JP3033308B2 - 合成ダイバーシチ受信機 - Google Patents
合成ダイバーシチ受信機Info
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調方式を用
いた移動通信用の合成ダイバーシチ受信機に関するもの
である。
いた移動通信用の合成ダイバーシチ受信機に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】移動通信においては、移動機が移動する
ことに原因する、受信信号レベルが急激に変動したり、
受信信号の位相が変動するフェージングが発生し、受信
品質を劣化させる。
ことに原因する、受信信号レベルが急激に変動したり、
受信信号の位相が変動するフェージングが発生し、受信
品質を劣化させる。
【０００３】このようなフェージングによる受信品質の
劣化の対策として、従来から受信アンテナを複数設け、
受信レベルの高いほうを選択して受信検波する方式が検
討されてきた。
劣化の対策として、従来から受信アンテナを複数設け、
受信レベルの高いほうを選択して受信検波する方式が検
討されてきた。
【０００４】図３は、受信アンテナを２つ用いた、従来
の選択ダイバーシチ受信方式の構成を示したものであ
る。図３において、４３，４４はそれぞれの受信アンテ
ナ４１、４２に接続された受信部で、無線周波数帯から
検波部に入力される中間周波数の信号などへの増幅、周
波数変換をするとともに、受信レベル検出機能をもつも
のである。４５，４６はそれぞれの受信部４３，４４に
接続された検波部である。４８は検波出力切替器で、受
信アンテナ４１と４２の受信レベルを比較し、その受信
信号のおおきいほうの検波出力に切替える。
の選択ダイバーシチ受信方式の構成を示したものであ
る。図３において、４３，４４はそれぞれの受信アンテ
ナ４１、４２に接続された受信部で、無線周波数帯から
検波部に入力される中間周波数の信号などへの増幅、周
波数変換をするとともに、受信レベル検出機能をもつも
のである。４５，４６はそれぞれの受信部４３，４４に
接続された検波部である。４８は検波出力切替器で、受
信アンテナ４１と４２の受信レベルを比較し、その受信
信号のおおきいほうの検波出力に切替える。
【０００５】このような選択切替ダイバーシチ受信は、
本来的にそれぞれの時刻においてどちらか１つの受信ア
ンテナを使用していることになり、ダイバーシチ効果は
限定される欠点がある。また遅延波があるような周波数
選択性フェージングの伝搬路では効果はない。
本来的にそれぞれの時刻においてどちらか１つの受信ア
ンテナを使用していることになり、ダイバーシチ効果は
限定される欠点がある。また遅延波があるような周波数
選択性フェージングの伝搬路では効果はない。
【０００６】一方、受信アンテナを複数個用い、それぞ
れの受信信号を合成する方式は、合成点において、各受
信アンテナからの受信信号を同一位相で合成することが
できれば、合成利得を得、効果的となる。
れの受信信号を合成する方式は、合成点において、各受
信アンテナからの受信信号を同一位相で合成することが
できれば、合成利得を得、効果的となる。
【０００７】同一位相で合成する手法としては、定期的
に送信側から、受信側で既知の変調信号を送出し、既知
の変調信号が受信された場合の各受信アンテナからの受
信信号の位相を合成点で同一位相となるようにする方法
が検討されている。
に送信側から、受信側で既知の変調信号を送出し、既知
の変調信号が受信された場合の各受信アンテナからの受
信信号の位相を合成点で同一位相となるようにする方法
が検討されている。
【０００８】以上のような合成手法を取れば、遅延波が
ないフラット・フェージングの伝搬路では、良好な合成
ダイバーシチ効果が可能となる。
ないフラット・フェージングの伝搬路では、良好な合成
ダイバーシチ効果が可能となる。
【０００９】しかし、遅延波がある周波数選択性フェー
ジング下では効果は少ない。これは、時々刻々、変化す
る複数の遅延波と直接波の合成ベクトルがそれぞれの受
信アンテナで異なるため、簡単に同一位相で合成するこ
とができないためである。
ジング下では効果は少ない。これは、時々刻々、変化す
る複数の遅延波と直接波の合成ベクトルがそれぞれの受
信アンテナで異なるため、簡単に同一位相で合成するこ
とができないためである。
【００１０】遅延波がある周波数選択性フェージング下
の受信信号の受信品質を改善するために、近年適応等化
器が検討されている。
の受信信号の受信品質を改善するために、近年適応等化
器が検討されている。
【００１１】図４に判定帰還形等化器を用いた従来の受
信系の構成を示す。図４において、遅延波を含む受信信
号は、受信アンテナ５０、受信部５１を通って直交復調
部５２で、直交するベース・バンド信号（Ｉ，Ｑ信号）
に分離された後、トランスバーサル形のフォーワード・
フィルタ（ＦＦＦ）５３に入力される。一方、ディジタ
ル変調波のシンボル間隔ごとに判定器５５で判定された
データは、フィード・バックフィルタ（ＦＢＦ）５４に
入力される。
信系の構成を示す。図４において、遅延波を含む受信信
号は、受信アンテナ５０、受信部５１を通って直交復調
部５２で、直交するベース・バンド信号（Ｉ，Ｑ信号）
に分離された後、トランスバーサル形のフォーワード・
フィルタ（ＦＦＦ）５３に入力される。一方、ディジタ
ル変調波のシンボル間隔ごとに判定器５５で判定された
データは、フィード・バックフィルタ（ＦＢＦ）５４に
入力される。
【００１２】ＦＦＦ５３とＦＢＦ５４の各トランスバー
サルフィルタのタップ係数ＣＦ，ＣＢは、合成された判
定前の電圧と、トレーニングデータあるいは判定データ
に対しどれぐらい誤差があるかを検出する誤差検出器５
７によって、誤差を検出し、タップ係数更新部５８で順
次計算される。
サルフィルタのタップ係数ＣＦ，ＣＢは、合成された判
定前の電圧と、トレーニングデータあるいは判定データ
に対しどれぐらい誤差があるかを検出する誤差検出器５
７によって、誤差を検出し、タップ係数更新部５８で順
次計算される。
【００１３】このような、適応等化部を持つ受信系にお
いては、時間ダイバーシチ効果はあるが、空間ダイバー
シチ効果はない。これは、遅延波を含む受信信号が常に
一定のレベル以上ある場合には効果的となるが、受信信
号レベルが落ち込むような場合には効果的でないからで
ある。
いては、時間ダイバーシチ効果はあるが、空間ダイバー
シチ効果はない。これは、遅延波を含む受信信号が常に
一定のレベル以上ある場合には効果的となるが、受信信
号レベルが落ち込むような場合には効果的でないからで
ある。
【００１４】遅延波がある選択性フェージング伝搬波に
対処し、さらに空間ダイバーシチ効果をもたせる構成と
して、トランス・バーサル形のフォワード・フィルタ
（ＦＦＦ）部までを２系統設け、フォワード・フィルタ
後、合成して、適応等化する構成が検討されている。
（例えば、「デユアル ダイバーシテ コンバイニング
アンド イクアリゼーション」：Dual Diversity Com
bining and Equalization in Digital CellalarMobil
Radio 」 Philip Balaban etc, IEEE Trans on Vehicul
ar Technology,Vol40,No2,May 1991, PP342〜354)図５
は、従来のフォワード・フィルタ合成形ダイバーシチ受
信回路の構成を示したものである。図５において、受信
アンテナ５９，６０で受信された遅延検波を含む受信信
号はそれぞれ受信部６１，６２を経由し、それぞれ直交
復調部６３，６４で直交するベース・バンド信号に分離
された後、アナログ／デジタル変換器６５、６６を介し
て、それぞれのフォワード・フィルタ（ＦＦＦ）６７，
６８に入力される。それぞれのフォワード・フィルタ６
７、６８の出力は、合成器７２で合成されフィード・バ
ック・フィルタ６９との差を取り、判定器７０に入力さ
れる。フォワード・フィルタ６７と６８およびフィード
・バック・フィルタ６９のそれぞれのタップ係数の更新
は、図４と同様の方法で行われる。本構成においては、
フォワード・フィルタ６７、６８まで、２系統の回路が
必要であり、それぞれのフォワード・フィルタ６７、６
８に対し、遅延波を除去する長さをもつトランス・バー
サル・フィルタが必要となるため、制御すべきタップ係
数の数が増加し、複雑となる。
対処し、さらに空間ダイバーシチ効果をもたせる構成と
して、トランス・バーサル形のフォワード・フィルタ
（ＦＦＦ）部までを２系統設け、フォワード・フィルタ
後、合成して、適応等化する構成が検討されている。
（例えば、「デユアル ダイバーシテ コンバイニング
アンド イクアリゼーション」：Dual Diversity Com
bining and Equalization in Digital CellalarMobil
Radio 」 Philip Balaban etc, IEEE Trans on Vehicul
ar Technology,Vol40,No2,May 1991, PP342〜354)図５
は、従来のフォワード・フィルタ合成形ダイバーシチ受
信回路の構成を示したものである。図５において、受信
アンテナ５９，６０で受信された遅延検波を含む受信信
号はそれぞれ受信部６１，６２を経由し、それぞれ直交
復調部６３，６４で直交するベース・バンド信号に分離
された後、アナログ／デジタル変換器６５、６６を介し
て、それぞれのフォワード・フィルタ（ＦＦＦ）６７，
６８に入力される。それぞれのフォワード・フィルタ６
７、６８の出力は、合成器７２で合成されフィード・バ
ック・フィルタ６９との差を取り、判定器７０に入力さ
れる。フォワード・フィルタ６７と６８およびフィード
・バック・フィルタ６９のそれぞれのタップ係数の更新
は、図４と同様の方法で行われる。本構成においては、
フォワード・フィルタ６７、６８まで、２系統の回路が
必要であり、それぞれのフォワード・フィルタ６７、６
８に対し、遅延波を除去する長さをもつトランス・バー
サル・フィルタが必要となるため、制御すべきタップ係
数の数が増加し、複雑となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上、述べたような従
来の技術においては、遅延波がある場合には、ダイバー
シチ効果がないといった欠点や、遅延波がある場合にも
ダイバーシチ効果があるが、その構成が複雑となる欠点
がある。
来の技術においては、遅延波がある場合には、ダイバー
シチ効果がないといった欠点や、遅延波がある場合にも
ダイバーシチ効果があるが、その構成が複雑となる欠点
がある。
【００１６】本発明は、簡単な構成で、遅延波がある場
合にもダイバーシチ効果のある移動通信用の合成ダイバ
ーシチ受信機の構成を提供するものである。
合にもダイバーシチ効果のある移動通信用の合成ダイバ
ーシチ受信機の構成を提供するものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信側で、符
号間干渉をおこさない程度に雑音帯域を制限する最小の
通過帯域幅を持つ中間周波数帯のフィルタ、すなわち受
信側のチャンネルフィルタまでを、２系統のアンテナ、
受信信号を増幅し、中間周波数に周波数変換する２系統
の受信増幅部、２系統のチャンネル、フィルタ部で構成
し、中間周波数帯のチャンネル・フィルタの各出力をデ
ィジタル変調波のシンボル・レート時間間隔（ＴS）の
半分の時間間隔（ＴS／２）ごとに切替えた後、フォワ
ード・フィルタ部がＴS／２時間間隔ごとのトランス・
バーサル形フィルタで構成され、フィード・バック・フ
ィルタ部がＴS時間間隔である判定帰還形の適応等化器
に入力する手段と、判定帰還形等化器のフォワード・フ
ィルタ部のタップ係数の更新をシンボル時間間隔ごとに
行う手段とで構成される。
号間干渉をおこさない程度に雑音帯域を制限する最小の
通過帯域幅を持つ中間周波数帯のフィルタ、すなわち受
信側のチャンネルフィルタまでを、２系統のアンテナ、
受信信号を増幅し、中間周波数に周波数変換する２系統
の受信増幅部、２系統のチャンネル、フィルタ部で構成
し、中間周波数帯のチャンネル・フィルタの各出力をデ
ィジタル変調波のシンボル・レート時間間隔（ＴS）の
半分の時間間隔（ＴS／２）ごとに切替えた後、フォワ
ード・フィルタ部がＴS／２時間間隔ごとのトランス・
バーサル形フィルタで構成され、フィード・バック・フ
ィルタ部がＴS時間間隔である判定帰還形の適応等化器
に入力する手段と、判定帰還形等化器のフォワード・フ
ィルタ部のタップ係数の更新をシンボル時間間隔ごとに
行う手段とで構成される。
【００１８】
【作用】上記のような手段により、判定帰還形の適応等
化器のシンボル・レート時間間隔ごとに行なわれる、タ
ップ係数更新の時間ごとには、判定帰還形の適応等化器
のＴS／２時間間隔のトランス・バーサル・フィルタで
構成されるフォワード・フィルタ部の奇数番目には、受
信アンテナ１からの受信信号が直交復調された直交する
ベースバンド波形が入力され、フォワード・フィルタ部
の偶数番目には、受信アンテナ２からの受信信号が同様
に直交復調された直交するベース・バンド波形が入力さ
れる。
化器のシンボル・レート時間間隔ごとに行なわれる、タ
ップ係数更新の時間ごとには、判定帰還形の適応等化器
のＴS／２時間間隔のトランス・バーサル・フィルタで
構成されるフォワード・フィルタ部の奇数番目には、受
信アンテナ１からの受信信号が直交復調された直交する
ベースバンド波形が入力され、フォワード・フィルタ部
の偶数番目には、受信アンテナ２からの受信信号が同様
に直交復調された直交するベース・バンド波形が入力さ
れる。
【００１９】判定帰還形の適応等化器のフォワード・フ
ィルタ部および、フィード・バック・フィルタ部のタッ
プ係数は、シンボル・レート時間間隔ごとに行われるの
で、フォワード・フィルタの奇数番目に入力された受信
アンテナ１からの直交するベース・バンド波形とフォワ
ード・フィルタの偶数番目に入力された受信アンテナ２
からの直交するベース・バンド波形は、よく知られた従
来のＬＭＳアルゴリズムあるいは、ＲＬＳアルゴリズム
により、適応等化される。
ィルタ部および、フィード・バック・フィルタ部のタッ
プ係数は、シンボル・レート時間間隔ごとに行われるの
で、フォワード・フィルタの奇数番目に入力された受信
アンテナ１からの直交するベース・バンド波形とフォワ
ード・フィルタの偶数番目に入力された受信アンテナ２
からの直交するベース・バンド波形は、よく知られた従
来のＬＭＳアルゴリズムあるいは、ＲＬＳアルゴリズム
により、適応等化される。
【００２０】すなわち、上記の構成手段により、遅延波
がある場合にも効果的に合成ダイバーシチ効果を持たせ
ることが可能となる。
がある場合にも効果的に合成ダイバーシチ効果を持たせ
ることが可能となる。
【００２１】
【実施例】以下に本発明の一実施例について、図面を用
いて説明する。
いて説明する。
【００２２】図１は本発明の一実施例における合成ダイ
バーシチ受信機の回路の構成を示したものである。同図
において、１，２は受信アンテナ、３，４は受信アンテ
ナ１、２からの受信信号を増幅して周波数変換する受信
部である。５，６は受信系における最小の通過帯域幅を
持つチャンネル・フィルタとしての中間周波数帯の帯域
フィルタ（ＩＦ，ＢＰＦ）である。７は中間周波数帯の
帯域フィルタ５，６の出力をディジタル変調波のシンボ
ル・レート（ＴS）の半分の時間間隔ごとに切替えるス
イッチ、８は直交復調器で、入力された受信アンテナ１
からの信号と受信アンテナ２からの信号を直交するベー
ス・バンド帯の信号に変換する。９はベース・バンドに
変換された直交するベース・バンド波形をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１０，１１，１２はそ
れぞれ判定帰還形の適応等化器を構成するフォワード・
フィルタ（ＦＦＦ）、フィード・バック・フィルタ（Ｆ
ＢＦ）、及び判定部である。なお、このフォワード・フ
ィルタ１０は、シンボル・レートの半分の時間間隔（Ｔ
S／２）ごとのトランス・バーサル形のフィルタであ
る。
バーシチ受信機の回路の構成を示したものである。同図
において、１，２は受信アンテナ、３，４は受信アンテ
ナ１、２からの受信信号を増幅して周波数変換する受信
部である。５，６は受信系における最小の通過帯域幅を
持つチャンネル・フィルタとしての中間周波数帯の帯域
フィルタ（ＩＦ，ＢＰＦ）である。７は中間周波数帯の
帯域フィルタ５，６の出力をディジタル変調波のシンボ
ル・レート（ＴS）の半分の時間間隔ごとに切替えるス
イッチ、８は直交復調器で、入力された受信アンテナ１
からの信号と受信アンテナ２からの信号を直交するベー
ス・バンド帯の信号に変換する。９はベース・バンドに
変換された直交するベース・バンド波形をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１０，１１，１２はそ
れぞれ判定帰還形の適応等化器を構成するフォワード・
フィルタ（ＦＦＦ）、フィード・バック・フィルタ（Ｆ
ＢＦ）、及び判定部である。なお、このフォワード・フ
ィルタ１０は、シンボル・レートの半分の時間間隔（Ｔ
S／２）ごとのトランス・バーサル形のフィルタであ
る。
【００２３】以上のような構成において、切替スイッチ
７は、時刻ｔ＝ｋ・ＴS／２（ｋは整数）ごとに切替え
られ、例えば時刻がＴS／２の偶数倍から奇数倍までの
間は、ＩＦ，ＢＰＦ１により帯域制限された受信アンテ
ナからの受信信号を直交復調器８に入力する。直交復調
器８で直交するベース・バンド帯の信号に変換された受
信アンテナ１からの受信信号と受信アンテナ２からの受
信信号は、判定帰還形の等化器のフォワード・フィルタ
に入力される。判定帰還形の等化器のタップ係数の更新
は時刻ｔ＝ｔｏ＋ｎＴｓ（ｎは整数、ｔｏは一定の定
数）ごとに行なうものとする。今、最大遅延がディジタ
ル変調波の１シンボル時間間隔（ＴS）程度の伝搬路を
仮定した場合の本発明の判定帰還形の適応等化部の入力
ベース・バンド波形およびタップ係数の関係は図２の構
成により説明される。
７は、時刻ｔ＝ｋ・ＴS／２（ｋは整数）ごとに切替え
られ、例えば時刻がＴS／２の偶数倍から奇数倍までの
間は、ＩＦ，ＢＰＦ１により帯域制限された受信アンテ
ナからの受信信号を直交復調器８に入力する。直交復調
器８で直交するベース・バンド帯の信号に変換された受
信アンテナ１からの受信信号と受信アンテナ２からの受
信信号は、判定帰還形の等化器のフォワード・フィルタ
に入力される。判定帰還形の等化器のタップ係数の更新
は時刻ｔ＝ｔｏ＋ｎＴｓ（ｎは整数、ｔｏは一定の定
数）ごとに行なうものとする。今、最大遅延がディジタ
ル変調波の１シンボル時間間隔（ＴS）程度の伝搬路を
仮定した場合の本発明の判定帰還形の適応等化部の入力
ベース・バンド波形およびタップ係数の関係は図２の構
成により説明される。
【００２４】図２において、２１，２２，２３はシンボ
ル・レート時間間隔の半分（ＴS／２）の遅延を持つ保
持回路で、２８はシンボル・レート時間間隔（ＴS）の
遅延を持つ保持回路である。２４，２５，２６，２７，
２９は、タップ係数の更新を計算するブロック３２によ
り計算されたタップ係数と保持回路２１，２２，２３，
２８で遅延された直交するベース・バンド波形と、判定
された直交するシンボルとの積算器である。３０は判定
器、３１は誤差検出回路、３３、３４は加算器である。
ル・レート時間間隔の半分（ＴS／２）の遅延を持つ保
持回路で、２８はシンボル・レート時間間隔（ＴS）の
遅延を持つ保持回路である。２４，２５，２６，２７，
２９は、タップ係数の更新を計算するブロック３２によ
り計算されたタップ係数と保持回路２１，２２，２３，
２８で遅延された直交するベース・バンド波形と、判定
された直交するシンボルとの積算器である。３０は判定
器、３１は誤差検出回路、３３、３４は加算器である。
【００２５】今、時刻ｔ＝ｎＴｓ＋ｔｏでのＩＦ，ＢＰ
Ｆ１により帯域制限された受信アンテナ１からの直交ベ
ース・バンド波形をＲ1（ｎ）とし、時刻ｔ＝ｎＴｓ＋
ＴS／２＋ｔｏでのＩＦ，ＢＰＦ２により帯域制限され
た受信アンテナ２からの受信信号の直交ベース・バンド
波形をＲ2（ｎ’）とし、時刻ｔ＝ｎＴｓ＋ｔｏでの遅
延された判定データをＤ（ｎ）とするとｔ＝ｎＴｓ＋ｔ
ｏにおける、次のタップ係数の更新に使用される各部の
ベース・バンド波形は、すなわち判定前の判定帰還形の
等化器の出力は、次式で表される。ここでｔ＝ｎＴｓ＋
ｔｏでの等化出力をＥ（ｎ）、各部のタップ係数をＣ4
（ｎ），Ｃ3（ｎ），Ｃ2（ｎ），Ｃ1（ｎ），Ｃ5（ｎ）
とする。 Ｅ（ｎ）＝Ｃ4（ｎ）・Ｒ2（ｎ’＋１）＋Ｃ3（ｎ）・
Ｒ1（ｎ＋１）＋Ｃ2（ｎ）・Ｒ2（ｎ’）＋Ｃ1（ｎ）・
Ｒ1（ｎ）＋Ｃ5（ｎ）・Ｄ（ｎ） タップ係数の更新はＴSごとに行なわれるため、受信ア
ンテナ１からの信号は常にＣ1，Ｃ3により制御され、受
信アンテナ２からの信号は常にＣ2，Ｃ4により制御され
る。このため、等化出力Ｅ（ｎ）は、受信アンテナ１か
らの信号と受信アンテナ２からの信号を効率的に合成
し、合わせて遅延波がある場合にも時間ダイバーシチ効
果を持つことになる。
Ｆ１により帯域制限された受信アンテナ１からの直交ベ
ース・バンド波形をＲ1（ｎ）とし、時刻ｔ＝ｎＴｓ＋
ＴS／２＋ｔｏでのＩＦ，ＢＰＦ２により帯域制限され
た受信アンテナ２からの受信信号の直交ベース・バンド
波形をＲ2（ｎ’）とし、時刻ｔ＝ｎＴｓ＋ｔｏでの遅
延された判定データをＤ（ｎ）とするとｔ＝ｎＴｓ＋ｔ
ｏにおける、次のタップ係数の更新に使用される各部の
ベース・バンド波形は、すなわち判定前の判定帰還形の
等化器の出力は、次式で表される。ここでｔ＝ｎＴｓ＋
ｔｏでの等化出力をＥ（ｎ）、各部のタップ係数をＣ4
（ｎ），Ｃ3（ｎ），Ｃ2（ｎ），Ｃ1（ｎ），Ｃ5（ｎ）
とする。 Ｅ（ｎ）＝Ｃ4（ｎ）・Ｒ2（ｎ’＋１）＋Ｃ3（ｎ）・
Ｒ1（ｎ＋１）＋Ｃ2（ｎ）・Ｒ2（ｎ’）＋Ｃ1（ｎ）・
Ｒ1（ｎ）＋Ｃ5（ｎ）・Ｄ（ｎ） タップ係数の更新はＴSごとに行なわれるため、受信ア
ンテナ１からの信号は常にＣ1，Ｃ3により制御され、受
信アンテナ２からの信号は常にＣ2，Ｃ4により制御され
る。このため、等化出力Ｅ（ｎ）は、受信アンテナ１か
らの信号と受信アンテナ２からの信号を効率的に合成
し、合わせて遅延波がある場合にも時間ダイバーシチ効
果を持つことになる。
【００２６】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、簡単
な構成で、遅延波がある周波数選択性フェージング下で
も有効に空間ダイバーシチ合成を行うことが可能とな
り、その効果は大なるものがある。
な構成で、遅延波がある周波数選択性フェージング下で
も有効に空間ダイバーシチ合成を行うことが可能とな
り、その効果は大なるものがある。
【図１】本発明の一実施例によるダイバーシチ受信機の
構成を示すブロック結線図
構成を示すブロック結線図
【図２】同ダイバーシチ受信機の判定帰還形の適応等化
器の入力波形を説明するための回路のブロック結線図
器の入力波形を説明するための回路のブロック結線図
【図３】従来の選択切替ダイバーシチ受信機のブロック
結線図
結線図
【図４】従来の判定帰還形の適応等化器を持つ受信機の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図５】従来のフォワード・フィルタ合成形の合成ダイ
バーシチ受信機のブロック結線図
バーシチ受信機のブロック結線図
１、２ 受信アンテナ ３、４ 受信部 ５、６ 帯域フィルタ ７ スイッチ ８ 直交復調器 ９ Ａ／Ｄコンバータ １０ フォワード・フィルタ １１ フィード・バック・フィルタ １２ 判定部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 裕理 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−10836（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−217111（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−95298（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−501366（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06
Claims (1)
- 【請求項１】 それぞれ第１、第２のアンテナを介し
て、ディジタル変調波を増幅・受信する第１、第２の受
信部と、それぞれ前記第１、第２の受信部の出力を最小
の通過帯域幅を持つ第１、第２の中間周波数帯フィルタ
と、前記中間周波数帯のフィルタの各出力をディジタル
変調波のシンボル・レート時間間隔の半分の時間間隔ご
とに切替えるスイッチと、直交するベース・バンド帯の
アナログ信号を順次デジタル信号に変換する信号変換手
段と、フォワード・フィルタ部が、ディジタル変調波の
シンボル・レート時間間隔の半分の遅延を持つトランス
バーサル形フィルタで構成され、前記信号変換手段の出
力から合成ダイバーシチ等化を行なう判定帰還形適応等
化器とを具備する合成ダイバーシチ受信機。
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