＤＬフィルタ５０２において、入力側第１タップ上の
受信信号を第１番目ブランチから第Ｌ番目ブランチまで
をｘ1N-1＋ｘ2N-1…＋ｘLN-1のように重ね合わせる。Ｔ
ＤＬフィルタのタップ係数についても同様にｃ1N-1＋ｃ
2N-1…＋ｃLN-1と重ね合わせる。この重ね合わせを第Ｎ
番目タップまで繰り返せば、Ｌ個のＴＤＬフィルタは等
価的に１個の合成ＴＤＬフィルタと見なせることにな
る。すなわち図５において、合成ＴＤＬフィルタは１個
の前方フィルタと１個の後方フィルタから構成される判
定帰還形等化器と等価であり、マルチパス歪に対しては
適応等化を行うことが理解できる。特に、ＴＤＬフィル
タの基準タップをＴＤＬフィルタの最終タップ（図５の
ｃk0，ｋ＝１〜Ｌ）に設定した場合、合成ＴＤＬフィル
タはＰｒｅｃｕｒｓｏｒ歪の除去を、後方フィルタはＰ
ｏｓｔｃｕｒｓｏｒ歪の除去を行う。ここで注意すべき
点は、通常の判定帰還形等化器と違って本実施例の判定
帰還形等化器では希望波到来方向にアンテナ最大パター
ンを向けて、常にＳＮ比を最大にすることである。該ア
ンテナ・パターンはＴＤＬフィルタの基準タップにおい
て形成され、数５３で与えられる。
【０１５２】
【数５３】
【０１５３】図２の第１の実施例では、主波到来方向に
最大パターンを向け、１つの進み波到来方向にナルを形
成していた。ところが遅延時間の異なる複数の進み波が
到来した場合には図２の適応アレイは複数のナルを作
り、これらの進み波を除去しようとする。第２の実施例
では、Ｌ個の基準タップによる数５３のパターンは複数
の進み波に対して個別的なナルは作らず、主に主波到来
方向に最大受信パターン形成に専念する。合成ＴＤＬフ
ィルタの基準タップ以外のＬ個の合成タップによる数５
４で示されるパターンは進み波を捕捉し、合成基準タッ
プのパターン数５３で受信した進み波と、合成器５０３
において、逆相キャンセルするように働く。
最大パターンを向け、１つの進み波到来方向にナルを形
成していた。ところが遅延時間の異なる複数の進み波が
到来した場合には図２の適応アレイは複数のナルを作
り、これらの進み波を除去しようとする。第２の実施例
では、Ｌ個の基準タップによる数５３のパターンは複数
の進み波に対して個別的なナルは作らず、主に主波到来
方向に最大受信パターン形成に専念する。合成ＴＤＬフ
ィルタの基準タップ以外のＬ個の合成タップによる数５
４で示されるパターンは進み波を捕捉し、合成基準タッ
プのパターン数５３で受信した進み波と、合成器５０３
において、逆相キャンセルするように働く。
【０１５４】
【数５４】
【０１５５】一方、合成基準タップで受信した遅れ波成
分に関しては、第１の実施例（図２）と同様に後方フィ
ルタ５０６により合成器５０３において除去される。ま
たＴＤＬフィルタの遅延素子の遅延時間をτ＝Ｔ／２と
分数間隔に設定した場合、ＴＤＬフィルタは単にＰｒｅ
ｃｕｒｓｏｒ歪を除去するだけでなく、整合フィルタと
して遅延分散した希望波電力を集束し、さらにＳＮ比を
最大化する効果を生み出す。これをインプリシット・ダ
イバーシティ・ゲインと呼ぶ。またτを分数間隔とすれ
ば、受信側サンプリング・タイミング位相のずれによる
折り返しスペクトラムの問題を解決する。すなわちＴＤ
Ｌフィルタはタイミング制御機能をも有する。
分に関しては、第１の実施例（図２）と同様に後方フィ
ルタ５０６により合成器５０３において除去される。ま
たＴＤＬフィルタの遅延素子の遅延時間をτ＝Ｔ／２と
分数間隔に設定した場合、ＴＤＬフィルタは単にＰｒｅ
ｃｕｒｓｏｒ歪を除去するだけでなく、整合フィルタと
して遅延分散した希望波電力を集束し、さらにＳＮ比を
最大化する効果を生み出す。これをインプリシット・ダ
イバーシティ・ゲインと呼ぶ。またτを分数間隔とすれ
ば、受信側サンプリング・タイミング位相のずれによる
折り返しスペクトラムの問題を解決する。すなわちＴＤ
Ｌフィルタはタイミング制御機能をも有する。
【０１５６】従って図５の第２の実施例は第１の実施例
よりも高度な適応等化動作を行うことが理解出来る。
よりも高度な適応等化動作を行うことが理解出来る。
【０１５７】以上のように図５において基準タップをＴ
ＤＬフィルタ最終タップに設定した時、第２の実施例が
適応等化機能を発揮することを理解できた。次に第２の
機能としての干渉妨害除去機能について説明する。
ＤＬフィルタ最終タップに設定した時、第２の実施例が
適応等化機能を発揮することを理解できた。次に第２の
機能としての干渉妨害除去機能について説明する。
【０１５８】図６は図５の第２の実施例において、アン
テナを２素子、ＴＤＬフィルタ・タップ数を２、後方フ
ィルタ・タップ数を１と極めて簡単な構成としている。
ただし基準タップをＴＤＬフィルタの第１タップ目に設
定している。
テナを２素子、ＴＤＬフィルタ・タップ数を２、後方フ
ィルタ・タップ数を１と極めて簡単な構成としている。
ただし基準タップをＴＤＬフィルタの第１タップ目に設
定している。
【０１５９】図６において、６０１は第１のアンテナ素
子、６０２は第２のアンテナ素子、６０３と６０４は遅
延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子、６０５は第１タッ
プ目（基準タップ）の２個の複素乗算器、６０６は第２
タップ目の２個の複素乗算器、６０７は合成器、６０８
は判定器、６０９は減算器、６１０は遅延時間がシンボ
ル周期Ｔの遅延素子、６１１は複素乗算器、６１２はア
ンテナ６０１に入射する希望波、６１３はアンテナ６０
２に入射する希望波、６１４はアンテナ６０１に入射す
るＣＷ干渉波、６１５はアンテナ６０２に入射するＣＷ
干渉波である。
子、６０２は第２のアンテナ素子、６０３と６０４は遅
延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子、６０５は第１タッ
プ目（基準タップ）の２個の複素乗算器、６０６は第２
タップ目の２個の複素乗算器、６０７は合成器、６０８
は判定器、６０９は減算器、６１０は遅延時間がシンボ
ル周期Ｔの遅延素子、６１１は複素乗算器、６１２はア
ンテナ６０１に入射する希望波、６１３はアンテナ６０
２に入射する希望波、６１４はアンテナ６０１に入射す
るＣＷ干渉波、６１５はアンテナ６０２に入射するＣＷ
干渉波である。
【０１６０】伝搬モデルとしては、希望波に対してはマ
ルチパス歪な無く、角周波数ΩのＣＷ干渉波が１波到来
しているものとする。希望波を変調シンボルａi 、ＣＷ
干渉波を√Ｊ・ｅｘｐ（ｊΩｔ）として、それぞれのア
レイ・アンテナへの入射角をθa 、θj とする。この
時、アンテナ６０１と６０２に受信される希望波につい
ては、図６に示すように位相差ｅｘｐ（−ｊφa ）が生
じる。同様に干渉波に関しても２素子アンテナ間におい
てｅｘｐ（−ｊφj ）の位相差となる。ここでφa ＝π
ｓｉｎθa 、φj ＝πｓｉｎθj である。
ルチパス歪な無く、角周波数ΩのＣＷ干渉波が１波到来
しているものとする。希望波を変調シンボルａi 、ＣＷ
干渉波を√Ｊ・ｅｘｐ（ｊΩｔ）として、それぞれのア
レイ・アンテナへの入射角をθa 、θj とする。この
時、アンテナ６０１と６０２に受信される希望波につい
ては、図６に示すように位相差ｅｘｐ（−ｊφa ）が生
じる。同様に干渉波に関しても２素子アンテナ間におい
てｅｘｐ（−ｊφj ）の位相差となる。ここでφa ＝π
ｓｉｎθa 、φj ＝πｓｉｎθj である。
【０１６１】図６に示すモデルにおいて本発明の第２の
実施例の正規方程式を求めると、数５５のように示せ
る。
実施例の正規方程式を求めると、数５５のように示せ
る。
【０１６２】
【数５５】
【０１６３】ここでΨ22＝Ψ11およびΨ21＝Ψ12 T*であ
り、これらは数５６及び数５７で示される。
り、これらは数５６及び数５７で示される。
【０１６４】
【数５６】
【０１６５】
【数５７】
【０１６６】数５６及び数５７において、ξはＤ／Ｕ
（希望波対干渉波電力比）の逆数、ρはＳＮ比（信号対
雑音比）の逆数であり、数５８及び数５９のようにな
る。
（希望波対干渉波電力比）の逆数、ρはＳＮ比（信号対
雑音比）の逆数であり、数５８及び数５９のようにな
る。
【０１６７】
【数５８】
【０１６８】
【数５９】
【０１６９】また数５５において、各要素は数６０ない
し数６７で示される。
し数６７で示される。
【０１７０】
【数６０】
【０１７１】
【数６１】
【０１７２】
【数６２】
【０１７３】
【数６３】
【０１７４】
【数６４】
【０１７５】
【数６５】
【０１７６】
【数６６】
【０１７７】
【数６７】
【０１７８】上記正規方程式を解いた計算シミュレーシ
ョン結果を図７に示す。図７において、７０１はＴＤＬ
フィルタ・第１タップ（基準タップ）のｃ10とｃ20によ
る２素子アレイのアンテナ・パターン、７０２は希望波
到来ベクトル、７０３はＣＷ干渉波到来ベクトル、７０
４はＴＤＬフィルタ・第２タップのｃ11とｃ21による２
素子アレイのアンテナ・パターン、７０５は干渉波到来
方向に対する２素子適応アレイ・フィルタの周波数特性
である。
ョン結果を図７に示す。図７において、７０１はＴＤＬ
フィルタ・第１タップ（基準タップ）のｃ10とｃ20によ
る２素子アレイのアンテナ・パターン、７０２は希望波
到来ベクトル、７０３はＣＷ干渉波到来ベクトル、７０
４はＴＤＬフィルタ・第２タップのｃ11とｃ21による２
素子アレイのアンテナ・パターン、７０５は干渉波到来
方向に対する２素子適応アレイ・フィルタの周波数特性
である。
【０１７９】ここでは希望波７０２とＣＷ干渉波７０３
の入射角は共にθ＝４５°であり、Ｄ／Ｕ（希望波対干
渉波電力比）＝０ｄＢ、ＳＮ比＝２０ｄＢ、ＣＷ干渉波
周波数Ω＝０（中心周波数）としている。
の入射角は共にθ＝４５°であり、Ｄ／Ｕ（希望波対干
渉波電力比）＝０ｄＢ、ＳＮ比＝２０ｄＢ、ＣＷ干渉波
周波数Ω＝０（中心周波数）としている。
【０１８０】図７（ａ）の７０１は図６の基準タップ６
０５によるアンテナ・パターンであり、数５５の正規方
程式を解き、数５３により描かれたものである。ここで
は希望波７０２到来方向に最大パターンを向けているこ
とが分かる。従来の適応アレイでは干渉波到来方向にナ
ルを作っていたが、本方式では適応アレイ・パターンで
除去を行うのではなく、ＴＤＬフィルタの線形合成によ
る逆相キャンセル除去を行う。すなわち図６において、
合成ＴＤＬフィルタの第１（基準）タップ乗算器６０５
出力と第２タップ乗算器６０６出力を合成することによ
り、ＣＷ干渉を逆相キャンセルさせている。この際、希
望シンボルａi に対してシンボル周期Ｔだけ先行してい
る第１タップのａi-1 成分が符号間干渉として加算され
るが、これは後方フィルタのａi-1 （推定値）成分によ
り除去され、結果的には干渉除去に伴う希望波信号の劣
化は全く生じない。図７（ｂ）は図６の第１タップ乗算
器力６０６によるアンテナ・パターンである。このパタ
ーン７０４とパターン７０１は空間領域における適応ア
レイフィルタのゲインであるが、周波数領域のゲインす
なわち適応フィルタの周波数特性の評価を次に行う。
０５によるアンテナ・パターンであり、数５５の正規方
程式を解き、数５３により描かれたものである。ここで
は希望波７０２到来方向に最大パターンを向けているこ
とが分かる。従来の適応アレイでは干渉波到来方向にナ
ルを作っていたが、本方式では適応アレイ・パターンで
除去を行うのではなく、ＴＤＬフィルタの線形合成によ
る逆相キャンセル除去を行う。すなわち図６において、
合成ＴＤＬフィルタの第１（基準）タップ乗算器６０５
出力と第２タップ乗算器６０６出力を合成することによ
り、ＣＷ干渉を逆相キャンセルさせている。この際、希
望シンボルａi に対してシンボル周期Ｔだけ先行してい
る第１タップのａi-1 成分が符号間干渉として加算され
るが、これは後方フィルタのａi-1 （推定値）成分によ
り除去され、結果的には干渉除去に伴う希望波信号の劣
化は全く生じない。図７（ｂ）は図６の第１タップ乗算
器力６０６によるアンテナ・パターンである。このパタ
ーン７０４とパターン７０１は空間領域における適応ア
レイフィルタのゲインであるが、周波数領域のゲインす
なわち適応フィルタの周波数特性の評価を次に行う。
【０１８１】単位振幅の角周波数ωの信号ｅｘｐ（ｊω
ｔ）がアレイ・アンテナに干渉波７０３の到来方向（θ
＝４５°）に入射されると仮定する。この時、２個のＴ
ＤＬフィルタ乗算器６０５と６０６の合成周波数特性は
数６８で求められる。
ｔ）がアレイ・アンテナに干渉波７０３の到来方向（θ
＝４５°）に入射されると仮定する。この時、２個のＴ
ＤＬフィルタ乗算器６０５と６０６の合成周波数特性は
数６８で求められる。
【０１８２】
【数６８】
【０１８３】これによる適応アレイ・フィルタ周波数特
性を図７（ｃ）に示す。横軸は−ｆs ／２〜＋ｆs ／２
（ｆs は変調速度）で、縦軸は１目盛り１０ｄＢを示
す。周波数特性７０５はｆ＝０（中心周波数）において
極めて深いノッチ特性を示している。すなわちこの深い
ノッチによりｆ＝０のＣＷ干渉波を除去しているのであ
る。一方、このノッチが希望波にも加えられ、希望波が
劣化するのではないかという疑問が生じる。しかし前述
したように後方フィルタが該ノッチ・フィルタリングに
より生じる符号間干渉を除去しており、等価的にノッチ
特性は希望波には加わらない。従って図６の受信機はＣ
Ｗ干渉に影響されることなく、最大パターンを希望波に
向け、希望波を損なわないでＣＷ干渉のみをノッチフィ
ルタリングにより除去すると言える。
性を図７（ｃ）に示す。横軸は−ｆs ／２〜＋ｆs ／２
（ｆs は変調速度）で、縦軸は１目盛り１０ｄＢを示
す。周波数特性７０５はｆ＝０（中心周波数）において
極めて深いノッチ特性を示している。すなわちこの深い
ノッチによりｆ＝０のＣＷ干渉波を除去しているのであ
る。一方、このノッチが希望波にも加えられ、希望波が
劣化するのではないかという疑問が生じる。しかし前述
したように後方フィルタが該ノッチ・フィルタリングに
より生じる符号間干渉を除去しており、等価的にノッチ
特性は希望波には加わらない。従って図６の受信機はＣ
Ｗ干渉に影響されることなく、最大パターンを希望波に
向け、希望波を損なわないでＣＷ干渉のみをノッチフィ
ルタリングにより除去すると言える。
【０１８４】図８は、図７のシミュレーションにおいて
ＣＷ干渉波の周波数のみをｆ＝０からｆ＝−０．２５ｆ
s に設定した場合の結果である。
ＣＷ干渉波の周波数のみをｆ＝０からｆ＝−０．２５ｆ
s に設定した場合の結果である。
【０１８５】図８において、８０１はＴＤＬフィルタ・
第１タップ（基準タップ）のｃ10とｃ20による２素子ア
レイのアンテナ・パターン、８０２は希望波裏意ベクト
ル、８０３はＣＷ干渉波到来ベクトル、８０４はＴＤＬ
フィルタ・第２タップのｃ11とｃ21による２素子アレイ
のアンテナ・パターン８０５は干渉波到来方向に対する
２素子適応アレイ・フィルタの周波数特性である。
第１タップ（基準タップ）のｃ10とｃ20による２素子ア
レイのアンテナ・パターン、８０２は希望波裏意ベクト
ル、８０３はＣＷ干渉波到来ベクトル、８０４はＴＤＬ
フィルタ・第２タップのｃ11とｃ21による２素子アレイ
のアンテナ・パターン８０５は干渉波到来方向に対する
２素子適応アレイ・フィルタの周波数特性である。
【０１８６】このシミュレーション結果においても常に
希望波の最大パターン受信を行い、周波数−０．２５ｆ
s のＣＷ干渉波に対してはノッチフィルタリング８０５
による除去を行っている。
希望波の最大パターン受信を行い、周波数−０．２５ｆ
s のＣＷ干渉波に対してはノッチフィルタリング８０５
による除去を行っている。
【０１８７】以上１波ＣＷ干渉除去の効果を説明した
が、図５の第２の実施例は複数ＣＷ干渉波に対しても除
去効果を有する。その為の条件として、２素子アレイに
おいて、ＴＤＬフィルタを少なくとも３タップ、後方フ
ィルタを２タップとすればよい。その構成図を図９に示
す。
が、図５の第２の実施例は複数ＣＷ干渉波に対しても除
去効果を有する。その為の条件として、２素子アレイに
おいて、ＴＤＬフィルタを少なくとも３タップ、後方フ
ィルタを２タップとすればよい。その構成図を図９に示
す。
【０１８８】図９において、９０１は第１のアンテナ素
子、９０２は第２のアンテナ素子、９０３は第１のＴＤ
Ｌフィルタの遅延時間がシンボル周期Ｔの２個の遅延素
子、９０４は第２のＴＤＬフィルタの遅延時間がシンボ
ル周期Ｔの２個の遅延素子、９０５は第１のＴＤＬフィ
ルタの３個の乗算器、９０６は第２のＴＤＬフィルタの
３個の乗算器、９０７は合成器、９０８は判定器、９０
９は減算器、９１０は遅延時間がシンボル周期Ｔの２個
の遅延素子、９１１は２個の乗算器、９１２は合成器で
ある。
子、９０２は第２のアンテナ素子、９０３は第１のＴＤ
Ｌフィルタの遅延時間がシンボル周期Ｔの２個の遅延素
子、９０４は第２のＴＤＬフィルタの遅延時間がシンボ
ル周期Ｔの２個の遅延素子、９０５は第１のＴＤＬフィ
ルタの３個の乗算器、９０６は第２のＴＤＬフィルタの
３個の乗算器、９０７は合成器、９０８は判定器、９０
９は減算器、９１０は遅延時間がシンボル周期Ｔの２個
の遅延素子、９１１は２個の乗算器、９１２は合成器で
ある。
【０１８９】伝搬モデルとしては図６の場合と同様マル
チパス伝搬は無く、干渉妨害に関しては、角周波数Ω1
とΩ2 の２波ＣＷ干渉がそれぞれ角度θ1 ，θ2 でアレ
イ・アンテナに入射しているものとする。また希望波電
力を１と正規化した時の２波ＣＷ干渉電力をそれぞれＪ
1 ，Ｊ2 とする。
チパス伝搬は無く、干渉妨害に関しては、角周波数Ω1
とΩ2 の２波ＣＷ干渉がそれぞれ角度θ1 ，θ2 でアレ
イ・アンテナに入射しているものとする。また希望波電
力を１と正規化した時の２波ＣＷ干渉電力をそれぞれＪ
1 ，Ｊ2 とする。
【０１９０】この時、正規方程式は前述の数５５で与え
られるが、小行列Ψは３×３のサイズであり、数６９及
び数７０で与えられる。
られるが、小行列Ψは３×３のサイズであり、数６９及
び数７０で与えられる。
【０１９１】
【数６９】
【０１９２】
【数７０】
【０１９３】ここで、φa ＝πｓｉｎθa ，φ1 ＝πｓ
ｉｎθ，φ2 ＝πｓｉｎθ2 であり、また数５５におい
て各要素は数７１ないし数７８で示される。
ｉｎθ，φ2 ＝πｓｉｎθ2 であり、また数５５におい
て各要素は数７１ないし数７８で示される。
【０１９４】
【数７１】
【０１９５】
【数７２】
【０１９６】
【数７３】
【０１９７】
【数７４】
【０１９８】
【数７５】
【０１９９】
【数７６】
【０２００】
【数７７】
【０２０１】
【数７８】
【０２０２】図１０（ａ）にシミュレーションに用いる
モデルを示す。図において、１００２は電力が１の希望
波Ｓであり、θa ＝６０°の角度で到来している。１０
０３は、角周波数がΩ1 ＝０、入射角度θ1 ＝６０°、
希望波電力１に対するＤ／Ｕ比がＪ1 のＣＷ干渉波Ｊ1
である。１００４は角周波数がΩ2 ＝−０．２５ｆs×
２π、入射角度θ2 ＝６０°、希望波電力１に対するＤ
／Ｕ比がＪ2 のＣＷ干渉波Ｊ2 である。またＳＮ比を６
０ｄＢに設定している。この時、上記数６９ないし数７
８を用いて数５５の正規方程式を解いて求めたＴＤＬフ
ィルタ・第１（基準）タップ係数ｃ10，ｃ20によるアン
テナ・パターンは１００１となる。既に上述した図６の
構成図の場合と同様に、干渉と希望波の到来方向が一致
していてもアンテナ・パターン１００１は希望波Ｓを最
大受信する為にθ＝６０°方向に最大パターンを形成し
ている。従って、同時に個別Ｄ／Ｕが０ｄＢの２波のＣ
Ｗ干渉をも受信するが、これらは図９の２個のＴＤＬフ
ィルタ合成の周波数ノッチフィルタリング機能により除
去される。
モデルを示す。図において、１００２は電力が１の希望
波Ｓであり、θa ＝６０°の角度で到来している。１０
０３は、角周波数がΩ1 ＝０、入射角度θ1 ＝６０°、
希望波電力１に対するＤ／Ｕ比がＪ1 のＣＷ干渉波Ｊ1
である。１００４は角周波数がΩ2 ＝−０．２５ｆs×
２π、入射角度θ2 ＝６０°、希望波電力１に対するＤ
／Ｕ比がＪ2 のＣＷ干渉波Ｊ2 である。またＳＮ比を６
０ｄＢに設定している。この時、上記数６９ないし数７
８を用いて数５５の正規方程式を解いて求めたＴＤＬフ
ィルタ・第１（基準）タップ係数ｃ10，ｃ20によるアン
テナ・パターンは１００１となる。既に上述した図６の
構成図の場合と同様に、干渉と希望波の到来方向が一致
していてもアンテナ・パターン１００１は希望波Ｓを最
大受信する為にθ＝６０°方向に最大パターンを形成し
ている。従って、同時に個別Ｄ／Ｕが０ｄＢの２波のＣ
Ｗ干渉をも受信するが、これらは図９の２個のＴＤＬフ
ィルタ合成の周波数ノッチフィルタリング機能により除
去される。
【０２０３】図５の本発明の第２の実施例による適応ア
レイ・フィルタ（Ｌ素子、ＮタップＴＤＬフィルタ）の
到来角度θ方向に対する周波数特性は数７９で求められ
る。
レイ・フィルタ（Ｌ素子、ＮタップＴＤＬフィルタ）の
到来角度θ方向に対する周波数特性は数７９で求められ
る。
【０２０４】
【数７９】
【０２０５】で求められる。これを上記条件において計
算すると、図１０（ｂ）のようになる。これより明らか
なように周波数が０と−０．２５ｆs の２波ＣＷ干渉は
ノッチフィルタリングにより除去されている。この場合
に関しても該ノッチフィルタリングによる希望波に対す
る符号間干渉は後方フィルタ（図９の合成器９１２出
力）により除去される。
算すると、図１０（ｂ）のようになる。これより明らか
なように周波数が０と−０．２５ｆs の２波ＣＷ干渉は
ノッチフィルタリングにより除去されている。この場合
に関しても該ノッチフィルタリングによる希望波に対す
る符号間干渉は後方フィルタ（図９の合成器９１２出
力）により除去される。
【０２０６】図１１は図１０のシミュレーション条件に
おいて干渉波Ｊ2 の到来方向のみをθ2 ＝２０°と変化
させた場合の計算結果である。図１１において、１１０
１はｃ10，ｃ20によるアンテナ・パターン、１１０２は
希望波Ｓ、１１０３は干渉波Ｊ1 、１１０４は干渉波Ｊ
2 である。また１１０５はθ＝６０°方向に対する周波
数特性で、これにより周波数０のＣＷ干渉波Ｊ1 が除去
されていることが分かる。同様にθ＝２０°方向の適性
アレイ周波数特性を１１０６に示す。ここでは周波数−
０．２５ｆs 干渉波Ｊ2 が除去されている。
おいて干渉波Ｊ2 の到来方向のみをθ2 ＝２０°と変化
させた場合の計算結果である。図１１において、１１０
１はｃ10，ｃ20によるアンテナ・パターン、１１０２は
希望波Ｓ、１１０３は干渉波Ｊ1 、１１０４は干渉波Ｊ
2 である。また１１０５はθ＝６０°方向に対する周波
数特性で、これにより周波数０のＣＷ干渉波Ｊ1 が除去
されていることが分かる。同様にθ＝２０°方向の適性
アレイ周波数特性を１１０６に示す。ここでは周波数−
０．２５ｆs 干渉波Ｊ2 が除去されている。
【０２０７】以上のシミュレーション結果より、最小規
模の２素子アレイでも本発明を適用すれば、任意の角度
で到来する複数のＣＷ干渉波を除去できることがわか
る。また干渉除去のみならず、適応アレイパターンを希
望波到来方向に形成し、ＳＮ比の最大化を行っている。
従って、装置の小型化が要求される移動デジタル通信に
最適な受信系を構成できる。このような効果は従来の適
応アレイ・アンテナでは全く得られなかった効果であ
る。
模の２素子アレイでも本発明を適用すれば、任意の角度
で到来する複数のＣＷ干渉波を除去できることがわか
る。また干渉除去のみならず、適応アレイパターンを希
望波到来方向に形成し、ＳＮ比の最大化を行っている。
従って、装置の小型化が要求される移動デジタル通信に
最適な受信系を構成できる。このような効果は従来の適
応アレイ・アンテナでは全く得られなかった効果であ
る。
【０２０８】図５のアンテナ素子数とＴＤＬフィルタ・
タップ数および後方フィルタ・タップ数を増加させ、Ｔ
ＤＬフィルタの基準タップを中央に設定すれば適応等化
と干渉除去を含む最適受信を実現できる。すなわちＴＤ
Ｌフィルタの基準タップによるアンテナ・パターン追尾
により希望波を先ず最大受信し、基準タップ前後のタッ
プにより遅延分散した希望波に整合フィルタリングを行
って、インプリシット・ダイバーシティ・ゲインを得、
さらにＴＤＬフィルタ・タップ間の線形合成により干渉
除去を行い、さらにＴＤＬフィルタは判定帰還形等化器
の前方フィルタとしてＰｒｅｃｕｒｓｏｒによるマルチ
パス歪を除去し、後方フィルタは干渉除去に伴う符号間
干渉とＰｏｓｔｃｕｒｓｏｒによるマルチパス歪を除去
する。またＴＤＬフィルタのタップ数を増加させれば、
ＣＷ干渉のみならず帯域を有する複数の変調波干渉の除
去も可能である。これら種々の効果は、図１の構成をＭ
ＭＳＥ制御するだけで、同時に実現される。
タップ数および後方フィルタ・タップ数を増加させ、Ｔ
ＤＬフィルタの基準タップを中央に設定すれば適応等化
と干渉除去を含む最適受信を実現できる。すなわちＴＤ
Ｌフィルタの基準タップによるアンテナ・パターン追尾
により希望波を先ず最大受信し、基準タップ前後のタッ
プにより遅延分散した希望波に整合フィルタリングを行
って、インプリシット・ダイバーシティ・ゲインを得、
さらにＴＤＬフィルタ・タップ間の線形合成により干渉
除去を行い、さらにＴＤＬフィルタは判定帰還形等化器
の前方フィルタとしてＰｒｅｃｕｒｓｏｒによるマルチ
パス歪を除去し、後方フィルタは干渉除去に伴う符号間
干渉とＰｏｓｔｃｕｒｓｏｒによるマルチパス歪を除去
する。またＴＤＬフィルタのタップ数を増加させれば、
ＣＷ干渉のみならず帯域を有する複数の変調波干渉の除
去も可能である。これら種々の効果は、図１の構成をＭ
ＭＳＥ制御するだけで、同時に実現される。
【０２０９】図５の本発明の第２の実施例は、図１２に
示すような第２の構成によっても実現できる。図１２は
Ｌ素子アンテナにおいて、τ＝Ｔ、ＴＬＤフィルタを３
タップ、後方フィルタを２タップとした場合の一例であ
る。図２において、１２０１はＬ素子アンテナ、１２０
２はＬ×３個の複素乗算器、１２０３は３個の合成器１
２０４は遅延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子、１２０
５は遅延時間がシンボル周期２Ｔの遅延素子、１２０６
は合成器、１２０７は合成器、１２０８は判定器、１２
０９は減算器、１２１０は遅延時間がシンボル周期Ｔの
２個の遅延素子、１２１１は２個の複素乗算器、１２１
２は合成器である。なお図１２においてはタップ係数修
正回路の記述は省略している。
示すような第２の構成によっても実現できる。図１２は
Ｌ素子アンテナにおいて、τ＝Ｔ、ＴＬＤフィルタを３
タップ、後方フィルタを２タップとした場合の一例であ
る。図２において、１２０１はＬ素子アンテナ、１２０
２はＬ×３個の複素乗算器、１２０３は３個の合成器１
２０４は遅延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子、１２０
５は遅延時間がシンボル周期２Ｔの遅延素子、１２０６
は合成器、１２０７は合成器、１２０８は判定器、１２
０９は減算器、１２１０は遅延時間がシンボル周期Ｔの
２個の遅延素子、１２１１は２個の複素乗算器、１２１
２は合成器である。なお図１２においてはタップ係数修
正回路の記述は省略している。
【０２１０】図１２ではＴＤＬフィルタの構成方法が図
５の場合と相違するだけで、ＴＤＬフィルタはトポロジ
ー的に一致する。従って、動作としては図５の判定帰還
形等化器と全く同一である。
５の場合と相違するだけで、ＴＤＬフィルタはトポロジ
ー的に一致する。従って、動作としては図５の判定帰還
形等化器と全く同一である。
【０２１１】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、判定帰還
形等化器の前方フィルタを適応アンテナアレイ・フィル
タに置き換え、後方フィルタと共に判定誤差の共通ＭＭ
ＳＥ制御を行うことで、アレイ・アンテナと適応等化の
最適化が行われ、両者の相乗効果を得ることが出来る。
形等化器の前方フィルタを適応アンテナアレイ・フィル
タに置き換え、後方フィルタと共に判定誤差の共通ＭＭ
ＳＥ制御を行うことで、アレイ・アンテナと適応等化の
最適化が行われ、両者の相乗効果を得ることが出来る。
【０２１２】最小規模の２素子アンテナでも本発明によ
り複数の干渉波の除去が可能であり、希望波と干渉波の
到来方向が一致しても常にアンテナ・パターンを希望波
方向に追尾しＳＮ比を最大化しながら干渉波を除去出来
る。さらに干渉妨害を除去すると同時にマルチパスフェ
ージングによる波形歪を除去し、遅延分散回線に対して
インプリシット・ダイバーシティ・ゲインを得る効果を
有する。
り複数の干渉波の除去が可能であり、希望波と干渉波の
到来方向が一致しても常にアンテナ・パターンを希望波
方向に追尾しＳＮ比を最大化しながら干渉波を除去出来
る。さらに干渉妨害を除去すると同時にマルチパスフェ
ージングによる波形歪を除去し、遅延分散回線に対して
インプリシット・ダイバーシティ・ゲインを得る効果を
有する。
【０２１３】従って、マルチパス歪と干渉妨害が問題と
なる移動体および固定デジタル無線一般に対して最適受
信系を構成できる効果がある。
なる移動体および固定デジタル無線一般に対して最適受
信系を構成できる効果がある。
【図１】本発明による判定帰還形等化器の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明による判定帰還形等化器の第１の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図３】適応アレイの動作説明図である。
【図４】図２に示す構成における効果を説明するための
シミュレーション結果を示す図である。
シミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明による判定帰還形等化器の第２の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図６】図５に示す構成において１波ＣＷ干渉を説明す
るための図である。
るための図である。
【図７】図５に示す構成において１波ＣＷ干渉に対する
シミュレーション結果を示す図である。
シミュレーション結果を示す図である。
【図８】図７において干渉周波数を変化させた際のシミ
ュレーション結果を示す図である。
ュレーション結果を示す図である。
【図９】図５に示す構成において２波ＣＷ干渉を説明す
るための図である。
るための図である。
【図１０】図５に示す構成において２波ＣＷ干渉に対す
るシミュレーション結果を示す図である。
るシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】図１０において干渉波到来方向を変化させた
際のシミュレーション結果を示す図である。
際のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】本発明による判定帰還形等化器の第２の実施
例において他の構成を示す図である。
例において他の構成を示す図である。
【図１３】Ｎ素子アンテナ・アレイを用いたＬＭＳ適応
アレイの一例を示す図である。
アレイの一例を示す図である。
【図１４】図１３に示すＬＭＳ適応アレイにタップ付遅
延線フィルタを導入した状態を示す図である。
延線フィルタを導入した状態を示す図である。
【図１５】適応等化器の従来例を示す図である。
【図１６】適応アレイ・アンテナと判定帰還形等化器と
の組み合わせ例を示す図である。
の組み合わせ例を示す図である。
１０１ Ｎ素子アンテナ １０２ 適応アレイ・フィルタ １０３ 後方フィルタ １０４ 判定器 １０５ 合成器 １０６ 減算器
Claims (4)
- 【請求項１】無線周波数の半波長間隔に配列された複数
の適応アレイ・アンテナによって受けた受信波をそれぞ
れ複数の第１のタップ係数に応じて合成して第１の合成
データとする第１の手段と、 該第１の合成データを受け変調シンボルの判定を行い判
定データを出力する第２の手段と、 該判定データを複数の第２のタップ係数に基づいてフィ
ルタリングしてフィルタデータとする第３の手段と、 前記第１の合成データと前記フィルタデータとを合成し
て第２の合成データとする第４の手段と、 前記第２の合成データと前記判定データとの間の誤差を
求めて誤差信号として出力する第５の手段と、 該誤差信号に基づいて前記第１及び前記第２のタップ係
数を共に同一の追随速度で自乗平均誤差最小化（ＭＭＳ
Ｅ）方式により制御する第６の手段とを有することを特
徴とする判定帰還形等化器。 - 【請求項２】 請求項１に記載された判定帰還形等化器
において、前記第６の手段では前記誤差信号の自乗平均
が最小となるように前記第１及び前記第２のタップ係数
を制御するようにしたことを特徴とする判定帰還形等化
器。 - 【請求項３】 請求項２に記載された判定帰還形等化器
において、前記第１の手段は前記第１のタップ係数に応
じて前記受信波を合成するための適応アレイ・フィルタ
を備えていることを特徴とする判定帰還形等化器。 - 【請求項４】 請求項２に記載された判定帰還形等化器
において、前記第３の手段は前記第２のタップ係数に応
じて前記判定データをフィルタリングするためのトラン
スバーサルフィルタを備えていることを特徴とする判定
帰還形等化器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4348995A JP2663820B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 判定帰還形等化器 |
| EP93120969A EP0604956B1 (en) | 1992-12-28 | 1993-12-27 | Decision feedback equalizer with adaptive filter array operating as feedforward filter of the equalizer |
| DE69334067T DE69334067T2 (de) | 1992-12-28 | 1993-12-27 | Entscheidungsrückgekoppelter Entzerrer mit als vorwärtsgekoppeltes Filter funktionierendem adaptivem Filter |
| US08/174,428 US5689528A (en) | 1992-12-28 | 1993-12-28 | Decision feedback equalizer with adaptive filter array operating as feedforward filter of the equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4348995A JP2663820B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 判定帰還形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204902A JPH06204902A (ja) | 1994-07-22 |
| JP2663820B2 true JP2663820B2 (ja) | 1997-10-15 |
Family
ID=18400786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4348995A Expired - Lifetime JP2663820B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 判定帰還形等化器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5689528A (ja) |
| EP (1) | EP0604956B1 (ja) |
| JP (1) | JP2663820B2 (ja) |
| DE (1) | DE69334067T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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