JPH073960B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH073960B2 JPH073960B2 JP2142239A JP14223990A JPH073960B2 JP H073960 B2 JPH073960 B2 JP H073960B2 JP 2142239 A JP2142239 A JP 2142239A JP 14223990 A JP14223990 A JP 14223990A JP H073960 B2 JPH073960 B2 JP H073960B2
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- interference wave
- interference
- adder
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は干渉波除去装置に関し、特にダイバーシティ方
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてD/
U（希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強い干
渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフェー
ジングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去装置
に関する。
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてD/
U（希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強い干
渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフェー
ジングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去装置
に関する。
（従来の技術） 従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回線に対
してFM回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉ま
たは妨害波などが問題となることがある。特に、ディジ
タル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と見な
されるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。ま
た、強度のマルチパスフェージング回線においてはダイ
バーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、見通し
外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ
（MF）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が
必要となる。マルチパスフェージング環境下での広帯域
干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去装置の一例を第
３図に示す。
してFM回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉ま
たは妨害波などが問題となることがある。特に、ディジ
タル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と見な
されるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。ま
た、強度のマルチパスフェージング回線においてはダイ
バーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、見通し
外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ
（MF）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が
必要となる。マルチパスフェージング環境下での広帯域
干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去装置の一例を第
３図に示す。
第３図において、301と302は乗算器、303は加算器、304
は減算器、305と308と309はAGC増幅器、306と307は相関
器、310は切換え器、311は適応等化器である。この従来
の干渉波除去装置は、２つのルートのそれぞれの受信信
号を２重ダイバーシティ合成し、該合成信号を適応等化
器（EQL）を用いる適応受信機に通して等化を行なって
いる。ダイバーシティ合成は加算器303で行われ、その
合成方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイ
バーシティ入力は、それぞれAGC増幅器308と309でフラ
ットフェージングによるレベル変動を除かれ、加算器30
3で最大比合成されるように乗算器301と302においてそ
れぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタップ係
数は、相関器306と307によるダイバーシティ合成後のAG
C増幅器305の出力と、AGC増幅器308および309の出力と
の間の相関値である。干渉波が存在しない時は切換え器
310はAGC増幅器305の出力を選択して出力し、適応等化
器（EQL）311に受信信号を供給する。この適応等化器31
1でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
は減算器、305と308と309はAGC増幅器、306と307は相関
器、310は切換え器、311は適応等化器である。この従来
の干渉波除去装置は、２つのルートのそれぞれの受信信
号を２重ダイバーシティ合成し、該合成信号を適応等化
器（EQL）を用いる適応受信機に通して等化を行なって
いる。ダイバーシティ合成は加算器303で行われ、その
合成方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイ
バーシティ入力は、それぞれAGC増幅器308と309でフラ
ットフェージングによるレベル変動を除かれ、加算器30
3で最大比合成されるように乗算器301と302においてそ
れぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタップ係
数は、相関器306と307によるダイバーシティ合成後のAG
C増幅器305の出力と、AGC増幅器308および309の出力と
の間の相関値である。干渉波が存在しない時は切換え器
310はAGC増幅器305の出力を選択して出力し、適応等化
器（EQL）311に受信信号を供給する。この適応等化器31
1でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
第３図の従来の干渉波除去装置において受信信号中に広
帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとなる
ような強力な干渉波が存在する場合、切換え器310は減
算器304の出力を選択して出力する。この減算器304は乗
算器301の出力から乗算器302の出力を減じており、加算
器303が位相について同相合成を行うのに対し、減算器3
04は逆相合成を行うことで干渉波の除去を行う。
帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとなる
ような強力な干渉波が存在する場合、切換え器310は減
算器304の出力を選択して出力する。この減算器304は乗
算器301の出力から乗算器302の出力を減じており、加算
器303が位相について同相合成を行うのに対し、減算器3
04は逆相合成を行うことで干渉波の除去を行う。
第４図にその干渉波除去の動作を示す。（ａ）と（ｄ）
はそれぞれダイバーシティルート1,2の入力1,2を示して
いる。ここで、各ルートの希望波をS1,S2とし、干渉波
をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくらい干渉波が大
きい時には、干渉波どうしが同相合成されるように制御
され、（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器301と302の
出力において干渉波J1とJ2の振幅および位相が等しくな
る。この場合、（ｃ）に示す加算器303の出力は、干渉
波どうしの同相合成を示している。一方、（ｆ）に示す
ように減算器304では干渉波どうしが逆相合成され、干
渉波は除去されて、希望信号波のみが抽出されている。
しかしS1とS2については、最大比合成のみならず同相合
成すら行なわれないことになる。特に、希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波が消えることがあ
る。入力１と入力２が（ｇ）と（ｊ）に示すようにＳと
Ｊとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器301と302の出力
は（ｈ）と（ｋ）に示すように一致する。この時（ｉ）
に示す加算器303の出力はＳもＪも同相合成となり
（ｌ）に示す減算器304の出力はＳもＪも逆相合成とな
る。すなわち干渉波は除去されているが、希望信号波も
消滅することになる。
はそれぞれダイバーシティルート1,2の入力1,2を示して
いる。ここで、各ルートの希望波をS1,S2とし、干渉波
をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくらい干渉波が大
きい時には、干渉波どうしが同相合成されるように制御
され、（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器301と302の
出力において干渉波J1とJ2の振幅および位相が等しくな
る。この場合、（ｃ）に示す加算器303の出力は、干渉
波どうしの同相合成を示している。一方、（ｆ）に示す
ように減算器304では干渉波どうしが逆相合成され、干
渉波は除去されて、希望信号波のみが抽出されている。
しかしS1とS2については、最大比合成のみならず同相合
成すら行なわれないことになる。特に、希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波が消えることがあ
る。入力１と入力２が（ｇ）と（ｊ）に示すようにＳと
Ｊとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器301と302の出力
は（ｈ）と（ｋ）に示すように一致する。この時（ｉ）
に示す加算器303の出力はＳもＪも同相合成となり
（ｌ）に示す減算器304の出力はＳもＪも逆相合成とな
る。すなわち干渉波は除去されているが、希望信号波も
消滅することになる。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去装置は、干渉波を除去しよう
とすると希望波についてダイバーシティの最大比合成ま
たは同相合成が行なわれないから、ダイバーシティ効果
が得られず、マルチパスフェージング回線での適応等化
による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっ
ては希望信号を消失させてしまうと言う欠点がある。
とすると希望波についてダイバーシティの最大比合成ま
たは同相合成が行なわれないから、ダイバーシティ効果
が得られず、マルチパスフェージング回線での適応等化
による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっ
ては希望信号を消失させてしまうと言う欠点がある。
そこで本発明の目的は、干渉波除去に伴う希望波の消滅
を防ぎかつダイバーシティ効果を損なわずに、強い広帯
域干渉波を除去し、さらにマルチパス歪を効果的に除去
することができる干渉波除去装置を提供することにあ
る。
を防ぎかつダイバーシティ効果を損なわずに、強い広帯
域干渉波を除去し、さらにマルチパス歪を効果的に除去
することができる干渉波除去装置を提供することにあ
る。
（課題を解決するための手段） 本発明に係る干渉波除去装置は、 ２つのルートを設定してそれぞれのルートの受信出力を
合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置であ
って、第１の希望信号と第１の干渉波でなる第１の受信
信号と、第２の希望信号と第２の干渉波でなる第２の受
信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の干渉波とが同
相となるように合成する第１の加算器と、該第１の加算
器の出力信号を正規化して正規化信号を得るAGC増幅器
と、前記第１の受信信号と前記正規化信号との相関を取
って第１の相関値を得る第１の相関器と、前記第２の受
信信号と前記正規化信号との相関を取って第２の相関値
を得る第２の相関器と、前記正規化信号に前記第１の相
関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化信号に前記第
２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記第１の受信信
号と前記第１の乗算器の出力信号との差を取って第１の
差信号を得る第１の減算器と、前記第２の受信信号と前
記第２の乗算器の出力信号との差を取って第２の差信号
を得る第２の減算器と、前記第１の差信号のS/N比を向
上させる第１の整合フィルタと、前記第２の差信号のS/
N比を向上させる第２の整合フィルタと、前記第１の整
合フィルタの出力信号と前記第２の整合フィルタの出力
信号とを合成する第２の加算器と、該第２の加算器の出
力信号の等化を行なう判定帰還形等化器とからなること
を特徴とする。
合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置であ
って、第１の希望信号と第１の干渉波でなる第１の受信
信号と、第２の希望信号と第２の干渉波でなる第２の受
信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の干渉波とが同
相となるように合成する第１の加算器と、該第１の加算
器の出力信号を正規化して正規化信号を得るAGC増幅器
と、前記第１の受信信号と前記正規化信号との相関を取
って第１の相関値を得る第１の相関器と、前記第２の受
信信号と前記正規化信号との相関を取って第２の相関値
を得る第２の相関器と、前記正規化信号に前記第１の相
関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化信号に前記第
２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記第１の受信信
号と前記第１の乗算器の出力信号との差を取って第１の
差信号を得る第１の減算器と、前記第２の受信信号と前
記第２の乗算器の出力信号との差を取って第２の差信号
を得る第２の減算器と、前記第１の差信号のS/N比を向
上させる第１の整合フィルタと、前記第２の差信号のS/
N比を向上させる第２の整合フィルタと、前記第１の整
合フィルタの出力信号と前記第２の整合フィルタの出力
信号とを合成する第２の加算器と、該第２の加算器の出
力信号の等化を行なう判定帰還形等化器とからなること
を特徴とする。
（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。第２図は本発明の干渉波除去動作
を説明する図である。
すブロック図である。第２図は本発明の干渉波除去動作
を説明する図である。
第１図において、１と２と８はAGC増幅器、３と４と９
と10は乗算器、５と６と11と12は相関器、７と17は加算
器、13と14は減算器、15と16は整合フィルタ（MF）、18
は判定帰還型等化器（DFE）である。
と10は乗算器、５と６と11と12は相関器、７と17は加算
器、13と14は減算器、15と16は整合フィルタ（MF）、18
は判定帰還型等化器（DFE）である。
第１図において、入力１と入力２の各ダイバーシティ入
力はそれぞれAGC増幅器１と２により振幅が１に正規化
され、加算器７で同相合成されるように乗算器３と４に
おいてそれぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらの
タップ係数は、相関器５と６によるダイバーシティ合成
後のAGC増幅器８の出力と、AGC増幅器１および２の出力
との間の相関値である。第１図の実施例の受信信号中に
広帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとな
るような強力な干渉波が存在する場合、入力１と入力２
での希望波と干渉波をそれぞれS1,J1,S2,J2とし、第２
図（ａ）と（ｄ）のように示されているとする。ここ
で、干渉波J1,J2は任意のレベルを有する広帯域干渉波
とする。またその発生源は１つで、この干渉波をＪと
し、ルート１の干渉波を J1＝A1exp（ｊφ１）・Ｊ …（１） でモデル化する。ここで、A1exp（ｊφ１）はＪに対す
るルート１の伝達関数である。同様にルート２に対して
も干渉波を J2＝A2exp（ｊφ２）・Ｊ …（２） とおく。
力はそれぞれAGC増幅器１と２により振幅が１に正規化
され、加算器７で同相合成されるように乗算器３と４に
おいてそれぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらの
タップ係数は、相関器５と６によるダイバーシティ合成
後のAGC増幅器８の出力と、AGC増幅器１および２の出力
との間の相関値である。第１図の実施例の受信信号中に
広帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとな
るような強力な干渉波が存在する場合、入力１と入力２
での希望波と干渉波をそれぞれS1,J1,S2,J2とし、第２
図（ａ）と（ｄ）のように示されているとする。ここ
で、干渉波J1,J2は任意のレベルを有する広帯域干渉波
とする。またその発生源は１つで、この干渉波をＪと
し、ルート１の干渉波を J1＝A1exp（ｊφ１）・Ｊ …（１） でモデル化する。ここで、A1exp（ｊφ１）はＪに対す
るルート１の伝達関数である。同様にルート２に対して
も干渉波を J2＝A2exp（ｊφ２）・Ｊ …（２） とおく。
この時、乗算器３と乗算器４の出力は、それぞれ（ｂ）
と（ｅ）に示すようになり、AGC増幅器１と２で正規化
された干渉波成分について同相合成されるように制御さ
れる。従って、加算器７の出力は（ｃ）に示すように干
渉波J1＋J2が希望波間に比べて支配的なレベルとなり、
希望波については同相合成されないから、そのレベルは
余り増大しない。さらに加算器（７）の出力は、AGC増
幅器８により正規化され、（ｆ）に示すようになる。こ
こで、ルート１の干渉波成分が基準になった場合、AGC
増幅器８の出力は Jr＝１・exp（ｊφ１）＋α（S1＋S2） …（３） で示される。ここでαは干渉波にAGCが掛かったことに
よる希望波に対するレベル縮小率である。
と（ｅ）に示すようになり、AGC増幅器１と２で正規化
された干渉波成分について同相合成されるように制御さ
れる。従って、加算器７の出力は（ｃ）に示すように干
渉波J1＋J2が希望波間に比べて支配的なレベルとなり、
希望波については同相合成されないから、そのレベルは
余り増大しない。さらに加算器（７）の出力は、AGC増
幅器８により正規化され、（ｆ）に示すようになる。こ
こで、ルート１の干渉波成分が基準になった場合、AGC
増幅器８の出力は Jr＝１・exp（ｊφ１）＋α（S1＋S2） …（３） で示される。ここでαは干渉波にAGCが掛かったことに
よる希望波に対するレベル縮小率である。
相関器11と12はそれぞれ、この正規化干渉波成分Jrとル
ート１およびルート２の受信信号との相関を取る。この
相関操作はAGC増幅器８の出力の複素共役と各ダイバー
シティ入力との積の平均を取ることにより行われる。な
お相関器11と12の相関値をそれぞれW1,W2とすれば、下
記のように示せる。
ート１およびルート２の受信信号との相関を取る。この
相関操作はAGC増幅器８の出力の複素共役と各ダイバー
シティ入力との積の平均を取ることにより行われる。な
お相関器11と12の相関値をそれぞれW1,W2とすれば、下
記のように示せる。
W1＝Ｅ［｛exp（‐ｊφ１） ＋α（S1＊＋S2＊）｝・（S1＋J1）］ ＝A1・Ｊ＋Δ１ …（４） W2＝Ｅ［｛exp（‐ｊφ１） ＋α（S1＊＋S2＊）｝・（S2＋J2）］ ＝A2・exp｛Ｊ（φ２−φ１）｝Ｊ＋Δ２ …（５） 上式において、Δ１とΔ２はJrに含まれる希望成分と入
力での希望波成分との相関値であるが、（３）式の希望
波成分は干渉波に対して小さく、それらの相関成分はき
わめて小さくなる。乗算器９と10は正規化された干渉波
成分Jrに（４），（５）式の複素係数W1およびW2を乗じ
る。すなわち乗算器９と10の出力はそれぞれ、（１），
（２）式で示されたJ1とJ2に近似される。第２図（ｇ）
と（ｊ）にその様子を示す。このJ1とJ2の推定値１と
２をそれぞれルート１とルート２の入力から減算器13
と14により減ずることにより、（ｈ）と（ｋ）に示すよ
うに入力１と入力２の各ダイバーシティルートについて
広帯域干渉波を除去できる。ところで、（ｇ）と（ｊ）
に示すように、乗算器９と10の出力には（３）式の希望
波成分に係数W1とW2がそれぞれ乗じられた希望成分W1α
（S1＋S2）とW2α（S1＋S2）とがそれぞれ含まれている
から、（ｈ）と（ｋ）に示すように本来の希望波S1、S2
のほかに、それぞれ−W1α（S1＋S2）と−W2α（S1＋S
2）とが加えられる。これらの成分は干渉となるがレベ
ルが低く、（ｉ）と（ｌ）に示すようにMF15と16により
遅延分散した希望波成分を基準タイミングに最大比合成
される。すなわちSN比の最大化が行なわれ、MF15と16の
出力は加算器17によりダイバーシティ合成が行なわれ
る。この加算器17の出力はDFE18に通され、符号間干渉
が除去される。以後の動作において干渉波が変動して
も、適応的に干渉波が除去され、マルチパスフェージン
グによる歪も除去される。
力での希望波成分との相関値であるが、（３）式の希望
波成分は干渉波に対して小さく、それらの相関成分はき
わめて小さくなる。乗算器９と10は正規化された干渉波
成分Jrに（４），（５）式の複素係数W1およびW2を乗じ
る。すなわち乗算器９と10の出力はそれぞれ、（１），
（２）式で示されたJ1とJ2に近似される。第２図（ｇ）
と（ｊ）にその様子を示す。このJ1とJ2の推定値１と
２をそれぞれルート１とルート２の入力から減算器13
と14により減ずることにより、（ｈ）と（ｋ）に示すよ
うに入力１と入力２の各ダイバーシティルートについて
広帯域干渉波を除去できる。ところで、（ｇ）と（ｊ）
に示すように、乗算器９と10の出力には（３）式の希望
波成分に係数W1とW2がそれぞれ乗じられた希望成分W1α
（S1＋S2）とW2α（S1＋S2）とがそれぞれ含まれている
から、（ｈ）と（ｋ）に示すように本来の希望波S1、S2
のほかに、それぞれ−W1α（S1＋S2）と−W2α（S1＋S
2）とが加えられる。これらの成分は干渉となるがレベ
ルが低く、（ｉ）と（ｌ）に示すようにMF15と16により
遅延分散した希望波成分を基準タイミングに最大比合成
される。すなわちSN比の最大化が行なわれ、MF15と16の
出力は加算器17によりダイバーシティ合成が行なわれ
る。この加算器17の出力はDFE18に通され、符号間干渉
が除去される。以後の動作において干渉波が変動して
も、適応的に干渉波が除去され、マルチパスフェージン
グによる歪も除去される。
（発明の効果） 本発明は、以上説明したように、各ダイバーシティルー
トで受信された干渉波が同相となるようにダイバーシテ
ィ受信信号を合成し、希望波のレベルを抑圧して干渉波
成分を抽出し、この干渉波成分から生成した推定干渉波
を各ダイバーシティルートの受信信号から減ずることに
より強度な広帯域干渉波を除去し、それぞれの信号のS/
N比を向上させる整合フィルタ（MF）の出力においてダ
イバーシティ合成を行い、その合成信号を判定帰還等化
器で等化することにより、ダイバーシティ効果を損なう
ことなくマルチパス歪を除去することができる。
トで受信された干渉波が同相となるようにダイバーシテ
ィ受信信号を合成し、希望波のレベルを抑圧して干渉波
成分を抽出し、この干渉波成分から生成した推定干渉波
を各ダイバーシティルートの受信信号から減ずることに
より強度な広帯域干渉波を除去し、それぞれの信号のS/
N比を向上させる整合フィルタ（MF）の出力においてダ
イバーシティ合成を行い、その合成信号を判定帰還等化
器で等化することにより、ダイバーシティ効果を損なう
ことなくマルチパス歪を除去することができる。
第１図は本発明の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動作を説
明する図、第３図は従来の干渉波除去装置の構成を示す
ブロック図、第４図は従来の干渉波除去装置の干渉波動
作を説明する図である。 1,2,8,305,308,309,……AGC増幅器、3,4,9,10,301,302
……乗算器、5,6,11,12,306,307……相関器、7,17303…
…加算器、13,14,304……減算器、15,16……整合フィル
タ（MF）、18……判定帰還型等化器（DFE）、310……切
換え器、311……適応等化器。
すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動作を説
明する図、第３図は従来の干渉波除去装置の構成を示す
ブロック図、第４図は従来の干渉波除去装置の干渉波動
作を説明する図である。 1,2,8,305,308,309,……AGC増幅器、3,4,9,10,301,302
……乗算器、5,6,11,12,306,307……相関器、7,17303…
…加算器、13,14,304……減算器、15,16……整合フィル
タ（MF）、18……判定帰還型等化器（DFE）、310……切
換え器、311……適応等化器。
Claims (1)
- 【請求項１】２つのルートを設定してそれぞれのルート
の受信出力を合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波
除去装置において、第１の希望信号と第１の干渉波でな
る第１の受信信号と、第２の希望信号と第２の干渉波で
なる第２の受信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の
干渉波とが同相となるように合成する第１の加算器と、
該第１の加算器の出力信号を正規化して正規化信号を得
るAGC増幅器と、前記第１の受信信号と前記正規化信号
との相関を取って第１の相関値を得る第１の相関器と、
前記第２の受信信号と前記正規化信号との相関を取って
第２の相関値を得る第２の相関器と、前記正規化信号に
前記第１の相関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化
信号に前記第２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記
第１の受信信号と前記第１の乗算器の出力信号との差を
取って第１の差信号を得る第１の減算器と、前記第２の
受信信号と前記第２の乗算器の出力信号との差を取って
第２の差信号を得る第２の減算器と、前記第１の差信号
のS/N比を向上させる第１の整合フィルタと、前記第２
の差信号のS/N比を向上させる第２の整合フィルタと、
前記第１の整合フィルタの出力信号と前記第２の整合フ
ィルタの出力信号とを合成する第２の加算器と、該第２
の加算器の出力信号の等化を行なう判定帰還形等化器と
からなることを特徴とする干渉波除去装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142239A JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
| US07/707,120 US5335359A (en) | 1990-05-31 | 1991-05-30 | Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer |
| EP96203037A EP0757456B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Diversity receivers |
| EP91304948A EP0459823B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142239A JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0435547A JPH0435547A (ja) | 1992-02-06 |
| JPH073960B2 true JPH073960B2 (ja) | 1995-01-18 |
Family
ID=15310672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2142239A Expired - Lifetime JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH073960B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2541503B2 (ja) * | 1994-04-28 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JP3287971B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-06-04 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
| JP3325735B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-09-17 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
| JP2010507337A (ja) * | 2006-10-17 | 2010-03-04 | インターデイジタル テクノロジー コーポレーション | 送信機が発生する雑音を除去するために混成適応型干渉キャンセラーを有する送受信機 |
-
1990
- 1990-05-31 JP JP2142239A patent/JPH073960B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0435547A (ja) | 1992-02-06 |
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