JP2762836B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JP2762836B2 JP2762836B2 JP4089061A JP8906192A JP2762836B2 JP 2762836 B2 JP2762836 B2 JP 2762836B2 JP 4089061 A JP4089061 A JP 4089061A JP 8906192 A JP8906192 A JP 8906192A JP 2762836 B2 JP2762836 B2 JP 2762836B2
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- signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信の干渉波除去
装置に利用する。特に、マルチパスフェージング回線で
広帯域干渉波が存在する場合に干渉波の除去およびマル
チパス歪の適応等化を行う干渉波除去装置に関するもの
である。
装置に利用する。特に、マルチパスフェージング回線で
広帯域干渉波が存在する場合に干渉波の除去およびマル
チパス歪の適応等化を行う干渉波除去装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来例の干渉波除去装置のブロッ
ク構成図である。図５は従来例の干渉波除去装置の動作
を示す図である。
ク構成図である。図５は従来例の干渉波除去装置の動作
を示す図である。
【０００３】従来、干渉波除去装置は、図４に示すよう
にマルチパス歪を除去する判定帰還形等化器（ＤＥＦ、
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚ
ｅｒ）で補助入力を利用して干渉波除去を行っていた。
にマルチパス歪を除去する判定帰還形等化器（ＤＥＦ、
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚ
ｅｒ）で補助入力を利用して干渉波除去を行っていた。
【０００４】図４において、１０１Ａはトランスバーサ
ルフィルタで構成された前方フィルタ、１０２はトラン
スバーサルフィルタで構成された後方フィルタ、１０４
は判定器、１０６、１０５、４０７および４０８は減算
器、４０６はトランスバーサルフィルタで構成された線
型フィルタならびに４０９は基準信号発生回路である。
ルフィルタで構成された前方フィルタ、１０２はトラン
スバーサルフィルタで構成された後方フィルタ、１０４
は判定器、１０６、１０５、４０７および４０８は減算
器、４０６はトランスバーサルフィルタで構成された線
型フィルタならびに４０９は基準信号発生回路である。
【０００５】前方フィルタ１０１Ａの入力までの構成要
素である線型フィルタ４０６、減算器４０７、４０８お
よび基準信号発生回路４０９からなる部分は、アダプテ
ィブノイズキャンセラとしてしられており、バーナード
・ウィドロー、サミュエル・ディ・スターン著の「アダ
プティブ・シグナル・プロセッシング」（プレンティス
・ホール出版１９８５年）に詳細に記述されている。
素である線型フィルタ４０６、減算器４０７、４０８お
よび基準信号発生回路４０９からなる部分は、アダプテ
ィブノイズキャンセラとしてしられており、バーナード
・ウィドロー、サミュエル・ディ・スターン著の「アダ
プティブ・シグナル・プロセッシング」（プレンティス
・ホール出版１９８５年）に詳細に記述されている。
【０００６】図５において、スペクトラム５０１は主ア
ンテナで受信された希望波Ｓおよび広帯域干渉波Ｊのス
ペクトラムを示す。スペクトラム５０２は補助アンテナ
で受信された広帯域干渉波Ｊ′のスペクトラムを示す。
ここで、主入力と補助入力とにおける広帯域干渉波Ｊ、
Ｊ′とはともに１つの干渉波源によるものとし、伝搬経
路の相違により互いに独立なマルチパス歪を受けて広帯
域干渉波Ｊ、Ｊ′のように異なるスペクトラムとなって
いる。
ンテナで受信された希望波Ｓおよび広帯域干渉波Ｊのス
ペクトラムを示す。スペクトラム５０２は補助アンテナ
で受信された広帯域干渉波Ｊ′のスペクトラムを示す。
ここで、主入力と補助入力とにおける広帯域干渉波Ｊ、
Ｊ′とはともに１つの干渉波源によるものとし、伝搬経
路の相違により互いに独立なマルチパス歪を受けて広帯
域干渉波Ｊ、Ｊ′のように異なるスペクトラムとなって
いる。
【０００７】線形フィルタ４０６は広帯域干渉波Ｊ′を
トランスバーサルフィルタリングしスペクトラム５０１
の広帯域干渉波Ｊの推定値としてスペクトラムＰＪを出
力する。スペクトラムＰＪを減算器４０７により主入力
から減算することで、干渉波Ｊを除去する。除去後、ス
ペクトラム５０４の希望波Ｓは前方フィルタ１０１Ａ、
後方フィルタ１０２、判定器１０４および減算器１０
６、４０７で構成される判定帰還形等化器で適応等化さ
れる。
トランスバーサルフィルタリングしスペクトラム５０１
の広帯域干渉波Ｊの推定値としてスペクトラムＰＪを出
力する。スペクトラムＰＪを減算器４０７により主入力
から減算することで、干渉波Ｊを除去する。除去後、ス
ペクトラム５０４の希望波Ｓは前方フィルタ１０１Ａ、
後方フィルタ１０２、判定器１０４および減算器１０
６、４０７で構成される判定帰還形等化器で適応等化さ
れる。
【０００８】線形フィルタ４０６のタップ係数修正に
は、通常データ中にバースト的に配置された既知の基準
信号（トレーニング信号）を用いて行われる。基準信号
発生回路４０９の出力信号と減算器４０７の出力信号と
の誤差信号を減算器４０８で求め、この誤差信号と線形
フィルタ４０６の各タップ信号とに基づきＬＭＳアルゴ
リズム（最小２乗平均アルゴリズム）などによりタップ
修正を行い、干渉除去のためのタップ係数を求める。す
なわち、誤差信号の２乗平均を最小化する適応フィルタ
動作は、補助入力の広帯域干渉波Ｊ′に対して行われ、
主アンテナの広帯域干渉波Ｊの推定を目的としている。
は、通常データ中にバースト的に配置された既知の基準
信号（トレーニング信号）を用いて行われる。基準信号
発生回路４０９の出力信号と減算器４０７の出力信号と
の誤差信号を減算器４０８で求め、この誤差信号と線形
フィルタ４０６の各タップ信号とに基づきＬＭＳアルゴ
リズム（最小２乗平均アルゴリズム）などによりタップ
修正を行い、干渉除去のためのタップ係数を求める。す
なわち、誤差信号の２乗平均を最小化する適応フィルタ
動作は、補助入力の広帯域干渉波Ｊ′に対して行われ、
主アンテナの広帯域干渉波Ｊの推定を目的としている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来例の干渉波除去装置では、補助アンテナに希望波が受
信されていないことを前提としており、もし補助入力に
も希望波成分が含まれている場合には、希望波信号成分
に不要なマルチパス歪を与え、または、主入力と補助入
力との間での希望波成分どうしがキャンセルしあう可能
性がある問題点があった。また、補助入力に対する線形
フィルタを用いているために、線形フィルタの各タップ
に分布する受信機雑音が主入力に加えられ、その雑音増
幅効果により十分な干渉除去を行うタップ係数に収束し
ない問題点があった。さらに、干渉除去用線形フィルタ
のタップ修正にトレーニング信号をバースト周期で用い
ているために、干渉波のマルチパルス変動がトレーニン
グ周期より速い場合には、線形フィルタのタップ修正が
追従できない問題点があった。
来例の干渉波除去装置では、補助アンテナに希望波が受
信されていないことを前提としており、もし補助入力に
も希望波成分が含まれている場合には、希望波信号成分
に不要なマルチパス歪を与え、または、主入力と補助入
力との間での希望波成分どうしがキャンセルしあう可能
性がある問題点があった。また、補助入力に対する線形
フィルタを用いているために、線形フィルタの各タップ
に分布する受信機雑音が主入力に加えられ、その雑音増
幅効果により十分な干渉除去を行うタップ係数に収束し
ない問題点があった。さらに、干渉除去用線形フィルタ
のタップ修正にトレーニング信号をバースト周期で用い
ているために、干渉波のマルチパルス変動がトレーニン
グ周期より速い場合には、線形フィルタのタップ修正が
追従できない問題点があった。
【００１０】本発明は上記の問題点を解決するもので、
干渉波除去にともなう希望波どうしのキャンセルを防
ぎ、また雑音増幅効果による影響を受けず、さらに干渉
波除去用のトレーニング信号を用いることなくマルチパ
ルス歪を受けた広帯域干渉波を除去できる干渉波除去装
置を提供することを目的とする。
干渉波除去にともなう希望波どうしのキャンセルを防
ぎ、また雑音増幅効果による影響を受けず、さらに干渉
波除去用のトレーニング信号を用いることなくマルチパ
ルス歪を受けた広帯域干渉波を除去できる干渉波除去装
置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、主アンテナか
らの受信信号を通過する前方フィルタと、入力する判定
信号を入力する誤差信号に基づきフィルタリイグを行う
後方フィルタと、上記前方フィルタの出力信号からこの
後方フィルタの出力信号を減算する第一の減算器と、こ
の第一の減算器の出力信号を判定して上記誤差信号およ
び上記判定信号を出力する判定手段とを備え、上記前方
フィルタおよび上記後方フィルタはトランスバーサルフ
ィルタで構成された干渉波除去装置において、上記前方
フィルタは入力する制御信号に基づきタップ数を１タッ
プに切替える手段を含み、上記判定信号を入力する推定
干渉波信号に基づき非線形フィルタリングを行って推定
希望波信号を出力するレプリカフィルタと、上記前方フ
ィルタからの出力信号からこのレプリカフィルタの出力
信号を減算し上記推定干渉波を出力する第二の減算器
と、上記制御信号に基づきこの第二の減算器の出力信号
を出力するゲート回路と、上記前方フィルタと上記第一
の減算器との間に挿入され上記前方フィルタの出力信号
からこの第二の減算器の出力信号を減算してこの第一の
減算器に与える第三の減算器と、上記制御信号を出力す
る制御回路とを備えたことを特徴とする。
らの受信信号を通過する前方フィルタと、入力する判定
信号を入力する誤差信号に基づきフィルタリイグを行う
後方フィルタと、上記前方フィルタの出力信号からこの
後方フィルタの出力信号を減算する第一の減算器と、こ
の第一の減算器の出力信号を判定して上記誤差信号およ
び上記判定信号を出力する判定手段とを備え、上記前方
フィルタおよび上記後方フィルタはトランスバーサルフ
ィルタで構成された干渉波除去装置において、上記前方
フィルタは入力する制御信号に基づきタップ数を１タッ
プに切替える手段を含み、上記判定信号を入力する推定
干渉波信号に基づき非線形フィルタリングを行って推定
希望波信号を出力するレプリカフィルタと、上記前方フ
ィルタからの出力信号からこのレプリカフィルタの出力
信号を減算し上記推定干渉波を出力する第二の減算器
と、上記制御信号に基づきこの第二の減算器の出力信号
を出力するゲート回路と、上記前方フィルタと上記第一
の減算器との間に挿入され上記前方フィルタの出力信号
からこの第二の減算器の出力信号を減算してこの第一の
減算器に与える第三の減算器と、上記制御信号を出力す
る制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
【作用】前方フィルタは制御回路からの制御信号に基づ
きタップ数を１タップに切替える。レプリカフィルタは
判定手段からの判定信号を推定干渉波信号に基づき非線
形フィルタリングを行って推定希望波信号を出力する。
第二の減算器は前方フィルタからの出力信号からこのレ
プリカフィルタの出力信号を減算し上記推定干渉波をレ
プリカフィルタに出力する。ゲート回路は上記制御信号
に基づき第二の減算器の出力信号を出力する。前方フィ
ルタと第一の減算器との間に挿入された第三の減算器は
前方フィルタの出力信号からこの第二の減算器の出力信
号を減算して第一の減算器に与える。
きタップ数を１タップに切替える。レプリカフィルタは
判定手段からの判定信号を推定干渉波信号に基づき非線
形フィルタリングを行って推定希望波信号を出力する。
第二の減算器は前方フィルタからの出力信号からこのレ
プリカフィルタの出力信号を減算し上記推定干渉波をレ
プリカフィルタに出力する。ゲート回路は上記制御信号
に基づき第二の減算器の出力信号を出力する。前方フィ
ルタと第一の減算器との間に挿入された第三の減算器は
前方フィルタの出力信号からこの第二の減算器の出力信
号を減算して第一の減算器に与える。
【００１３】以上により干渉波除去にともなう希望波ど
うしのキャンセルを防ぎ、また雑音増幅効果による影響
を受けず、さらに干渉波除去用のトレーニング信号を用
いることなくマルチパルス歪を受けた広帯域干渉波を除
去できる。
うしのキャンセルを防ぎ、また雑音増幅効果による影響
を受けず、さらに干渉波除去用のトレーニング信号を用
いることなくマルチパルス歪を受けた広帯域干渉波を除
去できる。
【００１４】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して説明
する。図１は本発明一実施例干渉波除去装置のブロック
構成図である。図２は本発明の干渉波除去装置の前方フ
ィルタ、後方フィルタおよびレプリカフィルタのブロッ
ク構成図である。
する。図１は本発明一実施例干渉波除去装置のブロック
構成図である。図２は本発明の干渉波除去装置の前方フ
ィルタ、後方フィルタおよびレプリカフィルタのブロッ
ク構成図である。
【００１５】図１および図２において、干渉波除去装置
は、主アンテナからの受信信号を通過する前方フィルタ
１０１と、入力する判定信号を入力する誤差信号に基づ
きフィルタリングを行う後方フィルタ１０２と、前方フ
ィルタ１０１の出力信号から後方フィルタ１０２の出力
信号を減算する第一の減算器として減算器１０６と、減
算器１０６の出力信号を判定して上記誤差信号および上
記判定信号を出力する判定手段として判定器１０４およ
び減算器１０５とを備え、前方フィルタ１０１および後
方フィルタ１０２はトランスバーサルフィルタで構成さ
れる。
は、主アンテナからの受信信号を通過する前方フィルタ
１０１と、入力する判定信号を入力する誤差信号に基づ
きフィルタリングを行う後方フィルタ１０２と、前方フ
ィルタ１０１の出力信号から後方フィルタ１０２の出力
信号を減算する第一の減算器として減算器１０６と、減
算器１０６の出力信号を判定して上記誤差信号および上
記判定信号を出力する判定手段として判定器１０４およ
び減算器１０５とを備え、前方フィルタ１０１および後
方フィルタ１０２はトランスバーサルフィルタで構成さ
れる。
【００１６】ここで本発明の特徴とするところは、前方
フィルタ１０１は入力する制御信号に基づきタップ数を
１タップに切替える手段を含み、上記判定信号を入力す
る推定干渉波信号に基づき非線形フィルタリングを行っ
て推定希望波信号を出力するレプリカフィルタ１０３
と、前方フィルタ１０１からの出力信号からレプリカフ
ィルタ１０３の出力信号を減算し上記推定干渉波を出力
する第二の減算器として減算器１０８と、上記制御信号
に基づき減算器１０８の出力信号を出力するゲート回路
１０９と、前方フィルタ１０１と減算器１０６との間に
挿入され前方フィルタ１０１の出力信号から減算器１０
８の出力信号を減算して減算器１０６に与える第三の減
算器として減算器１０７と、上記制御信号を出力する制
御回路１１０とを備えたことにある。
フィルタ１０１は入力する制御信号に基づきタップ数を
１タップに切替える手段を含み、上記判定信号を入力す
る推定干渉波信号に基づき非線形フィルタリングを行っ
て推定希望波信号を出力するレプリカフィルタ１０３
と、前方フィルタ１０１からの出力信号からレプリカフ
ィルタ１０３の出力信号を減算し上記推定干渉波を出力
する第二の減算器として減算器１０８と、上記制御信号
に基づき減算器１０８の出力信号を出力するゲート回路
１０９と、前方フィルタ１０１と減算器１０６との間に
挿入され前方フィルタ１０１の出力信号から減算器１０
８の出力信号を減算して減算器１０６に与える第三の減
算器として減算器１０７と、上記制御信号を出力する制
御回路１１０とを備えたことにある。
【００１７】また、前方フィルタ１０１、後方フィルタ
１０２およびレプリカフィルタ１０３はトランスバーサ
ルフィルタで構成さる。
１０２およびレプリカフィルタ１０３はトランスバーサ
ルフィルタで構成さる。
【００１８】このような構成の干渉波除去装置の動作に
ついて説明する。図３は本発明の干渉波除去装置の動作
を示す図である。
ついて説明する。図３は本発明の干渉波除去装置の動作
を示す図である。
【００１９】図２において、送信シンボル列｛ａｎ｝は
インパルス応答２０１を有する伝搬路を経由して前方フ
ィルタ１０１に入力される。インパルス応答２０１のサ
ンプリング値をｈｉとすると、希望波のｉ番目サンフリ
ング値は Ｓｉ＝Σｈｍａi-m ここで、Σはｍが「０」から「＋∞」までの総和であ
る。と示される。ここでは、最小位相推移フェージング
を取扱う。したがって、プレカーソルはなく、ポストカ
ーソルのみ存在するために、式にて、ｍを「０」から
総和を求めている。この最小位相推移フェージングの場
合に、伝搬路インパルス応答ではプレカーソルが存在し
ないが、受信機側での再生クロック位相がマルチパス状
態によりずれるために、相対的に多少プレカーソルが生
じる。したがって、マルチパス波が主波より遅れる最小
位相推移フェージング伝搬路でも、判定帰還形等化器に
おいて前方フィルタが用いられる。この場合に、プレカ
ーソルがポストカーソルに比べて非常に小さいために、
実際には前方フィルタを省略しても多少のプレカーソル
による符号間干渉は除去できないが実用上問題ない。
インパルス応答２０１を有する伝搬路を経由して前方フ
ィルタ１０１に入力される。インパルス応答２０１のサ
ンプリング値をｈｉとすると、希望波のｉ番目サンフリ
ング値は Ｓｉ＝Σｈｍａi-m ここで、Σはｍが「０」から「＋∞」までの総和であ
る。と示される。ここでは、最小位相推移フェージング
を取扱う。したがって、プレカーソルはなく、ポストカ
ーソルのみ存在するために、式にて、ｍを「０」から
総和を求めている。この最小位相推移フェージングの場
合に、伝搬路インパルス応答ではプレカーソルが存在し
ないが、受信機側での再生クロック位相がマルチパス状
態によりずれるために、相対的に多少プレカーソルが生
じる。したがって、マルチパス波が主波より遅れる最小
位相推移フェージング伝搬路でも、判定帰還形等化器に
おいて前方フィルタが用いられる。この場合に、プレカ
ーソルがポストカーソルに比べて非常に小さいために、
実際には前方フィルタを省略しても多少のプレカーソル
による符号間干渉は除去できないが実用上問題ない。
【００２０】広帯域干渉波をＪとし、シンボル間隔Ｔで
サンプリングされた値をＳn とする。前方フィルタ１０
１の入力での受信信号サンプル値ｒn は ｒn ＝Ｓn ＋Ｊn で示され、そのスペクトラムは図３に示すスペクトラム
３０１のようになっているとする。すなわち希望波Ｓと
干渉波Ｊは互いに独立なマルチパス歪を受けているもの
とする。
サンプリングされた値をＳn とする。前方フィルタ１０
１の入力での受信信号サンプル値ｒn は ｒn ＝Ｓn ＋Ｊn で示され、そのスペクトラムは図３に示すスペクトラム
３０１のようになっているとする。すなわち希望波Ｓと
干渉波Ｊは互いに独立なマルチパス歪を受けているもの
とする。
【００２１】干渉除去動作を行うときには、前方フィル
タ１０１を基準タップＣ0 の１タップに切替える。この
１タップに切替える理由については後述する。１タップ
に切替える手段としては、図１に示す制御回路１１０か
らの制御信号により図２に示す開閉器１０１ｃを開放す
る方法、または複素乗算器１０１ｂのタップ係数Ｃ1、
Ｃ2 を零とする方法などが考えられる。また干渉除去を
行うときには、制御回路１１０からの制御信号によりゲ
ート回路１０９を短絡する。
タ１０１を基準タップＣ0 の１タップに切替える。この
１タップに切替える理由については後述する。１タップ
に切替える手段としては、図１に示す制御回路１１０か
らの制御信号により図２に示す開閉器１０１ｃを開放す
る方法、または複素乗算器１０１ｂのタップ係数Ｃ1、
Ｃ2 を零とする方法などが考えられる。また干渉除去を
行うときには、制御回路１１０からの制御信号によりゲ
ート回路１０９を短絡する。
【００２２】前方フィルタ１０１では式に示す受信信
号ｒn にタップ係数Ｃ0 が乗じられるために、図３に示
すスペクトラム３０２に示す希望波Ｓa ′および干渉波
Ｊ′のｉ番目サンプル値は、 Ｓi ′＝ΣＣ0 ｈm ａi-m ここで、Σはｍが「０」から「−∞」までの総和を示
す。
号ｒn にタップ係数Ｃ0 が乗じられるために、図３に示
すスペクトラム３０２に示す希望波Ｓa ′および干渉波
Ｊ′のｉ番目サンプル値は、 Ｓi ′＝ΣＣ0 ｈm ａi-m ここで、Σはｍが「０」から「−∞」までの総和を示
す。
【００２３】Ｊi ′＝Ｃ0 Ｊi となっている。伝搬路のインパルス応答が図２に示すイ
ンパルス応答２０１のように３Ｔ遅れ波までで近似でき
る場合に、レプリカフィルタ１０３のタップ数として４
タップ用意する。判定器出力がＰａ0 の場合に、レプリ
カフィルタ１０３の出力は、 ＰＳ0 ′＝ΣＷm Ｐａ0-m ここで、Σはｍが「０」から「＋３」までの総和であ
る。と示される。判定出力が正しいと仮定した場合に、
Ｐａi ≒ａi であるから、式、、から減算器１０
８出力の誤差信号ε２は次式で示される。
ンパルス応答２０１のように３Ｔ遅れ波までで近似でき
る場合に、レプリカフィルタ１０３のタップ数として４
タップ用意する。判定器出力がＰａ0 の場合に、レプリ
カフィルタ１０３の出力は、 ＰＳ0 ′＝ΣＷm Ｐａ0-m ここで、Σはｍが「０」から「＋３」までの総和であ
る。と示される。判定出力が正しいと仮定した場合に、
Ｐａi ≒ａi であるから、式、、から減算器１０
８出力の誤差信号ε２は次式で示される。
【００２４】 ε２＝Σ（Ｃ0 ｈm −Ｗm ）ａ0-m ＋Ｃ0 Ｊi ここで、Σはｍが「０」から「＋３」までの総和であ
る。
る。
【００２５】式に示す誤差信号ε２の２乗平均を最小
とするレプリカフィルタタップ係数Ｗm は一般にウィー
ナー・ホップ方程式から求めることができるが、タップ
係数が複素数の場合には、直交原理を用いると容易にそ
の正規方程式を求めることができる。すなわち、 Ε［ε２・Ｐａi ］＝０ ここで、Εは期待値を示す。から下記正規方程式を得
る。
とするレプリカフィルタタップ係数Ｗm は一般にウィー
ナー・ホップ方程式から求めることができるが、タップ
係数が複素数の場合には、直交原理を用いると容易にそ
の正規方程式を求めることができる。すなわち、 Ε［ε２・Ｐａi ］＝０ ここで、Εは期待値を示す。から下記正規方程式を得
る。
【００２６】Ｃ0 ｈm ＝Ｗm ここで、ｍ＝０、１、２、３ この場合に、すでに正規方程式はレプリカフィルタタッ
プ係数の解そのもののとなっている。すなわちその解
は、インパルス応答２０１のサンプル値に前方フィルタ
１０１の基準タップ係数Ｃ0 を乗じたものとなってい
る。式を式に代入すると、 ε２＝Ｃ0 Ｊi となり、図３において干渉波Ｊ′の推定干渉波ＰＪのス
ペクトラム３０４はスペクトラム３０２における干渉波
Ｊ′のスペクトラムと一致する。この減算器１０８の出
力推定干渉波ＰＪ′のスペクトラム３０４を前方フィル
タ１０１の出力スペクトラム３０５（希望波Ｓa ′＋干
渉波Ｊ′）から減算器１０７で減じることで干渉波Ｊ′
を除去できる。ここで干渉波Ｊ′から推定干渉波ＰＪ′
を求める手段における処理時間は干渉波の信号変化速度
に比べて無視できるくらい小さいために、遅延時間がな
い干渉除去が可能である。すなわち広帯域干渉波の除去
が可能となる。
プ係数の解そのもののとなっている。すなわちその解
は、インパルス応答２０１のサンプル値に前方フィルタ
１０１の基準タップ係数Ｃ0 を乗じたものとなってい
る。式を式に代入すると、 ε２＝Ｃ0 Ｊi となり、図３において干渉波Ｊ′の推定干渉波ＰＪのス
ペクトラム３０４はスペクトラム３０２における干渉波
Ｊ′のスペクトラムと一致する。この減算器１０８の出
力推定干渉波ＰＪ′のスペクトラム３０４を前方フィル
タ１０１の出力スペクトラム３０５（希望波Ｓa ′＋干
渉波Ｊ′）から減算器１０７で減じることで干渉波Ｊ′
を除去できる。ここで干渉波Ｊ′から推定干渉波ＰＪ′
を求める手段における処理時間は干渉波の信号変化速度
に比べて無視できるくらい小さいために、遅延時間がな
い干渉除去が可能である。すなわち広帯域干渉波の除去
が可能となる。
【００２７】上述したように、伝搬路がたとえ最小位相
推移性であっても多少のプレカーソルが存在する。この
場合に、上記干渉除去において判定帰還形等化器の前方
フィルタのタップ数を３とした場合に、シンボルａ0 よ
り先行して送信されたシンボルａ-1、ａ-2の成分にタッ
プ係数Ｃ1 、Ｃ2 およびプレカーソルを乗じたものが前
方フィルタの出力に含まれることになる。
推移性であっても多少のプレカーソルが存在する。この
場合に、上記干渉除去において判定帰還形等化器の前方
フィルタのタップ数を３とした場合に、シンボルａ0 よ
り先行して送信されたシンボルａ-1、ａ-2の成分にタッ
プ係数Ｃ1 、Ｃ2 およびプレカーソルを乗じたものが前
方フィルタの出力に含まれることになる。
【００２８】一方、レプリカフィルタ１０３の各タップ
シンボルａ0 より先行しているシンボルａ-1、ａ-2の成
分が存在しない。したがって前方フィルタ１０１が１タ
ップでない限り正しい推定希望波信号ＰＳ′（スペクト
ラム３０３）を作り出せない。この場合に、スペクトラ
ム３０２中の希望波信号Ｓa ′と推定希望波信号Ｐｓ′
との誤差が判定器にまで入力され、伝搬路マルチパス歪
以外に不要な歪を作り出す。したがって、多少プレカー
ソルが存在してもこの場合に、前方フィルタ１０１を１
タップに切替えて干渉除去を行った方がマルチパス歪の
除去と広帯域干渉波の除去を効率良く行える。また、干
渉波が存在しない場合には、ゲート回路１０９を開放
し、開閉器１０１ｃを短絡し、通常の判定帰還形等化器
として動作させる。以上述べた理由により干渉除去動作
時のみ前方フィルタ１０１のタップ数を１タップに切替
る制御を行う。
シンボルａ0 より先行しているシンボルａ-1、ａ-2の成
分が存在しない。したがって前方フィルタ１０１が１タ
ップでない限り正しい推定希望波信号ＰＳ′（スペクト
ラム３０３）を作り出せない。この場合に、スペクトラ
ム３０２中の希望波信号Ｓa ′と推定希望波信号Ｐｓ′
との誤差が判定器にまで入力され、伝搬路マルチパス歪
以外に不要な歪を作り出す。したがって、多少プレカー
ソルが存在してもこの場合に、前方フィルタ１０１を１
タップに切替えて干渉除去を行った方がマルチパス歪の
除去と広帯域干渉波の除去を効率良く行える。また、干
渉波が存在しない場合には、ゲート回路１０９を開放
し、開閉器１０１ｃを短絡し、通常の判定帰還形等化器
として動作させる。以上述べた理由により干渉除去動作
時のみ前方フィルタ１０１のタップ数を１タップに切替
る制御を行う。
【００２９】図３に示すスペクラム３０５に示す広帯域
干渉が除去された後の希望波Ｓa ′は後方フィルタ１０
２が出力するスペクトラム３０６を減じられて適応等化
されたスペクトラム３０７（希望波ＳC ′）となり、干
渉除去とは独立にマルチパス伝搬による符号間干渉も判
定帰還形等化器により除去される。
干渉が除去された後の希望波Ｓa ′は後方フィルタ１０
２が出力するスペクトラム３０６を減じられて適応等化
されたスペクトラム３０７（希望波ＳC ′）となり、干
渉除去とは独立にマルチパス伝搬による符号間干渉も判
定帰還形等化器により除去される。
【００３０】上述のように、本実施例は、補助アンテナ
またはダイバーシティアンテナなどからの受信信号を用
いずに、主アンテナ１本からの信号のみで干渉除去を行
うために、希望波どうしでキャンセルしあうことは無
い。また雑音も符号間干渉も含まない判定信号をレプリ
カフィルタにより非線形フィルタリング処理を行ってお
り、ノイズキャンセラーのような線形フィルタリングを
行っていないので、干渉除去に伴う雑音増幅効果による
劣化が生じない。さらに干渉除去用のトレーニング信号
を用いることが無いので伝送効率を向上できる。また特
に最小位相推移フェージング回線では広帯域干渉の除去
とマルチパスによる符号間干渉の適応等化とが効率良く
両立させることができる。
またはダイバーシティアンテナなどからの受信信号を用
いずに、主アンテナ１本からの信号のみで干渉除去を行
うために、希望波どうしでキャンセルしあうことは無
い。また雑音も符号間干渉も含まない判定信号をレプリ
カフィルタにより非線形フィルタリング処理を行ってお
り、ノイズキャンセラーのような線形フィルタリングを
行っていないので、干渉除去に伴う雑音増幅効果による
劣化が生じない。さらに干渉除去用のトレーニング信号
を用いることが無いので伝送効率を向上できる。また特
に最小位相推移フェージング回線では広帯域干渉の除去
とマルチパスによる符号間干渉の適応等化とが効率良く
両立させることができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、干渉波
除去にともなう希望波どうしのキャンセルを防ぎ、また
雑音増幅効果による影響を受けず、さらに干渉波除去用
のトレーニング信号を用いることなくマルチパルス歪を
受けた広帯域干渉波を除去できる優れた効果がある。
除去にともなう希望波どうしのキャンセルを防ぎ、また
雑音増幅効果による影響を受けず、さらに干渉波除去用
のトレーニング信号を用いることなくマルチパルス歪を
受けた広帯域干渉波を除去できる優れた効果がある。
【図１】本発明一実施例干渉波除去装置のブロック構成
図。
図。
【図２】本発明の干渉波除去装置の前方フィルタ、後方
フィルタおよびレプリカフィルタのブロック構成図。
フィルタおよびレプリカフィルタのブロック構成図。
【図３】本発明の干渉波除去装置の動作を示す図。
【図４】従来例の干渉波除去装置のブロック構成図。
【図５】従来例の干渉波除去装置の動作を示す図。
１０１、１０１Ａ 前方フィルタ １０２ 後方フィルタ １０３ レプリカフィルタ １０４ 判定器 １０５〜１０８、４０７、４０８ 減算器 １０９ ゲート回路 １１０ 制御回路 ３０１〜３０７、５０１〜５０４ スペクトラム
Claims (1)
- 【請求項１】 主アンテナからの受信信号が通過する前
方フィルタと、入力する判定信号を入力する誤差信号に
基づきフィルタリングを行う後方フィルタと、上記前方
フィルタの出力信号からこの後方フィルタの出力信号を
減算する第一の減算器と、この第一の減算器の出力信号
を判定して上記誤差信号および上記判定信号を出力する
判定手段とを備え、上記前方フィルタおよび上記後方フ
ィルタはトランスバーサルフィルタで構成された干渉波
除去装置において、 上記前方フィルタは入力する制御信号に基づきタップ数
を１タップに切替える手段を含み、 上記判定信号を入力する推定干渉波信号に基づき非線形
フィルタリングを行って推定希望波信号を出力するレプ
リカフィルタと、上記前方フィルタからの出力信号から
このレプリカフィルタの出力信号を減算し上記推定干渉
波を出力する第二の減算器と、上記制御信号に基づきこ
の第二の減算器の出力信号を出力するゲート回路と、上
記前方フィルタと上記第一の減算器との間に挿入され上
記前方フィルタの出力信号からこの第二の減算器の出力
信号を減算してこの第一の減算器に与える第三の減算器
と、上記制御信号を出力する制御回路とを備えたことを
特徴とする干渉波除去装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089061A JP2762836B2 (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 干渉波除去装置 |
| DE69316065T DE69316065T2 (de) | 1992-04-09 | 1993-04-08 | Interferenzlöscher mit vorwärtsgekoppeltem Transversalfilter mit geschalteten Abgriffkoeffizienten |
| EP93105821A EP0565104B1 (en) | 1992-04-09 | 1993-04-08 | Interference canceller with feedforward transversal filter having switched tap-gain coefficients |
| US08/045,555 US5345476A (en) | 1992-04-09 | 1993-04-09 | Interference canceller with feedforward transversal filter having switched tap-gain coefficients |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089061A JP2762836B2 (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 干渉波除去装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05291972A JPH05291972A (ja) | 1993-11-05 |
| JP2762836B2 true JP2762836B2 (ja) | 1998-06-04 |
Family
ID=13960343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4089061A Expired - Fee Related JP2762836B2 (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 干渉波除去装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345476A (ja) |
| EP (1) | EP0565104B1 (ja) |
| JP (1) | JP2762836B2 (ja) |
| DE (1) | DE69316065T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5517527A (en) * | 1992-12-11 | 1996-05-14 | Industrial Technology Research Institute | Adaptive equalizer for ISDN U-interface transceiver |
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| NL8701332A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Systeem voor transmissie van datasignalen met gebruikmaking van beslissingsteruggekoppelde egalisatie. |
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-
1992
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-
1993
- 1993-04-08 DE DE69316065T patent/DE69316065T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-04-08 EP EP93105821A patent/EP0565104B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-09 US US08/045,555 patent/US5345476A/en not_active Expired - Fee Related
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| DE69316065D1 (de) | 1998-02-12 |
| JPH05291972A (ja) | 1993-11-05 |
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| EP0565104A2 (en) | 1993-10-13 |
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|---|---|---|---|
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