JP3085042B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JP3085042B2 JP3085042B2 JP05210813A JP21081393A JP3085042B2 JP 3085042 B2 JP3085042 B2 JP 3085042B2 JP 05210813 A JP05210813 A JP 05210813A JP 21081393 A JP21081393 A JP 21081393A JP 3085042 B2 JP3085042 B2 JP 3085042B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に空間ダイバーシティ受信を用いたデジタル伝送回線
において広帯域干渉波が存在した場合に、そのD/U
(希望波対干渉波)比がマイナスからプラスにわたる任
意のD/U比に対しても干渉波を除去することができる
干渉波除去装置に関する。
特に空間ダイバーシティ受信を用いたデジタル伝送回線
において広帯域干渉波が存在した場合に、そのD/U
(希望波対干渉波)比がマイナスからプラスにわたる任
意のD/U比に対しても干渉波を除去することができる
干渉波除去装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、PSKやQAMを用いた自動車電
話通信やデジタルマイクロ波通信などの無線通信回線に
対しては、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波な
どが存在する場合に、特に高速デジタル伝送において
は、FM干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、隣接デジ
タル伝送路からの干渉波は広帯域干渉波となる。狭帯域
干渉波の除去は線形フィルタや非線形フィルタによる除
去方式を用いることで比較的容易に除去できる。一方広
帯域干渉波の除去は困難であるが、特に希望信号波より
も干渉波の方が高いレベルを持つ場合にはダイバーシテ
ィブランチ受信信号間での干渉波どうしを逆相合成する
ことで除去を行うパアー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイによる除去方式が効果的である。この技術は
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ:コンセプト アンドパフォーマンス”
アイ・イー・イー トランズアクション オン エアロ
スペース アンド エレクトロニク システムズ ヴォ
ル エーイーエス 15 ナンバー6 1979年11
月(IEE Transaction on Aero
space and erectronics Sys
tem Vol AES15,No6,1979/1
1)として発表されている。
話通信やデジタルマイクロ波通信などの無線通信回線に
対しては、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波な
どが存在する場合に、特に高速デジタル伝送において
は、FM干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、隣接デジ
タル伝送路からの干渉波は広帯域干渉波となる。狭帯域
干渉波の除去は線形フィルタや非線形フィルタによる除
去方式を用いることで比較的容易に除去できる。一方広
帯域干渉波の除去は困難であるが、特に希望信号波より
も干渉波の方が高いレベルを持つ場合にはダイバーシテ
ィブランチ受信信号間での干渉波どうしを逆相合成する
ことで除去を行うパアー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイによる除去方式が効果的である。この技術は
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ:コンセプト アンドパフォーマンス”
アイ・イー・イー トランズアクション オン エアロ
スペース アンド エレクトロニク システムズ ヴォ
ル エーイーエス 15 ナンバー6 1979年11
月(IEE Transaction on Aero
space and erectronics Sys
tem Vol AES15,No6,1979/1
1)として発表されている。
【0003】この種の広帯域干渉波の除去にパー・イン
バージョン・アダプティ・アレイを用いた従来例として
は図3に示すように、301と302は乗算器、303
は加算器、304は減算器、305,308,309は
AGC増幅器、306と307は相関器、310は切替
器、311は等化器である。この従来例において各ダイ
バーシティ入力1,2はAGC増幅器308,309に
おりフェージングによるレベル変動が除かれた後に、乗
算器301,302に入力される。この乗算器301,
302では相関器30,307からの複数タップ係数が
それぞれ乗じられる。これらの複素タップ係数は、AG
C増幅器308,309出力とダイバーシティ合成後の
AGC増幅器305出力との相関値である。これらの相
関値は乗算器301,302の入力信号に対する伝達係
数の複素共役となっており、乗算器301,302の出
力は位相に関して互いに同相に振幅に関しては入力の2
乗になる。従って乗算器301出力と302出力とを加
算器303で合成することにより最大比合成が行われ
る。干渉波が存在しない場合には切替器310は、AG
C増幅器305出力の最大比合成ルートを選択出力し、
等化器(EQL)311に受信信号を供給し、マルチパ
スフェージングによる波形歪が除去される。
バージョン・アダプティ・アレイを用いた従来例として
は図3に示すように、301と302は乗算器、303
は加算器、304は減算器、305,308,309は
AGC増幅器、306と307は相関器、310は切替
器、311は等化器である。この従来例において各ダイ
バーシティ入力1,2はAGC増幅器308,309に
おりフェージングによるレベル変動が除かれた後に、乗
算器301,302に入力される。この乗算器301,
302では相関器30,307からの複数タップ係数が
それぞれ乗じられる。これらの複素タップ係数は、AG
C増幅器308,309出力とダイバーシティ合成後の
AGC増幅器305出力との相関値である。これらの相
関値は乗算器301,302の入力信号に対する伝達係
数の複素共役となっており、乗算器301,302の出
力は位相に関して互いに同相に振幅に関しては入力の2
乗になる。従って乗算器301出力と302出力とを加
算器303で合成することにより最大比合成が行われ
る。干渉波が存在しない場合には切替器310は、AG
C増幅器305出力の最大比合成ルートを選択出力し、
等化器(EQL)311に受信信号を供給し、マルチパ
スフェージングによる波形歪が除去される。
【0004】このダイバーシティ受信機に広帯域干渉波
でD/U比がマイナスとなるような強力な干渉波が存在
する場合に、切替器310は減算器304出力を選択し
て出力する。この減算器304は乗算器301出力から
乗算器302出力を減じており、加算器303が位相に
ついて同相合成を行うのに対し、減算器304は逆相合
成を行うことで、干渉波を除去を行う。すわなち減算器
304出力はパー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイ出力と等価である。図4の説明図にその干渉除去の
動作を示す。図4(a),(b)はそれぞれ入力1と入
力2におけるダイバーシティプランチ受信信号を示して
いる。ここで、プランチの希望波をS1,S2とし、干
渉波をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくら
い干渉波が大きい場合には、加算器303出力は希望波
よりも干渉派生分のしめる比率が高くなる。加算器30
3出力をAGC増幅器305によりその振幅を正規化
し、これを基準信号として相関器306,307により
受信信号と相関を取ると、各ダイバーシティプランチで
の干渉波の振幅位相情報(伝達係数)を抽出することが
出来る。相関器306,307の出力は干渉波の伝達係
数の複素共約となっており、これらをそれぞれ乗算器3
01,302に乗じることで図4(c),(d)に示す
とおり、干渉波どうしを同相位相に制御できる。すなわ
ち加算器303にて干渉波の同相合成が行われ、この出
力が基準信号として上記で説明した相関ループの制御を
確立する。このように乗算器301,302出力では干
渉波J1,J2との振幅および位相が等しくなる。ここ
で減算器304出力では干渉波どうしが逆相合成される
ために、図4(e)に示すように干渉波が除去され、希
望信号波のみ抽出される。この動作がパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイによる干渉除去である。
一方、D/Uがプラスの場合、すなわち干渉波レベルが
希望波より低い場合を図4(f),(g),(h),
(i)および(j)に示す。図4(f),(g)は入力
1と入力2の希望波と干渉波のベクトル関係を示してい
る。希望波の方がレベル高いので、AGC増幅器305
出力の基準信号成分の大半は希望波であり、加算器30
3にて希望波が同相合成されるように制御される。すわ
わち乗算器301,302の出力では図4(h),
(i)に示すように希望波S1とS2とが同振幅同位相
になる。従って、減算器304出力では図4(j)に示
すとおり、希望波の方が除去され干渉波が残ってしま
う。
でD/U比がマイナスとなるような強力な干渉波が存在
する場合に、切替器310は減算器304出力を選択し
て出力する。この減算器304は乗算器301出力から
乗算器302出力を減じており、加算器303が位相に
ついて同相合成を行うのに対し、減算器304は逆相合
成を行うことで、干渉波を除去を行う。すわなち減算器
304出力はパー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイ出力と等価である。図4の説明図にその干渉除去の
動作を示す。図4(a),(b)はそれぞれ入力1と入
力2におけるダイバーシティプランチ受信信号を示して
いる。ここで、プランチの希望波をS1,S2とし、干
渉波をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくら
い干渉波が大きい場合には、加算器303出力は希望波
よりも干渉派生分のしめる比率が高くなる。加算器30
3出力をAGC増幅器305によりその振幅を正規化
し、これを基準信号として相関器306,307により
受信信号と相関を取ると、各ダイバーシティプランチで
の干渉波の振幅位相情報(伝達係数)を抽出することが
出来る。相関器306,307の出力は干渉波の伝達係
数の複素共約となっており、これらをそれぞれ乗算器3
01,302に乗じることで図4(c),(d)に示す
とおり、干渉波どうしを同相位相に制御できる。すなわ
ち加算器303にて干渉波の同相合成が行われ、この出
力が基準信号として上記で説明した相関ループの制御を
確立する。このように乗算器301,302出力では干
渉波J1,J2との振幅および位相が等しくなる。ここ
で減算器304出力では干渉波どうしが逆相合成される
ために、図4(e)に示すように干渉波が除去され、希
望信号波のみ抽出される。この動作がパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイによる干渉除去である。
一方、D/Uがプラスの場合、すなわち干渉波レベルが
希望波より低い場合を図4(f),(g),(h),
(i)および(j)に示す。図4(f),(g)は入力
1と入力2の希望波と干渉波のベクトル関係を示してい
る。希望波の方がレベル高いので、AGC増幅器305
出力の基準信号成分の大半は希望波であり、加算器30
3にて希望波が同相合成されるように制御される。すわ
わち乗算器301,302の出力では図4(h),
(i)に示すように希望波S1とS2とが同振幅同位相
になる。従って、減算器304出力では図4(j)に示
すとおり、希望波の方が除去され干渉波が残ってしま
う。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置では、D/U比がマイナスの場合には干渉波除
去が可能であるが、D/Uがプラスの場合には干渉波の
除去が不可能となる欠点がある。本発明は任意のD/U
比にて広帯域干渉波の除去を可能とする干渉波除去装置
を提供することにある。
除去装置では、D/U比がマイナスの場合には干渉波除
去が可能であるが、D/Uがプラスの場合には干渉波の
除去が不可能となる欠点がある。本発明は任意のD/U
比にて広帯域干渉波の除去を可能とする干渉波除去装置
を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信する
第1および第2の受信信号をそれぞれ正規化係数m1お
よびm2で所定値に利得制御する受信手段と、前記第1
および第2の受信信号に干渉する干渉信号の係数をそれ
ぞれ複素伝達係数をg1およびg2とし複素共役伝達係
数をg1*およびg2*とすると、複素乗算係数Wを
W=m1・g1/m2・g2=m1・g1・g2*/m
2・g2・g2*により求める演算手段と、前記複素乗
算係数Wを前記第2の受信信号に乗算する乗算手段と、
この乗算手段で得られた受信信号と前記第1の受信信号
とを減算する減算手段と、この減算手段の出力信号を適
応的に等化する等化手段とを有する。
は、ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信する
第1および第2の受信信号をそれぞれ正規化係数m1お
よびm2で所定値に利得制御する受信手段と、前記第1
および第2の受信信号に干渉する干渉信号の係数をそれ
ぞれ複素伝達係数をg1およびg2とし複素共役伝達係
数をg1*およびg2*とすると、複素乗算係数Wを
W=m1・g1/m2・g2=m1・g1・g2*/m
2・g2・g2*により求める演算手段と、前記複素乗
算係数Wを前記第2の受信信号に乗算する乗算手段と、
この乗算手段で得られた受信信号と前記第1の受信信号
とを減算する減算手段と、この減算手段の出力信号を適
応的に等化する等化手段とを有する。
【0007】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図1は本発明の一実施例の構成図、図2は図1の実
施例を動作を説明する説明図である。図1の実施例にお
いて、101,102,105はAGC増幅器、10
3,115,116は乗算器、104,117,118
は減算器、106は適応等化器、107,108は遅延
時間ηを有する遅延素子、109,110,111,1
12は相関器、113,114は複素共役器、119は
除算器から構成される。図2は図1の干渉波除去装置に
おける各部の演算処理の経過を示す。まず入力される希
望波Sと干渉波Jが伝搬路等による影響をモデル化して
希望波Sに対する入力1と入力2への複素伝達係数をh
1,h2とし、干渉波に対する入力1と入力2への複素
伝達係数をg1,g2とする。これらの伝達係数の振幅
と位相は伝搬路のフェージングにより常時時間変動して
いる。ここでデジタル伝送速度に対してこれらのフェー
ジング変動速度は十分遅いものとする。AGC増幅器1
01,102は空間ダイバーシティブランチの受信信号
の電力をある値に正規化するようにゲインm1およびm
2をそれぞれのブランチ受信信号に乗じる。すなわちA
GC増幅器101,102の出力r1,r2はそれぞれ
(1),(2)式となる。
る。図1は本発明の一実施例の構成図、図2は図1の実
施例を動作を説明する説明図である。図1の実施例にお
いて、101,102,105はAGC増幅器、10
3,115,116は乗算器、104,117,118
は減算器、106は適応等化器、107,108は遅延
時間ηを有する遅延素子、109,110,111,1
12は相関器、113,114は複素共役器、119は
除算器から構成される。図2は図1の干渉波除去装置に
おける各部の演算処理の経過を示す。まず入力される希
望波Sと干渉波Jが伝搬路等による影響をモデル化して
希望波Sに対する入力1と入力2への複素伝達係数をh
1,h2とし、干渉波に対する入力1と入力2への複素
伝達係数をg1,g2とする。これらの伝達係数の振幅
と位相は伝搬路のフェージングにより常時時間変動して
いる。ここでデジタル伝送速度に対してこれらのフェー
ジング変動速度は十分遅いものとする。AGC増幅器1
01,102は空間ダイバーシティブランチの受信信号
の電力をある値に正規化するようにゲインm1およびm
2をそれぞれのブランチ受信信号に乗じる。すなわちA
GC増幅器101,102の出力r1,r2はそれぞれ
(1),(2)式となる。
【0008】 r1=m1(h1S+g1J) …(1) r2=m2(h2S+g2J) …(2)
【0009】ここでm1およびm2の値は同一ではなく
各プランチにおけるD/U比および受信信号レベルに応
じて変化する。ACG増幅器102出力に乗算器103
により複素係数Wを乗じて、減算器104にてAGC増
幅器101出力から減じる。減算器104に干渉波Jが
出力されないためには、複素係数Wに対して(3),
(4)式の関係が成立する必要がある。
各プランチにおけるD/U比および受信信号レベルに応
じて変化する。ACG増幅器102出力に乗算器103
により複素係数Wを乗じて、減算器104にてAGC増
幅器101出力から減じる。減算器104に干渉波Jが
出力されないためには、複素係数Wに対して(3),
(4)式の関係が成立する必要がある。
【0010】 m1g1J−W・m2g2J=0 …(3) W=m1g1/m2g2=m1g1g2 */m2g2g2 *…(4)
【0011】(4)式のWが干渉波除去のための乗算器
103の係数である。適応等化器106は通常トランス
バーサルフィルタ構造となっており、その出力である判
定データ信号は受信機入力のSに比べて、トランスバー
スルフィルタのタップ数に応じた遅延量ηだけ遅れてい
る。従って、各ダイバーシティブランチ受信信号は遅延
素子107,108によりηだけ遅延させて相関器10
9,110とで相互相関係数を求める。相関器109の
出力は(5)式となる。
103の係数である。適応等化器106は通常トランス
バーサルフィルタ構造となっており、その出力である判
定データ信号は受信機入力のSに比べて、トランスバー
スルフィルタのタップ数に応じた遅延量ηだけ遅れてい
る。従って、各ダイバーシティブランチ受信信号は遅延
素子107,108によりηだけ遅延させて相関器10
9,110とで相互相関係数を求める。相関器109の
出力は(5)式となる。
【0012】 E[r1 *・S]=m1h1 *・E[S*・S]=m1h1 *…(5)
【0013】ここでEは期待値を取る操作を示し、*は
複素共役を取ることを示す。また希望波の自己相関係数
E[S*・S]は1となるように相関器のゲインは調整
されているものとする。同様に第2のブランチに対して
も、相関器110の出力は(6)式となる。
複素共役を取ることを示す。また希望波の自己相関係数
E[S*・S]は1となるように相関器のゲインは調整
されているものとする。同様に第2のブランチに対して
も、相関器110の出力は(6)式となる。
【0014】 E[r2 *・S]=m2h2 *・E[S*・S]=m2h2 * …(6)
【0015】また相関器111は第1と第2のブランチ
間の相互相関係数を求め、その出力は(7)式となる。
間の相互相関係数を求め、その出力は(7)式となる。
【0016】 E[r1・r2 *]=m1m2(h1h2 *+g1g2 *|J|2) …(7)
【0017】ここで|j|2は干渉波の自己相関係数E
[J・J*]を示す。相関器112は第2のブランチ信
号の自己相関係数を求め、その出力は(8)式となる。
[J・J*]を示す。相関器112は第2のブランチ信
号の自己相関係数を求め、その出力は(8)式となる。
【0018】 E[r2・r2 *]=m2 2(h2h2 *+g2g2 *|J|2) …(8)
【0019】複素共役器114は相関器109出力に対
して複素共役を取り、乗算器116により相関器109
出力と相関器110出力とが乗ぜられる。この出力を減
算器118により相関器111出力から減じた出力は
(9)式となる。
して複素共役を取り、乗算器116により相関器109
出力と相関器110出力とが乗ぜられる。この出力を減
算器118により相関器111出力から減じた出力は
(9)式となる。
【0020】 E[r1・r2 *]−{E[r1 *・S]}*・E[r2 *・S] =m1m2g1g2 *|J|2) …(9)
【0021】また複素共役器113により相関器110
出力の複素共役を取った値と、相関器110出力との積
を乗算器115に求め、これを相関器112出力から減
算器117により減じた出力は(10)式となる。
出力の複素共役を取った値と、相関器110出力との積
を乗算器115に求め、これを相関器112出力から減
算器117により減じた出力は(10)式となる。
【0022】 E[r2・r2 *]−{E[r2 *・S]}*・E[r2 *・S] =m2 2g2g2 *|J|2) …(10)
【0023】従って除算器119を用いて(9)式の減
算器118出力を(10)式の減算器117で除算を行
うと、その出力は(11)式となる。
算器118出力を(10)式の減算器117で除算を行
うと、その出力は(11)式となる。
【0024】 m1g1g2 */m2g2g2 * …(11)
【0025】(11)式は(4)式で示した干渉波除去
のための複素乗算係数Wと一致する。すなわち除算器1
19出力を乗算器103に供給することにより、干渉波
の除去が可能となる。伝搬路のフェージングにより
(4)式に示す伝達係数g1、g2およびAGC増幅器
のゲインm1、m2は時間変動をしているが、これらの
変化速度は伝送速度に比べ十分遅いので、相関操作はこ
れらの変化速度に追従できる。従って、伝送路が変動し
ていても、広帯域干渉波を除去するための係数が乗算器
103に適応的に供給され、干渉除去が確立する。また
乗算器103の係数を求める操作においては、D/U比
の値に依存しないで(4)式の最適解を求めているの
で、従来のパワー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイのようにD/U比がプラスの場合でも干渉波を除去
できる。
のための複素乗算係数Wと一致する。すなわち除算器1
19出力を乗算器103に供給することにより、干渉波
の除去が可能となる。伝搬路のフェージングにより
(4)式に示す伝達係数g1、g2およびAGC増幅器
のゲインm1、m2は時間変動をしているが、これらの
変化速度は伝送速度に比べ十分遅いので、相関操作はこ
れらの変化速度に追従できる。従って、伝送路が変動し
ていても、広帯域干渉波を除去するための係数が乗算器
103に適応的に供給され、干渉除去が確立する。また
乗算器103の係数を求める操作においては、D/U比
の値に依存しないで(4)式の最適解を求めているの
で、従来のパワー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイのようにD/U比がプラスの場合でも干渉波を除去
できる。
【0026】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、空間ダイ
バーシティ受信を用いたデジタル伝送系において、各ダ
イバーシティブランチの相互相関係数と第2のブランチ
信号である自己相関係数から希望波に関する相関係数を
消去することにより、干渉波に関する各ブランチ間の振
幅位相情報を求め、これらより干渉除去のための複素乗
算係数Wを演算することにより、任意のD/U比でも干
渉除去を可能とする。すなわち、従来のパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイでは不可能であった高
いD/Uの場合にも希望波の方が打消されることなく干
渉波を除去できる効果がある。
バーシティ受信を用いたデジタル伝送系において、各ダ
イバーシティブランチの相互相関係数と第2のブランチ
信号である自己相関係数から希望波に関する相関係数を
消去することにより、干渉波に関する各ブランチ間の振
幅位相情報を求め、これらより干渉除去のための複素乗
算係数Wを演算することにより、任意のD/U比でも干
渉除去を可能とする。すなわち、従来のパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイでは不可能であった高
いD/Uの場合にも希望波の方が打消されることなく干
渉波を除去できる効果がある。
【図1】本発明の一実施例の構成図である。
【図2】図1の実施例の演算処理過程の説明図である。
【図3】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【図4】従来例の説明図である。
101,102,105 ACG増幅器 103,115,116 乗算器 104 減算器 106 適応等化器 107,108 遅延素子 109,110,111,112 相関器 113,114 複素共役器 117,118 減算器 119 除算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06
Claims (2)
- 【請求項1】 ディジタル無線信号を空間ダイバーシテ
ィ受信する第1および第2の受信信号をそれぞれ正規化
係数m1およびm2で所定値に利得制御する受信手段
と、前記第1および第2の受信信号に干渉する干渉信号
の係数をそれぞれ複素伝達係数をg1およびg2とし複
素共役伝達係数をg1*およびg2*とすると、複素乗
算係数Wを W=m1・g1/m2・g2=m1・g1
・g2*/m2・g2・g2*により求める演算手段
と、前記複素乗算係数Wを前記第2の受信信号に乗算す
る乗算手段と、この乗算手段で得られた受信信号と前記
第1の受信信号とを減算する減算手段と、この減算手段
の出力信号を適応的に等化する等化手段とを有すること
を特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項2】 前記演算手段が前記等化手段出力の判定
データ信号と前記第1および第2の受信信号との相互相
関係数を求める手段と、前記第1および第2の受信信号
相互間の相関係数を求める手段とを含むことを特徴とす
る請求項1記載の干渉波除去装置。
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- 1994-05-12 US US08/241,629 patent/US5568523A/en not_active Expired - Fee Related
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