JP2858508B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に偏波ダイバーシティを用いるマルチパスフェージン
グ回線においてＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナス
となるような強度な干渉波が存在した場合の広帯域干渉
波の除去およびフェージングによる波形歪の適応等化を
行なう干渉波除去装置に関する。
特に偏波ダイバーシティを用いるマルチパスフェージン
グ回線においてＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナス
となるような強度な干渉波が存在した場合の広帯域干渉
波の除去およびフェージングによる波形歪の適応等化を
行なう干渉波除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＰＳＫやＱＡＭ変調波を用いたデ
ィジタルマイクロ波回線に対してＦＭ回線による干渉
や、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波などが問
題となることがある。特にディジタル伝送速度が高速の
場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、それ以
外の干渉波は広帯域の場合がある。また強度のマルチパ
スフェージング回線においてはダイバーシティ方式や適
応等化技術が不可欠で、見通し外通信のように伝搬距離
が大きな回線では整合フィルタ（ＭＦ）と判定帰還形等
化器（ＤＦＥ）を備える適応受信機が必要となる。また
見通し外通信方式での受信信号レベルは低い為、干渉波
レベルの方が高くなりやすい。このような強度の広帯域
干渉波を除去するにはダイバーシティブランチ（複数の
ダイバーシティ信号）間での干渉波どうしを逆相合成す
るパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ方式
がよく用いられている。この技術に関してはコンプトン
が“ザパワー・インバージョン・アダプティブ・アレ
イ：コンセプト アンド パフォーマンス”（アイ・イ
ー・イー トランズアクション オン エアロスペース
アンド エレクトロニク システムズ ヴォル エーイ
ーエス １５ ナンバー６ １９７９年１１月）として
発表している。
ィジタルマイクロ波回線に対してＦＭ回線による干渉
や、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波などが問
題となることがある。特にディジタル伝送速度が高速の
場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、それ以
外の干渉波は広帯域の場合がある。また強度のマルチパ
スフェージング回線においてはダイバーシティ方式や適
応等化技術が不可欠で、見通し外通信のように伝搬距離
が大きな回線では整合フィルタ（ＭＦ）と判定帰還形等
化器（ＤＦＥ）を備える適応受信機が必要となる。また
見通し外通信方式での受信信号レベルは低い為、干渉波
レベルの方が高くなりやすい。このような強度の広帯域
干渉波を除去するにはダイバーシティブランチ（複数の
ダイバーシティ信号）間での干渉波どうしを逆相合成す
るパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ方式
がよく用いられている。この技術に関してはコンプトン
が“ザパワー・インバージョン・アダプティブ・アレ
イ：コンセプト アンド パフォーマンス”（アイ・イ
ー・イー トランズアクション オン エアロスペース
アンド エレクトロニク システムズ ヴォル エーイ
ーエス １５ ナンバー６ １９７９年１１月）として
発表している。
【０００３】図３にマルチパスフェージング環境下での
広帯域干渉波の除去についてパワー・インバージョン・
アダプティブ・アレイを用いた従来技術の受信機の構成
図を示す。この偏波ダイバーシティ方式の受信機は、図
示されない偏波ダイバーシティ信号を受けるアンテナ，
Ｖ（垂直）およびＨ（水平）偏波信号を受信する二つの
受信回路から、入力端１および２にそれぞれダイバーシ
ティ信号を入力し、出力端３から判定データを出力して
いる。この受信機において、１１２と１１３は乗算器、
１１６は加算器、１１７は減算器、１１８と１１９はＡ
ＧＣ増幅器、１１４と１１５は相関器、１１０と１１１
はＡＧＣ増幅器、１２０は切替器（ＳＷ）、３１１は等
化器である。
広帯域干渉波の除去についてパワー・インバージョン・
アダプティブ・アレイを用いた従来技術の受信機の構成
図を示す。この偏波ダイバーシティ方式の受信機は、図
示されない偏波ダイバーシティ信号を受けるアンテナ，
Ｖ（垂直）およびＨ（水平）偏波信号を受信する二つの
受信回路から、入力端１および２にそれぞれダイバーシ
ティ信号を入力し、出力端３から判定データを出力して
いる。この受信機において、１１２と１１３は乗算器、
１１６は加算器、１１７は減算器、１１８と１１９はＡ
ＧＣ増幅器、１１４と１１５は相関器、１１０と１１１
はＡＧＣ増幅器、１２０は切替器（ＳＷ）、３１１は等
化器である。
【０００４】各ダイバーシティ信号（入力端１，２に入
力される中間周波数またはベースバンド信号である信号
Ａ，Ｂ）は、ＡＧＣ増幅器１１０と１１１によりフェー
ジングによるレベル変動が除かれた後、乗算器１１２と
１１３に通される。乗算器１１２と１１３では相関器１
１４および１１５からの複素タップ係数がそれぞれ乗じ
られる。これらのタップ係数は、ＡＧＣ増幅器１１０と
１１１出力とのダイバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器１
１８出力との相関値である。これらの相関値は乗算器１
１２と１１３の入力信号に対する伝達係数の複素共約と
なっており、乗算器１１２と１１３の出力は、位相に関
して互いに同相に、振幅に関しては入力の２乗になる。
従って乗算器１１２出力と１１３出力を加算器１１６で
合成することにより最大比合成が行われる。干渉波が存
在しない時、切替器１２０はＡＧＣ増幅器１１８出力の
最大比合成ルートを選択出力し、等化器（ＥＱＬ）３１
１に受信信号を供給し、等化器３１１はマルチパスフェ
ージングによる波形歪を除去した判定データを出力端子
３に出力する。
力される中間周波数またはベースバンド信号である信号
Ａ，Ｂ）は、ＡＧＣ増幅器１１０と１１１によりフェー
ジングによるレベル変動が除かれた後、乗算器１１２と
１１３に通される。乗算器１１２と１１３では相関器１
１４および１１５からの複素タップ係数がそれぞれ乗じ
られる。これらのタップ係数は、ＡＧＣ増幅器１１０と
１１１出力とのダイバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器１
１８出力との相関値である。これらの相関値は乗算器１
１２と１１３の入力信号に対する伝達係数の複素共約と
なっており、乗算器１１２と１１３の出力は、位相に関
して互いに同相に、振幅に関しては入力の２乗になる。
従って乗算器１１２出力と１１３出力を加算器１１６で
合成することにより最大比合成が行われる。干渉波が存
在しない時、切替器１２０はＡＧＣ増幅器１１８出力の
最大比合成ルートを選択出力し、等化器（ＥＱＬ）３１
１に受信信号を供給し、等化器３１１はマルチパスフェ
ージングによる波形歪を除去した判定データを出力端子
３に出力する。
【０００５】図３のダイバーシティ受信機に広帯域でＤ
／Ｕ比（干渉波と希望波の比）がマイナスとなるような
強力な干渉波が存在する場合、切替器１２０は減算器１
１７出力をＡＧＣ増幅器１１９を介して選択出力する。
この減算器１１７は乗算器１１２出力から乗算器１１３
出力を減じており、加算器１１６が位相について同相合
成を行うのに対し、減算器１１７は逆相合成を行うこと
で、干渉波の除去を行う。すなわち減算器１１７出力は
パワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ出力と
等価である。
／Ｕ比（干渉波と希望波の比）がマイナスとなるような
強力な干渉波が存在する場合、切替器１２０は減算器１
１７出力をＡＧＣ増幅器１１９を介して選択出力する。
この減算器１１７は乗算器１１２出力から乗算器１１３
出力を減じており、加算器１１６が位相について同相合
成を行うのに対し、減算器１１７は逆相合成を行うこと
で、干渉波の除去を行う。すなわち減算器１１７出力は
パワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ出力と
等価である。
【０００６】図４に図３の受信機における干渉除去の動
作説明図を示す。図４（ａ）と（ｄ）は、それぞれダイ
バーシティルート１，２（入力端１，２）の信号Ａ，Ｂ
を示している。ここで、各ルートの希望波をＳ１，Ｓ２
とし、干渉波Ｊ１，Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとな
るくらい干渉波が大きい時、干渉波どうし同相合成され
るように制御され、図４（ｂ）と（ｅ）に示すように、
乗算器１１２と１１３出力にて干渉波Ｊ１とＪ２とが振
幅および位相が等しくなる。この場合、図４（ｃ）は、
加算器１１６出力では干渉波Ｊ１とＪ２どうしの同相合
成を示している。一方、図４（ｆ）に示すように減算器
１１７では干渉波どうし逆相合成され、干渉波は除去さ
れ、希望信号波Ｓ１とＳ２のみ抽出されている。しかし
希望波Ｓ１とＳ２については最大比合成のみならず同相
合成すら行なわれないことになる。特に希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波Ｓ１とＳ２が消え
ることがある。信号ＡとＢが図４（ｇ）と（ｊ）のよう
にＳとＪとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器１１２と
１１３の出力は図４（ｈ）と（ｋ）のように一致する。
この時図４（ｉ）のように加算器１１６出力はＳもＪも
同相合成で、減算器１１７出力はＳもＪも逆相合成とな
る。すなわち干渉波Ｊ１とＪ２は除去されているが、希
望信号波Ｓ１もＳ２も消滅することになる。
作説明図を示す。図４（ａ）と（ｄ）は、それぞれダイ
バーシティルート１，２（入力端１，２）の信号Ａ，Ｂ
を示している。ここで、各ルートの希望波をＳ１，Ｓ２
とし、干渉波Ｊ１，Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとな
るくらい干渉波が大きい時、干渉波どうし同相合成され
るように制御され、図４（ｂ）と（ｅ）に示すように、
乗算器１１２と１１３出力にて干渉波Ｊ１とＪ２とが振
幅および位相が等しくなる。この場合、図４（ｃ）は、
加算器１１６出力では干渉波Ｊ１とＪ２どうしの同相合
成を示している。一方、図４（ｆ）に示すように減算器
１１７では干渉波どうし逆相合成され、干渉波は除去さ
れ、希望信号波Ｓ１とＳ２のみ抽出されている。しかし
希望波Ｓ１とＳ２については最大比合成のみならず同相
合成すら行なわれないことになる。特に希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波Ｓ１とＳ２が消え
ることがある。信号ＡとＢが図４（ｇ）と（ｊ）のよう
にＳとＪとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器１１２と
１１３の出力は図４（ｈ）と（ｋ）のように一致する。
この時図４（ｉ）のように加算器１１６出力はＳもＪも
同相合成で、減算器１１７出力はＳもＪも逆相合成とな
る。すなわち干渉波Ｊ１とＪ２は除去されているが、希
望信号波Ｓ１もＳ２も消滅することになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術の偏
波ダイバーシティ受信機では、干渉波を除去しようとす
ると、希望波についてダイバーシティの最大比合成ある
いは同相合成が行なわれないため、マルチパスフェージ
ング回線での適応等化による最適受信と干渉波除去とが
両立せず、場合によっては希望信号を消失させてしまう
と言う問題点がある。
波ダイバーシティ受信機では、干渉波を除去しようとす
ると、希望波についてダイバーシティの最大比合成ある
いは同相合成が行なわれないため、マルチパスフェージ
ング回線での適応等化による最適受信と干渉波除去とが
両立せず、場合によっては希望信号を消失させてしまう
と言う問題点がある。
【０００８】本発明の目的は、この問題点を解決するこ
とにあり、干渉除去に伴う希望波の消滅を防ぐことがで
き、ダイバーシティ効果を損なわないで強度広帯域干渉
波を除去し、マルチパス歪を効果的に除去することが可
能な干渉波除去装置を提供することにある。
とにあり、干渉除去に伴う希望波の消滅を防ぐことがで
き、ダイバーシティ効果を損なわないで強度広帯域干渉
波を除去し、マルチパス歪を効果的に除去することが可
能な干渉波除去装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明による干渉波除
去装置は、同一送信データで変調された垂直および水平
偏波の無線周波数信号を送信アンテナから送信する送信
機と、前記垂直および水平偏波の無線周波数信号を受信
アンテナに受ける受信機とを備える偏波ダイバーシティ
方式の干渉波除去装置において、前記送信機が、前記垂
直および水平偏波無線周波数信号間に所定の遅延時間差
を持たせて送信する送信手段と、前記送信アンテナの偏
波面を回転制御する送信アンテナ偏波回転制御手段とを
備え、前記受信機が、受信した前記垂直および水平偏波
無線周波数信号をそれぞれＡＧＣ増幅するＡＧＣ増幅器
と、前記ＡＧＣ増幅器各各の出力と前記ＡＧＣ増幅器に
対応する相関信号とをそれぞれ乗算する乗算器と、前記
二つの乗算器の出力を同相合成する加算器と、前記二つ
の乗算器出力を逆相合成する減算器と、前記加算器の出
力をＡＧＣ増幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅
器各各の出力と前記ＡＧＣ増幅手段の出力との相関をそ
れぞれとって前記相関信号を生じる相関器と、前記同相
合成出力と逆相合成出力とを切替る切替器と、前記切替
器の出力を適応受信する適応整合フィルタと、前記適応
整合フィルタの出力を判定帰還等化する判定帰還形等化
器と、前記受信アンテナの偏波面を回転制御する受信ア
ンテナ偏波回転制御手段とを備えている。
去装置は、同一送信データで変調された垂直および水平
偏波の無線周波数信号を送信アンテナから送信する送信
機と、前記垂直および水平偏波の無線周波数信号を受信
アンテナに受ける受信機とを備える偏波ダイバーシティ
方式の干渉波除去装置において、前記送信機が、前記垂
直および水平偏波無線周波数信号間に所定の遅延時間差
を持たせて送信する送信手段と、前記送信アンテナの偏
波面を回転制御する送信アンテナ偏波回転制御手段とを
備え、前記受信機が、受信した前記垂直および水平偏波
無線周波数信号をそれぞれＡＧＣ増幅するＡＧＣ増幅器
と、前記ＡＧＣ増幅器各各の出力と前記ＡＧＣ増幅器に
対応する相関信号とをそれぞれ乗算する乗算器と、前記
二つの乗算器の出力を同相合成する加算器と、前記二つ
の乗算器出力を逆相合成する減算器と、前記加算器の出
力をＡＧＣ増幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅
器各各の出力と前記ＡＧＣ増幅手段の出力との相関をそ
れぞれとって前記相関信号を生じる相関器と、前記同相
合成出力と逆相合成出力とを切替る切替器と、前記切替
器の出力を適応受信する適応整合フィルタと、前記適応
整合フィルタの出力を判定帰還等化する判定帰還形等化
器と、前記受信アンテナの偏波面を回転制御する受信ア
ンテナ偏波回転制御手段とを備えている。
【００１０】
【作用】本発明の干渉波除去装置は、偏波ダイバーシテ
ィを行うマルチパスフェージング回線の送信側にてダイ
バーシティブランチ間に一定の遅延時間差を持たせて送
信し、受信側ではダイバーシティブランチ間での干渉波
が逆相となるようにダイバーシティ合成を行うことによ
り、強度な広帯域干渉波を除去し、ダイバーシティブラ
ンチ間の送信シンボル遅延時間差により干渉除去に伴う
希望波の消滅を防ぎ、整合フィルタ（ＭＦ）および判定
帰還形等化器（ＤＦＥ）を用いることにより、ダイバー
シティ効果を損なわないで強度広帯域干渉波とマルチパ
ス歪を除去する。
ィを行うマルチパスフェージング回線の送信側にてダイ
バーシティブランチ間に一定の遅延時間差を持たせて送
信し、受信側ではダイバーシティブランチ間での干渉波
が逆相となるようにダイバーシティ合成を行うことによ
り、強度な広帯域干渉波を除去し、ダイバーシティブラ
ンチ間の送信シンボル遅延時間差により干渉除去に伴う
希望波の消滅を防ぎ、整合フィルタ（ＭＦ）および判定
帰還形等化器（ＤＦＥ）を用いることにより、ダイバー
シティ効果を損なわないで強度広帯域干渉波とマルチパ
ス歪を除去する。
【００１１】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の構成図である。また、図
２は図１の実施例の動作説明図である。
る。図１は本発明の一実施例の構成図である。また、図
２は図１の実施例の動作説明図である。
【００１２】図１に示す偏波ダイバーシティ方式の送信
機１１は、送信データを変調器（ＭＯＤ）１０１によっ
て中間周波数信号の送信データに周波数変換し、この送
信データを２分岐する。この送信データの一方は送信器
（ＴＸ）１０３により無線周波数信号に変換され、送信
アンテナ１０５のＶ偏波信号として送信される。中間周
波数信号の送信データの他方は、遅延素子１０２により
時間τだけ遅延された後、送信器（ＴＸ）１０４により
同一周波数の無線周波数信号に変換され、送信アンテナ
１０５によりＨ偏波信号として送信される。これらＶお
よびＨ偏波信号のペアが、偏波ダイバーシティのダイバ
ーシティブランチをなす。なお、この送信機１１は、後
述する送信アンテナ制御器１０６を備える。
機１１は、送信データを変調器（ＭＯＤ）１０１によっ
て中間周波数信号の送信データに周波数変換し、この送
信データを２分岐する。この送信データの一方は送信器
（ＴＸ）１０３により無線周波数信号に変換され、送信
アンテナ１０５のＶ偏波信号として送信される。中間周
波数信号の送信データの他方は、遅延素子１０２により
時間τだけ遅延された後、送信器（ＴＸ）１０４により
同一周波数の無線周波数信号に変換され、送信アンテナ
１０５によりＨ偏波信号として送信される。これらＶお
よびＨ偏波信号のペアが、偏波ダイバーシティのダイバ
ーシティブランチをなす。なお、この送信機１１は、後
述する送信アンテナ制御器１０６を備える。
【００１３】図１の受信機１２は、受信アンテナ１０７
のＶ偏波受信面から上記Ｖ偏波信号を受け、受信アンテ
ナ１０７のＨ偏波受信面から上記Ｈ偏波信号を受ける。
これらＶおよびＨ偏波受信信号は、それぞれ受信回路
（ＲＸ）１０８および１０９により中間周波数信号（ま
たはベースバンド信号）に変換される。これらの中間周
波数信号は、図３の受信機の説明における入力端１およ
び２の信号Ａおよび信号Ｂと同じである。以下、ＡＧＣ
増幅器１１０，１１１，乗算器１１２，１１３，相関器
１１４，１１５，加算器１１６，減算器１１７，ＡＧＣ
増幅器１１８，１１９，切替器１２０は、図３の従来技
術の受信機で述べたパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイを構成している。
のＶ偏波受信面から上記Ｖ偏波信号を受け、受信アンテ
ナ１０７のＨ偏波受信面から上記Ｈ偏波信号を受ける。
これらＶおよびＨ偏波受信信号は、それぞれ受信回路
（ＲＸ）１０８および１０９により中間周波数信号（ま
たはベースバンド信号）に変換される。これらの中間周
波数信号は、図３の受信機の説明における入力端１およ
び２の信号Ａおよび信号Ｂと同じである。以下、ＡＧＣ
増幅器１１０，１１１，乗算器１１２，１１３，相関器
１１４，１１５，加算器１１６，減算器１１７，ＡＧＣ
増幅器１１８，１１９，切替器１２０は、図３の従来技
術の受信機で述べたパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイを構成している。
【００１４】ここで、加算器１１６出力がダイバーシテ
ィの最大比合成出力に、減算器１１７出力がパワー・イ
ンバージョン・アダプティブ・アレイ出力に対応してい
る。すなわち干渉波が無い時には加算器１１６がダイバ
ーシティ合成信号を供給し、強度の干渉波がある場合に
は減算器１１７は干渉波が除去された信号を出力する。
なお、この受信機１２は、図３で述べた等化器３１１を
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１２１と判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１２２に分割して示し、また、後述する切替
制御器（ＳＷ ＣＯＮＴ）１２３と受信アンテナ制御器
（ＲＸ ＡＮＴＣＯＮＴ）１２４とを備えている。
ィの最大比合成出力に、減算器１１７出力がパワー・イ
ンバージョン・アダプティブ・アレイ出力に対応してい
る。すなわち干渉波が無い時には加算器１１６がダイバ
ーシティ合成信号を供給し、強度の干渉波がある場合に
は減算器１１７は干渉波が除去された信号を出力する。
なお、この受信機１２は、図３で述べた等化器３１１を
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１２１と判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１２２に分割して示し、また、後述する切替
制御器（ＳＷ ＣＯＮＴ）１２３と受信アンテナ制御器
（ＲＸ ＡＮＴＣＯＮＴ）１２４とを備えている。
【００１５】図２は図１の実施例の動作を説明するため
の図である。図１と図２を合せ参照し、この実施例の動
作を説明する。図２において、２０７は受信電界レベル
の変動、２０８は乗算器１１２出力での希望波Ｓ１のシ
ンボル列、２０９は乗算器１１２出力での干渉波Ｊ１、
２１０は乗算器１１３出力での希望波Ｓ２のシンボル
列、２１１は乗算器１１３出力での干渉波Ｊ１、２１２
は減算器１１７出力での希望波シンボル列、２１３は判
定帰還形等化器１２２出力での希望波シンボル列を、そ
れぞれ示している。
の図である。図１と図２を合せ参照し、この実施例の動
作を説明する。図２において、２０７は受信電界レベル
の変動、２０８は乗算器１１２出力での希望波Ｓ１のシ
ンボル列、２０９は乗算器１１２出力での干渉波Ｊ１、
２１０は乗算器１１３出力での希望波Ｓ２のシンボル
列、２１１は乗算器１１３出力での干渉波Ｊ１、２１２
は減算器１１７出力での希望波シンボル列、２１３は判
定帰還形等化器１２２出力での希望波シンボル列を、そ
れぞれ示している。
【００１６】受信アンテナ１０７のＶ偏波面にはＶ偏波
希望信号Ｓ１と干渉波源Ｊからの干渉波Ｊ１が受信さ
れ、Ｈ偏波面にはＨ偏波希望信号Ｓ２と干渉波源Ｊから
の干渉波Ｊ２とが受信される。干渉波レベルが強く、Ｄ
／Ｕ（希望波対干渉波レベル比）がマイナスの場合、従
来技術で述べたように乗算器１１２および１１３出力で
の干渉波は２０９および２１１に示すように同振幅同位
相に制御されている。従って減算器１１７により干渉波
どうしキャンセルしあい、干渉波が除去される。一方希
望波に関しては２０８および２１０に示すように受信シ
ンボル列が時間的にずれている。これは送信機１１にて
送信データの送信シンボル｛ａn ｝（ｎ＝…−２，−
１，０，１，２，…）に対してＶＨ偏波間でτだけ遅延
差を持たせているからである。ここでは遅延差τを５Ｔ
（Ｔはシンボル周期）に設定している。また受信電界レ
ベル２０７は伝搬路のフェージングによる変動を示して
いる。通常Ｖ偏波とＨ偏波の無線周波数信号は同一経路
を伝搬する。従って互いに無相関となる経路を利用する
空間ダイバーシティと異なり、偏波ダイバーシティブラ
ンチ間には多少相関がある。従って電界レベル２０７の
ような受信レベル変動はＶＨ両偏波に対して共通に影響
を及ぼす。電界レベル２０７において、斜線部は瞬断し
きい値以下となる領域であり、この部分は受信シンボル
列に対して瞬断を引き起こす。これに対応してシンボル
列２０８および２１０の斜線部で示した部分は信号が消
失した信号断となっている。
希望信号Ｓ１と干渉波源Ｊからの干渉波Ｊ１が受信さ
れ、Ｈ偏波面にはＨ偏波希望信号Ｓ２と干渉波源Ｊから
の干渉波Ｊ２とが受信される。干渉波レベルが強く、Ｄ
／Ｕ（希望波対干渉波レベル比）がマイナスの場合、従
来技術で述べたように乗算器１１２および１１３出力で
の干渉波は２０９および２１１に示すように同振幅同位
相に制御されている。従って減算器１１７により干渉波
どうしキャンセルしあい、干渉波が除去される。一方希
望波に関しては２０８および２１０に示すように受信シ
ンボル列が時間的にずれている。これは送信機１１にて
送信データの送信シンボル｛ａn ｝（ｎ＝…−２，−
１，０，１，２，…）に対してＶＨ偏波間でτだけ遅延
差を持たせているからである。ここでは遅延差τを５Ｔ
（Ｔはシンボル周期）に設定している。また受信電界レ
ベル２０７は伝搬路のフェージングによる変動を示して
いる。通常Ｖ偏波とＨ偏波の無線周波数信号は同一経路
を伝搬する。従って互いに無相関となる経路を利用する
空間ダイバーシティと異なり、偏波ダイバーシティブラ
ンチ間には多少相関がある。従って電界レベル２０７の
ような受信レベル変動はＶＨ両偏波に対して共通に影響
を及ぼす。電界レベル２０７において、斜線部は瞬断し
きい値以下となる領域であり、この部分は受信シンボル
列に対して瞬断を引き起こす。これに対応してシンボル
列２０８および２１０の斜線部で示した部分は信号が消
失した信号断となっている。
【００１７】減算器１１７出力では干渉波が除去されて
いるが、２１２に示すように信号断を有した受信シンボ
ル列となっている。一方、シンボル列２１２は希望波２
０８と２１０との差信号であり、１個のシンボルにそれ
ぞれ遅延差のあるシンボル２個が重なりあっている。シ
ンボル列２１２の上段を希望するブランチであるとする
と下段は符号間干渉と等価である。すなわちシンボル列
２１２は２波伝搬モデルによりマルチパス歪を受けた受
信信号で、かつ斜線部で示される信号断を有したものと
なっている。このようなマルチパス歪を受けた受信信号
に対しては適応整合フィルタ１２１と判定帰還形等化器
１２２とで構成される適応受信機が効果的である。この
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１２１と判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１２２による適応受信に関しては、渡辺孝次
郎により電子通信学会、通信方式研究会１９７９年２月
（ＣＳ７８−２０３）に“マルチパス伝送路における適
応受信方式”として提案されており、対流圏散乱通信に
おいてすでに実用化されている。
いるが、２１２に示すように信号断を有した受信シンボ
ル列となっている。一方、シンボル列２１２は希望波２
０８と２１０との差信号であり、１個のシンボルにそれ
ぞれ遅延差のあるシンボル２個が重なりあっている。シ
ンボル列２１２の上段を希望するブランチであるとする
と下段は符号間干渉と等価である。すなわちシンボル列
２１２は２波伝搬モデルによりマルチパス歪を受けた受
信信号で、かつ斜線部で示される信号断を有したものと
なっている。このようなマルチパス歪を受けた受信信号
に対しては適応整合フィルタ１２１と判定帰還形等化器
１２２とで構成される適応受信機が効果的である。この
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１２１と判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１２２による適応受信に関しては、渡辺孝次
郎により電子通信学会、通信方式研究会１９７９年２月
（ＣＳ７８−２０３）に“マルチパス伝送路における適
応受信方式”として提案されており、対流圏散乱通信に
おいてすでに実用化されている。
【００１８】適応整合フィルタ２０５は、受信信号に対
するインパルス応答の時間反転複素共約を畳み込むこと
により、伝送系のインパルス応答を対称化し、受信信号
のＳＮ比を最大化する。すなわちシンボル列２１２下段
の符号間干渉としてのシンボル−ａ0 成分の大半は２１
２上段の希望シンボルａ0 に時間領域の最大比合成され
る。同様にシンボル列２１２上段でシンボルａ1 からａ
4 の信号断となっている部分にはシンボル列２１２下段
の符号間干渉成分のａ1 からａ4 が最大比合成される。
すなわちシンボル列２１２斜線の信号消失している部分
には下段から希望信号が供給され、信号断を復旧させる
効果がある。この整合フィルタリングの後、伝搬路のマ
ルチパスフェージングを含めた最終的なマルチパス歪が
判定帰還形等化器１２１により除去され、信号断がなく
送信データと同じシンボル列２１３を復調することが可
能となる。すなわち、ここでは偏波面を媒体として時間
ダイバーシティ効果が得られていると解釈できる。
するインパルス応答の時間反転複素共約を畳み込むこと
により、伝送系のインパルス応答を対称化し、受信信号
のＳＮ比を最大化する。すなわちシンボル列２１２下段
の符号間干渉としてのシンボル−ａ0 成分の大半は２１
２上段の希望シンボルａ0 に時間領域の最大比合成され
る。同様にシンボル列２１２上段でシンボルａ1 からａ
4 の信号断となっている部分にはシンボル列２１２下段
の符号間干渉成分のａ1 からａ4 が最大比合成される。
すなわちシンボル列２１２斜線の信号消失している部分
には下段から希望信号が供給され、信号断を復旧させる
効果がある。この整合フィルタリングの後、伝搬路のマ
ルチパスフェージングを含めた最終的なマルチパス歪が
判定帰還形等化器１２１により除去され、信号断がなく
送信データと同じシンボル列２１３を復調することが可
能となる。すなわち、ここでは偏波面を媒体として時間
ダイバーシティ効果が得られていると解釈できる。
【００１９】さらに図１を参照すると、判定帰還形等化
器１２２からの判定データ信号により切替制御器１２３
は干渉波の有無を判断し、干渉波が無い場合には加算器
１１６出力を選択するよう、干渉波が有る場合には減算
器１１７出力を選択するように切替器１２０を制御す
る。
器１２２からの判定データ信号により切替制御器１２３
は干渉波の有無を判断し、干渉波が無い場合には加算器
１１６出力を選択するよう、干渉波が有る場合には減算
器１１７出力を選択するように切替器１２０を制御す
る。
【００２０】なお、干渉波がＶ偏波あるいはＨ偏波のい
ずれかで励振され、両偏波ダイバーシティブランチの一
方にしか受信されない場合には、パワー・インバージョ
ン・アダプティブ・アレイを用いた干渉除去が不可能と
なる。このような場合には送信アンテナ制御器１０６お
よび受信アンテナ制御器１２４により送信アンテナ１０
５および受信アンテナ１０７の偏波面を同一の角度を保
つように回転させる。この操作により偏波間の送受の直
交性を保ちながら干渉波成分が両偏波間に受信できるよ
うになり、以上述べた干渉除去動作が継続できる。
ずれかで励振され、両偏波ダイバーシティブランチの一
方にしか受信されない場合には、パワー・インバージョ
ン・アダプティブ・アレイを用いた干渉除去が不可能と
なる。このような場合には送信アンテナ制御器１０６お
よび受信アンテナ制御器１２４により送信アンテナ１０
５および受信アンテナ１０７の偏波面を同一の角度を保
つように回転させる。この操作により偏波間の送受の直
交性を保ちながら干渉波成分が両偏波間に受信できるよ
うになり、以上述べた干渉除去動作が継続できる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、偏波ダイ
バーシティ受信において、ダイバーシティブランチ間で
遅延時間差を持たせて送信し、受信側にて偏波ダイバー
シティブランチ間でパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイによる干渉除去を行い、干渉除去後の信号
を適応整合フィルタ（ＡＭＦ）および判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）を用いた適応受信機に通すことにより、従来
の干渉波除去に伴う希望信号波の消滅という問題点を解
決し、ダイバーシティ効果を保存しながら強度な広帯域
干渉波とマルチパス歪の除去を可能とする効果がある。
バーシティ受信において、ダイバーシティブランチ間で
遅延時間差を持たせて送信し、受信側にて偏波ダイバー
シティブランチ間でパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイによる干渉除去を行い、干渉除去後の信号
を適応整合フィルタ（ＡＭＦ）および判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）を用いた適応受信機に通すことにより、従来
の干渉波除去に伴う希望信号波の消滅という問題点を解
決し、ダイバーシティ効果を保存しながら強度な広帯域
干渉波とマルチパス歪の除去を可能とする効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】この実施例の動作説明図である。
【図３】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【図４】従来の干渉波除去装置の動作説明図である。
１，２ 入力端 ３ 出力端 １１ 送信機 １２ 受信機 １０１ 変調器（ＭＯＤ） １０２ 遅延素子 １０３，１０４ 送信器（ＴＸ） １０５ 送信アンテナ １０６ 送信アンテナ制御器（ＴＸ ＡＮＴ ＣＯＮ
Ｔ） １０７ 受信アンテナ １０８，１０９ 受信回路（ＲＸ） １１０，１１１，１１８，１１９ ＡＧＣ増幅器 １１２，１１３ 乗算器 １１４，１１５ 相関器 １１６ 加算器 １１７ 減算器 １２０ 切替スイッチ（ＳＷ） １２１ 適応整合フィルタ（ＡＭＦ） １２２ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １２３ 切替制御器（ＳＷ ＣＯＮＴ） １２４ 受信アンテナ制御器（ＲＸ ＡＮＴ ＣＯＮ
Ｔ） ３１１ 等化器（ＥＱＬ） ２０７ 受信電界レベル変動 ２０８ 乗算器１１２出力での希望波Ｓ１のシンボル
列 ２０９ 乗算器１１２出力での干渉波Ｊ１ ２１０ 乗算器１１３出力での希望波Ｓ２のシンボル
列 ２１１ 乗算器１１３出力での干渉波Ｊ１ ２１２ 減算器１１７出力での希望波シンボル列 ２１３ 判定帰還型等化器１２２出力での希望波シン
ボル列
Ｔ） １０７ 受信アンテナ １０８，１０９ 受信回路（ＲＸ） １１０，１１１，１１８，１１９ ＡＧＣ増幅器 １１２，１１３ 乗算器 １１４，１１５ 相関器 １１６ 加算器 １１７ 減算器 １２０ 切替スイッチ（ＳＷ） １２１ 適応整合フィルタ（ＡＭＦ） １２２ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １２３ 切替制御器（ＳＷ ＣＯＮＴ） １２４ 受信アンテナ制御器（ＲＸ ＡＮＴ ＣＯＮ
Ｔ） ３１１ 等化器（ＥＱＬ） ２０７ 受信電界レベル変動 ２０８ 乗算器１１２出力での希望波Ｓ１のシンボル
列 ２０９ 乗算器１１２出力での干渉波Ｊ１ ２１０ 乗算器１１３出力での希望波Ｓ２のシンボル
列 ２１１ 乗算器１１３出力での干渉波Ｊ１ ２１２ 減算器１１７出力での希望波シンボル列 ２１３ 判定帰還型等化器１２２出力での希望波シン
ボル列
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06 H01P 1/10 - 1/195 H01Q 3/00 - 3/46 H01Q 21/00 - 21/30 H01Q 23/00 H01Q 25/00 - 25/04
Claims (1)
- 【請求項１】 同一送信データで変調された垂直および
水平偏波の無線周波数信号を送信アンテナから送信する
送信機と、前記垂直および水平偏波の無線周波数信号を
受信アンテナに受ける受信機とを備える偏波ダイバーシ
ティ方式の干渉波除去装置において、 前記送信機が、前記垂直および水平偏波無線周波数信号
間に所定の遅延時間差を持たせて送信する送信手段と、
前記送信アンテナの偏波面を回転制御する送信アンテナ
偏波回転制御手段とを備え、 前記受信機が、受信した前記垂直および水平偏波無線周
波数信号をそれぞれＡＧＣ増幅するＡＧＣ増幅器と、前
記ＡＧＣ増幅器各各の出力と前記ＡＧＣ増幅器に対応す
る相関信号とをそれぞれ乗算する乗算器と、前記二つの
乗算器の出力を同相合成する加算器と、前記二つの乗算
器出力を逆相合成する減算器と、前記加算器の出力をＡ
ＧＣ増幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅器各各
の出力と前記ＡＧＣ増幅手段の出力との相関をそれぞれ
とって前記相関信号を生じる相関器と、前記同相合成出
力と逆相合成出力とを切替る切替器と、前記切替器の出
力を適応受信する適応整合フィルタと、前記適応整合フ
ィルタの出力を判定帰還等化する判定帰還形等化器と、
前記受信アンテナの偏波面を回転制御する受信アンテナ
偏波回転制御手段とを備えることを特徴とする干渉波除
去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21587892A JP2858508B2 (ja) | 1992-08-13 | 1992-08-13 | 干渉波除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21587892A JP2858508B2 (ja) | 1992-08-13 | 1992-08-13 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0661894A JPH0661894A (ja) | 1994-03-04 |
| JP2858508B2 true JP2858508B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=16679758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21587892A Expired - Fee Related JP2858508B2 (ja) | 1992-08-13 | 1992-08-13 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2858508B2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6081566A (en) * | 1994-08-02 | 2000-06-27 | Ericsson, Inc. | Method and apparatus for interference rejection with different beams, polarizations, and phase references |
| IL112233A (en) * | 1995-01-03 | 1998-02-22 | State Rafaelel Ministry Of Def | Adaptive polarization diversity system |
| JP2705623B2 (ja) * | 1995-03-22 | 1998-01-28 | 日本電気株式会社 | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 |
| JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 2000-09-25 | 日本電気株式会社 | 適応送受信装置 |
| JP4367527B2 (ja) | 2007-05-24 | 2009-11-18 | ソニー株式会社 | 通信装置、通信方法、通信システム及びプログラム |
| JP5020158B2 (ja) * | 2008-04-25 | 2012-09-05 | 日本電信電話株式会社 | 無線受信装置、干渉除去方法、無線通信システムおよび無線通信方法 |
| JP4623327B2 (ja) * | 2008-07-14 | 2011-02-02 | 日本電気株式会社 | 移動通信システム、基地局、干渉除去方法 |
| JP2012004918A (ja) * | 2010-06-17 | 2012-01-05 | Sharp Corp | 無線通信装置、受信方法およびそのプログラム |
| WO2012120657A1 (ja) | 2011-03-09 | 2012-09-13 | 株式会社日立製作所 | 偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システム |
| WO2014128906A1 (ja) * | 2013-02-22 | 2014-08-28 | 株式会社 日立製作所 | 無線通信システム、送信機、受信機、昇降機制御システム、及び、変電設備監視システム |
| US9306654B2 (en) * | 2014-01-10 | 2016-04-05 | Qualcomm Incorporated | Opportunistic active interference cancellation using RX diversity antenna |
| JP6006767B2 (ja) * | 2014-10-09 | 2016-10-12 | 株式会社日立製作所 | 偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システム |
| JP6624657B1 (ja) * | 2018-09-14 | 2019-12-25 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 無線通信装置、プログラムおよび無線通信システム |
-
1992
- 1992-08-13 JP JP21587892A patent/JP2858508B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0661894A (ja) | 1994-03-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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