JP2541503B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に係り、
特にダイバーシチ方式を必要とするマルチパスフェージ
ング回線において広帯域干渉波が存在する場合、干渉波
除去及びマルチパス歪の適応等価を行う干渉波除去装置
に関する。

【０００２】ダイバーシチブランチを利用した干渉波除
去装置として、パワー・インバージョン・アダプティブ
・アレイが知られているが、この干渉波除去装置が干渉
波を除去するための条件としてＤ／Ｕ比（希望波帯干渉
波電力比）がマイナスに反転していることがある。すな
わち、Ｄ／Ｕ比が反転せずプラスになると、干渉除去の
ための制御が正しく行われないため、Ｄ／Ｕ比がプラス
でも干渉波除去ができることが要求されている。

【０００３】また、判定器誤差信号の自乗平均を最小と
する自乗平均誤差最小化（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ
Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）制御によるダイ
バーシチ干渉波キャンセラにおいてはＤ／Ｕ比がマイナ
スに反転した場合、適応収束できないという問題があ
る。従って、ＭＭＳＥ制御によるダイバーシチ干渉波キ
ャンセラにおいて、Ｄ／Ｕ比がマイナスに反転した場合
でも適応収束できることが要求される。

【０００４】

【従来の技術】従来より、位相変調方式（ＰＳＫ）や振
幅変調方式（ＱＡＭ）を用いた自動車電話通信やディジ
タルマイクロ波通信などの無線通信に対しては、隣接チ
ャンネルからの干渉波あるいは妨害波などが問題とな
る。特にディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭
帯域干渉波とみなせるが、隣接ディジタル伝送路からは
広帯域干渉波を受ける。狭帯域干渉波除去に関しては、
線形フィルタや非線形フィルタによる除去方式を用いる
ことで比較的容易に除去することができる。

【０００５】一方、広帯域干渉波除去は困難であるが、
特に希望信号波よりも干渉波の方が高いレベルを持つ場
合には、パワー・インバージョン・アダプティブ・アレ
イが効果的である。これは、ダイバーシティブランチ受
信信号間での干渉波同士が逆相合成することで除去を行
うものである（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，”ＴｈｅＰｏ
ｗｅｒ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒ
ｒａｙ：Ｃｏｎｃｅｐｔ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎ
ｃｅ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｏｌ ＡＥＳ−１５
Ｎｏ．６．Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９７９．）。

【０００６】図５は上記のパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイをダイバーシチ受信機に応用した従
来の干渉波除去装置の一例の構成図を示す。この従来の
干渉波除去装置は、それぞれダイバーシチブランチ入力
１及び２の受信信号が供給される自動利得制御（ＡＧ
Ｃ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌ）増幅器５０１及び５０２、複素乗算器５０３及び５
０４、相関器５０５及び５０６、複素乗算器５０３及び
５０４の各出力信号を加算する加算器５０７、複素乗算
器５０３及び５０４の各出力信号を減算する減算器５０
８、加算器５０７の出力信号を増幅するＡＧＣ増幅器５
０９、加算器５０７及び減算器５０８の両出力信号の一
方を選択する切替器５１０、及び切替器５１０の出力信
号が供給される適応等化器５１１よりなる。

【０００７】図６は図５に示した従来装置の動作を説明
するための図で、図５と同一構成部分には同一符号を付
してある。図６と共に、図５の従来装置の動作を説明す
るに、希望波源６０１からの希望波Ｓはダイバーシチブ
ランチ入力１への伝達係数ｈ１の伝送路６０３を通して
ＡＧＣ増幅器５０１へ供給される一方、ダイバーシチブ
ランチ入力２への伝達係数ｈ２の伝送路６０４を通して
ＡＧＣ増幅器５０２へ供給される。また、干渉波源６０
２からの干渉波Ｊはダイバーシチブランチ入力１への伝
達係数ｇ１の伝送路６０５を通してＡＧＣ増幅器５０１
へ供給される一方、ダイバーシチブランチ入力２への伝
達係数ｇ２の伝送路６０６を通してＡＧＣ増幅器５０２
へ供給される。

【０００８】これにより、ダイバーシチブランチ入力１
の受信信号ｒ１とダイバーシチブランチ入力２の受信信
号ｒ２とはそれぞれ次式で表される。

【０００９】 ｒ１＝ｈ１・Ｓ＋ｇ１・Ｊ （１） ｒ２＝ｈ２・Ｓ＋ｇ２・Ｊ （２） ここで、伝達係数ｈ１、ｈ２、ｇ１及びｇ２はそれぞれ
複素数であるが、希望波Ｓと干渉波Ｊは実数であると仮
定する。ＡＧＣ増幅器５０１と５０２は各ダイバーシチ
ブランチの受信信号を電力に関して正規化する。ＡＧＣ
増幅器５０１及び５０２の各出力信号をそれぞれｒ
１′、ｒ２′とすると、これらは次式で表される。

【００１０】 ｒ１′＝α（ｈ１・Ｓ＋ｇ１・Ｊ） （３） ｒ２′＝β（ｈ２・Ｓ＋ｇ２・Ｊ） （４） ここで、上式中、αとβはＡＧＣ増幅器５０１と５０２
による正規化定数であり、それぞれ次式で表される。

【００１１】

【数１】 （ここでは、Ｓ／Ｎ比の比較的高い場合を想定してお
り、雑音レベルによりＡＧＣが反応しないものとす
る。） ＡＧＣ増幅器５０１の出力信号ｒ１′は、相関器５０５
に供給されてＡＧＣ増幅器５０９の出力信号と相関をと
られた後乗算器５０３に供給される一方、直接に乗算器
５０３に供給されて乗算される。同様に、ＡＧＣ増幅器
５０２の出力信号ｒ２′は、相関器５０６に供給されて
ＡＧＣ増幅器５０９の出力信号と相関をとられた後乗算
器５０４に供給される一方、直接に乗算器５０４に供給
されて乗算される。従って、相関器５０５及び５０６の
相関出力信号をｗ１、ｗ２とし、乗算器５０３及び５０
４の出力信号をｙ１、ｙ２とすると、出力信号ｙ１及び
ｙ２はそれぞれ（３）式及び（４）式を用いて次式で表
される。

【００１２】 ｙ１＝ｒ１′・ｗ１＝ｗ１・α（ｈ１・Ｓ＋ｇ１・Ｊ） （７） ｙ２＝ｒ２′・ｗ２＝ｗ２・β（ｈ２・Ｓ＋ｇ２・Ｊ） （８） 上記の乗算器５０３及び５０４の出力信号ｙ１、ｙ２
は、加算器５０７に供給されて加算されるから、加算器
５０７の出力信号ｙは次式で表せる。

【００１３】 ｙ＝ｙ１＋ｙ２＝（ｗ１・α・ｈ１＋ｗ２・β・ｈ２）Ｓ ＋（ｗ１・α・ｇ１＋ｗ２・β・ｇ２）Ｊ （９） ところで、前述したように、パワー・インバージョン・
アダプティブ・アレイは希望波電力よりも干渉波電力の
方が極めて大きな場合に有効である。そこで、Ｄ／Ｕ≪
０ （ｄＢ） すなわち、 Ｓ≪Ｊ の場合、上記
の（９）式は次式により近似することができる。

【００１４】 ｙ≒（ｗ１・α・ｇ１＋ｗ２・β・ｇ２）Ｊ （１０） 従って、加算器５０７の出力信号ｙが供給されるＡＧＣ
増幅器５０９は、干渉波電力Ｐ_Ｊ （＝Ｊ^２ ）により
正規化を行い、次式で表される信号Ｒ_Ｊ を出力する。

【００１５】 Ｒ_Ｊ ＝Ｊ／Ｐ_Ｊ （１１） 相関器５０５及び５０６はＡＧＣ増幅器５０９の正規化
出力信号Ｒ_Ｊ と乗算器５０３及び５０４の入力信号ｒ
１′、ｒ２′との次式で表される相関演算を行い、重み
係数ｗ１、ｗ２を出力する。

【００１６】

【数２】 ここで、上式中、Ｅ［ ］は時間平均処理を、またＡ^＊
はＡの複素共役を示す（以下、同じ）。上記の相関演
算により求められた重み係数ｗ１及びｗ２を（７）式及
び（８）式に代入すると、 ｙ１＝α^２・ｇ１^＊・ｈ１・Ｓ＋α^２・ｇ１^＊・ｇ１・Ｊ （１４） ｙ２＝β^２・ｇ２^＊・ｈ２・Ｓ＋β^２・ｇ２^＊・ｇ２・Ｊ （１５） となる。従って、（１４）式及び（１５）式で表される
乗算器５０３及び５０４の出力信号ｙ１、ｙ２をそれぞ
れ減算する減算器５０８の出力信号ｚは次式で表され
る。

【００１７】 ｚ＝ｙ１−ｙ２ ＝（α^２・ｇ１^＊・ｈ１−β^２・ｇ２^＊・ｈ２）Ｓ ＋（α^２・ｇ１^＊・ｇ１−β^２・ｇ２^＊・ｇ２）Ｊ （１６） ここで、上記（１６）式の右辺第２項に着目すると、そ
のｇ１^＊・ｇ１及びｇ２^＊・ｇ２はそれぞれ複素共役の
積であり、実数となる。すなわち、ダイバーシチブラン
チ入力１と入力２の干渉波はそれぞれ実数軸上に同位相
に制御された後、互いに減算される。この減算の結果が
ゼロとなれば干渉波が逆相合成でキャンセルされたこと
になる。減算結果がゼロでない場合は、干渉波が残留す
ることになる。すなわち、（１６）式の右辺第２項は残
留干渉波を示している。これをξとおくと、次式が得ら
れる。

【００１８】 ξ＝（α^２・ｇ１^＊・ｇ１−β^２・ｇ２^＊・ｇ２）Ｊ （１７） 上式に（５）式及び（６）式を代入すると、次式が得ら
れる。

【００１９】

【数３】 上式において、ｈ１^＊・ｈ１・Ｓ^２とｇ１^＊・ｇ１・Ｊ
^２とはそれぞれ、ダイバーシチブランチ入力１での希望
波電力と干渉波電力になっている。同様に、ｈ２^＊・ｈ
２・Ｓ^２とｇ２^＊・ｇ２・Ｊ^２とはそれぞれ、ダイバー
シチブランチ入力２での希望波電力と干渉波電力に対応
している。従って、ダイバーシチブランチ入力１とダイ
バーシチブランチ入力２におけるＤ／Ｕ（希望波電力対
干渉波電力）比を（Ｄ／Ｕ） ₁、（Ｄ／Ｕ）₂とおくと、
（１８）式は次式のようになる。

【００２０】

【数４】 （１９）式の残留干渉波はダイバーシチのブランチ１と
ブランチ２のＤ／Ｕ比が等しい時に限りゼロとなる。

【００２１】また、減算器５０８の出力のパワー・イン
バージョン・アダプティブ・アレイ出力は、前記（１
６）式により示され、その右辺第１項は希望波Ｓに関す
るものであり、ｇ１^＊・ｈ１とｇ２^＊・ｈ２の項を含
む。これらは、複素平面において実数ではなく、時間的
にランダムに変動するベクトルとなっている。すなわ
ち、希望波Ｓに関しては最大比合成されてはいない。こ
れは２ブランチの受信手段を干渉波Ｊの逆相合成に専念
させ、希望波Ｓのダイバーシチ最大比合成には利用して
いないからである。

【００２２】干渉波Ｊが存在しない場合には、相関器５
０５及び５０６による相関制御は希望波Ｓに対して行わ
れ、ダイバーシチの最大比合成が加算器５０７で実現さ
れる。従って、干渉波Ｊが無い場合には、図５の切替器
５１０は加算器５０７の出力信号ｙを選択し、通常のダ
イバーシチ受信を行う。また、伝搬路のマルチパスによ
る歪を除去する目的で適応等化器５１１が用いられる。
以上説明した従来装置は、Ｄ／Ｕ比がマイナスに反転し
ている場合に有効である。Ｄ／Ｕ比が反転せずプラスの
場合には、次に説明する他の従来装置により干渉波が除
去される。

【００２３】図７は従来の干渉波除去装置の他の例の構
成図を示す。この従来の干渉波除去装置は、ピーター・
モンセンが提案したダイバーシチ受信機（”ＭＭＳＥ
Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅ
ｎｃｅ ｏｎ ＦａｄｉｎｇＤｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｃｈ
ａｎｎｅｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕ
ｎ．，Ｖｏｌ ＣＯＭ−３２ Ｎｏ．１，Ｊａｎ．１９
８４）において、判定帰還等化器の前方フィルタを１タ
ップに設定し、後方フィルタを外した構成に該当する。

【００２４】この従来の干渉波除去装置は図７に７１０
で示すように、２個の複素乗算器７１１及び７１２、相
関器７１３及び７１４、複素乗算器７１１及び７１２の
各出力信号を加算する加算器７１５、加算器７１５の出
力信号を判定する判定器７１６、判定器７１６の入出力
信号を減算する減算器７１７よりなる。

【００２５】この従来装置の動作について説明するに、
希望波源７０１からの希望波Ｓは伝達係数ｈ１の伝送路
７０３を通して干渉波除去装置７１０の入力端子１１へ
供給される一方、伝達係数ｈ２の伝送路７０４を通して
干渉波除去装置７１０の入力端子１２へ供給される。ま
た、干渉波源７０２からの干渉波Ｊは伝達係数ｇ１の伝
送路７０５を通して入力端子１１へ供給される一方、伝
達係数ｇ２の伝送路７０６を通して入力端子１２へ供給
される。

【００２６】これにより、入力端子１１及び１２での受
信信号ｒ１及びｒ２は前記（１）式及び（２）式で示し
たものと同一となる。この受信信号ｒ１及びｒ２は乗算
器７１１及び７１２にてそれぞれ相関器７１３及び７１
４からの重み係数ｗ１及びｗ２と乗算された後、加算器
７１５に供給され、ここで加算される。この加算器７１
５の出力信号ｙは次式で表される。

【００２７】 ｙ＝（ｗ１・ｈ１＋ｗ２・ｈ２）Ｓ＋（ｗ１・ｇ１＋ｗ２・ｇ２）Ｊ （２０） 判定器７１６の出力判定データが判定誤りを起こさず、
正しい場合には、送信信号Ｓと等しくなる。従って、減
算器７１７の出力である判定器誤差信号εは次式で示さ
れる。

【００２８】 ε＝ｙ−Ｓ ＝（ｗ１・ｈ１＋ｗ２・ｈ２−１）Ｓ＋（ｗ１・ｇ１＋ｗ２・ｇ２）Ｊ （２１） 入力端子１１及び１２の各入力に対して次式の直交原理
を適用する。

【００２９】 Ｅ［ｒ１^*・ε］＝０ （２２） Ｅ［ｒ２^*・ε］＝０ （２３） （２２）式及び（２３）式に（１）式、（２）式及び
（２１）式を代入すると、下記のような重み係数ｗ１と
ｗ２に関する正規（ウィーナー・ホップ）方程式が得ら
れる。

【００３０】 ｗ１（ｈ１^*・ｈ１・Ｓ²＋ｇ１^*・ｇ１・Ｊ²）＋ｗ２（ｈ１^*・ｈ２・Ｓ²＋ ｇ１^*・ｇ２・Ｊ²） ＝ｈ１^*・Ｓ² （２４） ｗ１（ｈ２^*・ｈ１・Ｓ²＋ｇ２^*・ｇ１・Ｊ²）＋ｗ２（ｈ２^*・ｈ２・Ｓ²＋ ｇ２^*・ｇ２・Ｊ²） ＝ｈ２^*・Ｓ² （２５） ここで、（２４）式及び（２５）式をＳ²で除算し、波
源におけるＤ／Ｕ比の逆数ηを η＝Ｓ²／Ｊ² （２６） とおくと、上記の正規方程式は次式に書き改めることが
できる。

【００３１】 ｗ１（ｈ１^*・ｈ１＋ｇ１^*・ｇ１・η）＋ｗ２（ｈ１^*・ｈ２＋ｇ１^*・ ｇ２・η）＝ｈ１^* （２７） ｗ１（ｈ２^*・ｈ１＋ｇ２^*・ｇ１・η）＋ｗ２（ｈ２^*・ｈ２＋ｇ２^*・ ｇ２・η）＝ｈ２^* （２８） ここで、

【００３２】

【数５】 上記の連立方程式を満足する解は判定器誤差信号εの自
乗平均を最小とし、希望波対干渉波熱雑音電力比（ＳＩ
ＮＲ）を最大化する。すなわち、信号をあまり損なわな
いように干渉波を除去する解が得られる。その解は次式
のように表わせる。

【００３３】 ｗ１＝ ｇ２／（ｈ１・ｇ２−ｈ２・ｇ１） （３１） ｗ２＝−ｇ１／（ｈ１・ｇ２−ｈ２・ｇ１） （３２） 図７に示す従来装置において、判定器誤差信号εを相関
器７１３、７１４により相関処理することにより、自乗
平均誤差（ＭＳＥ）のＥ［ε^*・ε］を最小化できる。
この相関制御はアナログ処理であるが、これを離散処理
する場合には、バーナード・ウィドロにより提案された
ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴ
リズムなどにより重み係数ｗｉの修正を行えばよい。

【００３４】ところで、このような適応制御を行う場合
には必ず適応収束するまでの処理時間、すなわち収束特
性が問題となる。これに対して、適応収束の学習時間が
十分である場合には、よく知られているように、相関行
列の固有値を調べればよい。（３０）式左辺の相関行列
は次式

【００３５】

【数６】 であるから、上記の固有値λは次式の固有値方程式より
求めることができる。

【００３６】 ｜Φ−λ・Ｉ｜＝０ （３４） ここで、上式中、Ｉは単位行列である。すなわち、（３
４）式を書き改めた次式を満足する固有値λを求めれば
よい。

【００３７】

【数７】 上式の解は次のようになる。

【００３８】 λ_max＝｛Ａ＋（Ａ²−４Ｂ）^1/2｝／２ （３６） λ_min＝｛Ａ−（Ａ²−４Ｂ）^1/2｝／２ （３７） ただし、上式中、 Ａ＝（ｈ１^*・ｈ１＋ｈ２^*・ｈ２）＋（ｇ１^*・ｇ１＋ｇ２^*・ｇ２）η （３８） Ｂ＝（ｈ１ ・ｇ２−ｈ２ ・ｇ１）^*・（ｈ１・ｇ２−ｈ２・ｇ１）η （３９） である。ここで、図７に示した各複素伝達係数ｈ１、ｈ
２、ｇ１及びｇ２がそれぞれすべて実数の１であるとき
は、上記の固有値の最大値λ_maxは（３６）式より λ_max＝２（１＋η）＝２｛１＋（Ｊ²／Ｓ²）｝ （４０） となる。これは干渉波レベルＪが大きくなるにつれて、
固有値の最大値λ_maxも大となることを示している。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、前記の図５
及び図６に示した従来の干渉波除去装置では、Ｄ／Ｕ比
がマイナスに反転している場合には干渉波除去が有効に
できるが、この条件下であっても、（１９）式から明ら
かなように、ダイバーシチブランチ間のＤ／Ｕ比が異な
る場合には、干渉波除去のための制御が正しく行われ
ず、完全には干渉波を除去することができずに、干渉波
が残留するという問題がある。特に無線伝搬ではフェー
ジングなどにより、伝達係数が常時変動しているので、
上記の前者の従来の干渉波除去装置では、２つのダイバ
ーシチブランチ間のＤ／Ｕ比が同一という確率は少ない
ため、常に完全な干渉波キャンセルは期待できない。

【００４０】一方、図７に示した後者の従来の干渉波除
去装置では、判定器誤差信号εの自乗平均を最小とする
自乗平均誤差最小化（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅ
ａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）制御によるダイバーシ
チ干渉波除去を行う構成である。しかし、上記の自乗平
均誤差は下に凸な２次曲面となっており、重み係数の２
次偏微分係数が最大固有値となる。従って、固有値が大
となるにつれ、誤差平面は急峻な２次曲面となる。

【００４１】一方、ＬＭＳアルゴリズムなどの修正係数
μは通常十分小さな値に設定されているが、誤差平面が
急峻になってくると、重み係数の修正量が大となり、適
応収束条件が満足されない場合がある。一般に、適応収
束のためには修正係数μに対して下記の条件が必要であ
ることが知られている。

【００４２】 ０＜μ＜（２／λ_max） （４１） 従って、後者の従来装置では、（４０）式から明らかな
ように、干渉波レベルＪが大になると、相関マトリック
スの固有値の最大値λ_maxも大きくなり、その結果（４
１）式の不等式で表わされる収束条件を満足できず、適
応収束ができなくなる場合がある。また、あえてこの収
束条件を満足させようとして修正係数μを小さくするこ
とは、適応収束速度を劣化させることになる。従って、
後者の従来装置では、Ｄ／Ｕ比がマイナスに反転する領
域では使用することができないという問題がある。

【００４３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
従来のパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
の逆相合成前の段階に適応等化器からの誤差信号を用い
たＭＭＳＥ制御系を導入することで、ブランチ間のＤ／
Ｕ比のばらつきに依存しない干渉除去特性と、強い干渉
波レベルでも固有値の増大を抑圧し、良好な適応収束特
性が得られる干渉波除去装置を提供することを目的とす
る。

【００４４】また、本発明の他の目的は、２つの自乗平
均誤差最小制御系の適応制御の競合を防止し得る干渉波
除去装置を提供することにある。

【００４５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１記載の第１の発明では、第１及び第２のブ
ランチのダイバーシチ受信信号をそれぞれ正規化する第
１及び第２の増幅手段と、第１及び第２の増幅手段の各
出力信号と第１及び第２の重み係数とをそれぞれ乗算す
る第１及び第２の複素乗算器と、第１及び第２の複素乗
算器の各出力信号を合成する加算器と、加算器の出力信
号と第１及び第２の増幅手段の出力信号との相関演算を
行って得られた第１及び第２の相関値を第１及び第２の
重み係数として出力する第１の相関演算手段と、第１及
び第２の複素乗算器の各出力信号と第３及び第４の重み
係数とをそれぞれ乗算する第３及び第４の複素乗算器
と、第３及び第４の複素乗算器の各出力信号を減算する
減算器と、減算器の出力信号に基づいて判定器誤差信号
を出力する適応等化器と、適応等化器の出力判定器誤差
信号と第１及び第２の複素乗算器の各出力信号との相関
演算を行って得られた第３及び第４の相関値を前記第３
及び第４の重み係数として出力する第２の相関演算手段
とを有する構成としたものである。

【００４６】また、請求項２記載の第２の発明では、第
１及び第２のブランチのダイバーシチ受信信号をそれぞ
れ正規化する第１及び第２の増幅手段と、第１及び第２
の増幅手段の各出力信号と第１及び第２の重み係数とを
それぞれ乗算する第１及び第２の複素乗算器と、第１及
び第２の複素乗算器の各出力信号を合成する加算器と、
加算器の出力信号と第１及び第２の増幅手段の出力信号
との相関演算を行って得られた第１及び第２の相関値を
第３及び第４の重み係数として出力する第１の相関演算
手段と、第１及び第２の増幅手段の各出力信号と第３及
び第４の重み係数とをそれぞれ乗算する第３及び第４の
複素乗算器と、第３及び第４の重み係数と第５及び第６
の重み係数とをそれぞれ乗算して第１及び第２の重み係
数を出力する第５及び第６の複素乗算器と、第１及び第
２の複素乗算器の各出力信号を減算する減算器と、減算
器の出力信号に基づいて判定器誤差信号を出力する適応
等化器と、適応等化器の出力判定器誤差信号と第３及び
第４の複素乗算器の各出力信号との相関演算を行って得
られた第３及び第４の相関値を第５及び第６の重み係数
として出力する第２の相関演算手段とを有する構成とし
たものである。

【００４７】また、本発明は前記適応等化器を判定帰還
形等化器とした場合に、前記第２の相関演算手段のルー
プ時定数が、前記判定帰還形等化器の内部のタップ係数
修正のループ時定数よりも小さく設定してあることが、
自乗平均誤差最小制御系が２ケ所存在しても、これら２
つの制御系の時間応答に差をつけることにより適応制御
の競合を防ぐことができる点で、好ましい。

【００４８】

【作用】請求項１記載の第１の発明では、第１及び第２
の増幅手段と、第１及び第２の複素乗算器と、加算器
と、第１の相関演算手段とによりパワー・インバージョ
ン・アダプティブ・アレイの相関制御部が構成され、こ
れにより第１及び第２の複素乗算器中の干渉波成分が同
位相となるように位相制御され、加算器からはほぼ干渉
波が抽出出力される。ここで、上記の第１及び第２の複
素乗算器の各出力信号は、加算器にて加算される一方分
岐されて、第２の相関演算手段により生成された適応等
化器よりの判定器誤差信号との相関値である第３及び第
４の重み係数と第３及び第４の複素乗算器で乗算される
ことにより、第３及び第４の重み係数が判定器誤差信号
の自乗平均を最小とする理想解に収束されるため、パワ
ー・インバージョン・アダプティブ・アレイの相関制御
に、適応等化器からの判定器誤差信号の自乗平均誤差最
小化制御を加えることができる。

【００４９】また、請求項２記載の第２の発明では、第
３及び第４の重み係数が第１の発明２０における第１及
び第２の重み係数に相当し、第５及び第６の重み係数が
第１の発明における第３及び第４の重み係数に相当し、
これらを第５及び第６の複素乗算器で乗算して得た乗算
結果を、第１及び第２の複素乗算器で前記第１及び第２
の増幅手段の出力信号と乗算するようにしているため、
第１の発明における第３及び第４の複素乗算器と同一の
信号が第１及び第２の複素乗算器より出力されることと
なる。従って、第２の発明でも第１の発明と同様に、パ
ワー・インバージョン・アダプティブ・アレイの相関制
御に、適応等化器からの判定器誤差信号の自乗平均誤差
最小化制御を加えることができる。

【００５０】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の第１実施例の構成図を示す。この本実施例
の干渉波除去装置は、それぞれダイバーシチブランチ入
力１０１及び１０２の受信信号が供給されるＡＧＣ増幅
器１０３及び１０４、複素乗算器１０５及び１０６、相
関器１０７及び１０８、複素乗算器１０５及び１０６の
各出力信号を加算する加算器１０９、複素乗算器１１０
及び１１１、相関器１１２及び１１３、複素乗算器１１
０及び１１１の各出力信号を減算する減算器１１４、加
算器１０９の出力信号を増幅するＡＧＣ増幅器１１５、
加算器１０９及び減算器１１４の両出力信号の一方を選
択する切替器１１６、及び切替器１１６の出力信号が供
給される適応等化器１１７よりなる。

【００５１】本実施例は請求項１記載の第１の発明の実
施例で、上記の相関器１０７及び１０８とＡＧＣ増幅器
１１５は前記第１の相関演算手段を構成しており、ま
た、上記の相関器１１２及び１１３が前記第２の相関演
算手段を構成している。

【００５２】図２は図１に示した本実施例の動作を説明
するための図で、図１と同一構成部分には同一符号を付
してある。図２では、適応等化器１１７として判定帰還
形等化器（ＤＦＥ）２１０を使用し、また、図１の切替
器１１６が減算器１１４の出力を選択して判定帰還形等
化器２１０へ信号を供給している状態を示しており、図
２では切替器１１６の図示は省略してある。

【００５３】図２において、判定帰還形等化器２１０は
前方フィルタ２１１、後方フィルタ２１２、前方フィル
タ２１１の出力信号から後方フィルタ２１２の出力信号
を差し引く減算器２１３、判定器２１４、及び判定器２
１４の入力信号から出力信号を差し引く減算器２１５よ
り構成されている。また、（ａ）はＡＧＣ増幅器１０３
出力端での受信信号ベクトル図、（ｂ）はＡＧＣ増幅器
１０４出力端での受信信号ベクトル図（ｃ）は乗算器１
０５出力端での受信信号ベクトル図、（ｄ）は乗算器１
０６出力端での受信信号ベクトル図、（ｅ）は乗算器１
１０出力端での受信信号ベクトル図、（ｆ）は乗算器１
１１出力端での受信信号ベクトル図を示す。なお、図２
（ａ）〜（ｆ）のベクトル図中、ｈ１′＝α・ｈ１、ｈ
２′＝β・ｈ２、ｇ１′＝α・ｇ１、ｇ２′＝β・ｇ２
である。

【００５４】次に、図２と共に、図１の本実施例装置の
動作を説明するに、希望波Ｓはダイバーシチブランチ入
力１０１への伝達係数ｈ１の伝送路２０１を通してＡＧ
Ｃ増幅器１０３へ供給される一方、ダイバーシチブラン
チ入力１０２への伝達係数ｈ２の伝送路２０２を通して
ＡＧＣ増幅器１０４へ供給される。また、干渉波Ｊはダ
イバーシチブランチ入力１０１への伝達係数ｇ１の伝送
路２０３を通してＡＧＣ増幅器１０３へ供給される一
方、ダイバーシチブランチ入力１０２への伝達係数ｇ２
の伝送路２０４を通してＡＧＣ増幅器１０４へ供給され
る。

【００５５】これにより、ダイバーシチブランチ入力１
０１の受信信号ｒ１とダイバーシチブランチ入力１０２
の受信信号ｒ２とはそれぞれ図５に示した従来装置と同
様に（１）式及び（２）式で表され、また、ＡＧＣ増幅
器１０３及び１０４の各出力受信信号ｒ１´及びｒ２´
も（３）式及び（４）式で表わされる。また、ＡＧＣ増
幅器１０３及び１０４の正規化係数α、βはそれぞれ
（５）式、（６）式で示される。更に、複素乗算器１０
５及び１０６、相関器１０７及び１０８、加算器１０
９、及びＡＧＣ増幅器１１５は、図５及び図６に示した
従来装置の複素乗算器５０３及び５０４、相関器５０５
及び５０６、加算器５０７、及びＡＧＣ増幅器５０９か
らなるパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
の相関制御部と同一構成である。従って、本実施例で
は、従来装置と同様に、Ｄ／Ｕ比がマイナスに反転して
いる場合、干渉波に位相制御が行われる。

【００５６】すなわち、ＡＧＣ増幅器１０３の出力受信
信号ベクトルが図２（ａ）に示すように、希望波Ｓを含
むベクトルｈ１´・Ｓと干渉波Ｊを含むベクトルｇ１´
・Ｊとからなり、また、ＡＧＣ増幅器１０４の出力受信
信号ベクトルが図２（ｂ）に示すように、希望波Ｓを含
むベクトルｈ２´・Ｓと干渉波Ｊを含むベクトルｇ２´
・Ｊとからなる場合において、同図（ａ）、（ｂ）に示
すように干渉波Ｊを含むベクトルｇ１´・Ｊとｇ２´・
Ｊとが同位相でない場合、上記の相関制御部により、こ
れらのベクトルに重み係数ｐ１及びｐ２を乗算器１０５
及び１０６でそれぞれ乗算することにより、乗算器１０
５の出力信号中の干渉波Ｊを含むベクトルｐ１・ｇ１´
・Ｊと乗算器１０６の出力信号中の干渉波Ｊを含むベク
トルｐ２・ｇ２´・Ｊとは、図２（ｃ）及び（ｄ）に示
すように、同位相に位相制御される。

【００５７】この場合、ベクトルｐ１・ｇ１′・Ｊ及び
ｐ２・ｇ２′・Ｊの振幅は同一であるとは限らない。特
にブランチ間のＤ／Ｕ比が相違する場合には干渉波のブ
ランチ間の振幅差は大きくなる。図２（ｃ）及び（ｄ）
にそれぞれ示すベクトルの乗算器１０５及び１０６の各
出力信号が加算器１０９で加算されるため、干渉波Ｊが
同相合成され、希望波Ｓに対する振幅比は更に増大す
る。従って、加算器１０９の出力にはほぼ干渉波Ｊが抽
出されるものと考えてよい。

【００５８】この加算器１０９の出力信号（抽出干渉
波）はＡＧＣ増幅器１１５により正規化された後、相関
器１０７及び１０８にそれぞれ供給されて乗算器１０５
及び１０６の入力信号との相関値を示す重み係数ｐ１及
びｐ２に変換される。従って、この重み係数ｐ１及びｐ
２は従来と同様に、次式で示される。

【００５９】 ｐ１＝α・ｇ１^＊ （４２） ｐ２＝β・ｇ２^＊ （４３） 従って、乗算器１０５及び１０６の出力信号をそれぞれ
ｙ１及びｙ２とおくと、これら出力信号ｙ１及びｙ２は
次式で表される。

【００６０】 ｙ１＝α^２・ｇ１^＊・ｈ１・Ｓ＋α^２・ｇ１^＊・ｇ１・Ｊ （４４） ｙ２＝β^２・ｇ２^＊・ｈ２・Ｓ＋β^２・ｇ２^＊・ｇ２・Ｊ （４５） ここで、

【００６１】

【数８】 とおくと、（４４）式、（４５）式は次式のように示さ
れる。

【００６２】 ｙ１＝ρ１・Ｓ＋γ１・Ｊ （５０） ｙ２＝ρ２・Ｓ＋γ２・Ｊ （５１） 乗算器１０５及び１０６の出力信号までは図５及び図６
に示した従来の干渉波除去装置と同様であるが、本実施
例は上記の出力信号ｙ１及びｙ２を更に乗算器１１０及
び１１１において相関器１１２及び１１３からの第２の
重み係数ｗ１及びｗ２と乗じることに特徴がある。この
第２の重み係数ｗ１及びｗ２は乗算器１０５及び１０６
の出力信号ｙ１及びｙ２と、後述の判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）２１０の出力信号との相関値である。本実施
例では、減算器１１４は上記の乗算器１１０の出力信号
ｙ１・ｗ１から乗算器１１１の出力信号ｙ２・ｗ２を差
し引いて、次式の信号ｚを出力する。

【００６３】 ｚ＝ｙ１・ｗ１−ｙ２・ｗ２ ＝（ｗ１・ρ１−ｗ２・ρ２）・Ｓ＋（ｗ１・γ１−ｗ２・γ２）・Ｊ （５２） 減算器１１４の出力信号ｚは適応等化器１１７の一例と
しての判定帰還形等化器２１０に供給される。判定帰還
形等化器２１０は入力信号を前方フィルタ２１１で受
け、これによりインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓ
ｏｒ）による符号間干渉（ＩＳＩ）を除去して減算器２
１３及び判定器２１４を直列に介して後方フィルタ２１
２に供給し、ここでインパルス応答の後縁（Ｐｏｓｔｃ
ｕｒｓｏｒ）による符号間干渉を除去し、その出力を減
算器２１３に帰還入力する構成である。

【００６４】前方フィルタ２１１及び後方フィルタ２１
２は共にトランスバーサルフィルタで構成されており、
トランスバーサルフィルタに畳み込まれるタップ係数は
判定器誤差信号の自乗平均を最小とするアルゴリズムで
適応修正される。ここで、判定器誤差信号は、判定器２
１４の入出力信号間の誤差であり、減算器２１５の出力
として与えられる。

【００６５】ここでは解析を簡単化するため、マルチパ
ス伝搬による符号間干渉は発生していないものと仮定す
る。この場合、前方フィルタ２１１のタップ係数は基準
タップのみ実数の１となり、後方フィルタ２１２のタッ
プ係数はすべて０となる。また、判定器２１４の判定が
正しく、シンボル誤りが発生していない場合には、判定
器２１４の出力判定データは送信データ信号Ｓと等しく
なる。従って、減算器２１５の出力判定器誤差信号εは
（５２）式を用いて次式で表される。

【００６６】 ε＝ｚ−Ｓ ＝（ｗ１・ρ１−ｗ２・ρ２−１）・Ｓ＋（ｗ１・γ１−ｗ２・γ２）・Ｊ （５３） この判定器誤差信号εは相関器１１２及び１１３に帰還
され、それぞれ乗算器１１０の入力信号と乗算器１１１
の入力信号との相関がとられる。これにより、本実施例
では、判定帰還形等化器２１０の出力判定器誤差信号ε
は前方フィルタ２１１及び後方フィルタ２１２の適応修
正のみでなく、ダイバーシチブランチ合成用の重み係数
としても用いている。

【００６７】ここで、注意すべきことは、このように適
応等化器１１７の誤差信号を適応等化器１１７以外の回
路に用いることはＭＭＳＥ（自乗平均誤差最小）制御系
が２か所存在することを示し、これらが互いに競合する
危険性があることである。例えば、干渉波などの時間変
動でダイバーシチ合成制御系がこれに追随すると、適応
等化器の変動がダイバーシチ合成制御系の動作をも乱し
てしまう。

【００６８】このような望ましくない適応制御の競合
は、二つの制御系の時間応答に差をつけることで防ぐこ
とかできる。すなわち、ダイバーシチ合成部の制御速度
の方を適応等化器の制御速度よりも速くする。具体的に
は、相関器１１２及び１１３のループ時定数を判定帰還
形等化器２１０内部のタップ係数修正のループ時定数よ
りも小さく設定する。これにより、二つのＭＭＳＥ制御
系は互いに競合せず独立したものとなる。

【００６９】相関器１１２及び１１３での相関演算値は
それぞれ第２の重み係数ｗ１及びｗ２となり、乗算器１
１０及び１１１において乗算器１０５及び１０６よりの
信号とそれぞれ乗算される。上記の第２の重み係数ｗ１
及びｗ２はそれぞれ次式で表される。

【００７０】

【数９】 なお、上記の（５４）式及び（５５）式はアナログ相関
処理によるＭＭＳＥ制御を示すが、離散値処理の場合
は、バーナード・ウィドロが提案したＬＭＳアルゴリズ
ムなどを用いればよい。この場合、重み係数の逐次修正
式は次式で表される。

【００７１】 ｗ１（ｎ＋１）＝ｗ１（ｎ）−μ・ｙ１^＊・ε （５６） ｗ２（ｎ＋１）＝ｗ２（ｎ）−μ・ｙ２^＊・ε （５７） ここで、ｗｉ（ｎ）は適応修正回数がｎ回目における第
ｉブランチの重み係数を示す。

【００７２】上記の（５４）式及び（５５）式の相関処
理又は（５６）式及び（５７）式の適応アルゴリズムに
より、重み係数ｗ１及びｗ２を判定器誤差信号εの自乗
平均（ＭＳＥ）を最小とする理想解に収束させることが
できる。ここで、ＭＳＥを最小とする理想解（ＭＭＳＥ
解）は直交原理から導出することができる。すなわち、 Ｅ［ｙ１^＊・ε］＝０ （５８） Ｅ［ｙ２^＊・ε］＝０ （５９） より重み係数ｗ１、ｗ２に関する下記の正規方程式を得
る。

【００７３】 ｗ１（ρ１^＊・ρ１・Ｓ^２＋γ１^２・Ｊ^２）−ｗ２（ρ１^＊・ρ２・Ｓ^２ ＋γ１・γ２・Ｊ^２）＝ρ１^＊・Ｓ^２ （６０） ｗ１（ρ２^＊・ρ１・Ｓ^２＋γ２・γ１・Ｊ^２）−ｗ２（ρ２^＊・ρ２ ・Ｓ^２＋γ２^２・Ｊ^２）＝ρ２^＊・Ｓ^２ （６１） 上記の正規方程式を解き、干渉波除去の理想解が次式の
ように求められる。

【００７４】 ｗ１＝γ２／（ρ１・γ２−ρ２・γ１） （６２） ｗ２＝γ１／（ρ１・γ２−ρ２・γ１） （６３） 上記の（６２）式、（６３）式の理想解ｗ１及びｗ２を
（５２）式の減算器１１４の出力信号ｚに代入すると、
次式が得られる。

【００７５】

【数１０】 すなわち、（６４）式からわかるように、本実施例の減
算器１１４の出力信号ｚには干渉波Ｊが完全にキャンセ
ルされ、希望波Ｓが出力される。すなわち、図２（ｅ）
に示す乗算器１１０の出力信号ベクトル中の干渉波成分
ベクトルｗ１ｐ１ｇ１′Ｊと、同図（ｆ）に示す乗算器
１１１の出力信号ベクトル中の干渉波成分ベクトルｗ２
ｐ２ｇ２′Ｊとは同相、同振幅となり、減算器１１４に
より相殺除去される。

【００７６】本実施例のこの干渉波除去効果と図５及び
図６に示した従来装置のそれと比較して説明する。前述
したように、従来装置により干渉波が除去されるのは、
減算器５０８の（１６）式で示された出力信号ｚ中にお
いてであるが、その出力信号ｚには（１６）式右辺第２
項が（１９）式の残留干渉波ξとして残る。すなわち、
上記の従来装置ではダイバーシチブランチ間のＤ／Ｕ比
が相違する場合、干渉波が完全にはキャンセルされなか
った。

【００７７】これに対し、本実施例によれば、減算器１
１４の出力で干渉波除去が行われ、その出力信号ｚ中に
は（６４）式に示すように干渉波が完全にキャンセルさ
れ、ダイバーシチブランチ間のＤ／Ｕ比が相違しても干
渉波が残留することはない。従って、図５及び図６に示
した、パワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
による第１の従来装置が問題としていたＤ／Ｕ比が相違
する場合の干渉波の残留は本実施例により解決すること
ができる。

【００７８】次に、本実施例の干渉波除去の適応収束性
について説明する。（６０）式及び（６１）式の正規方
程式の両辺を希望波電力Ｓ^２ で除算し、Ｄ／Ｕ比の逆
数を

【００７９】

【数１１】 とおくと、上記の正規方程式は下記のように書き直せ
る。

【００８０】 ｗ１（ρ１^＊・ρ１＋γ１^２・η）−ｗ２（ρ１^＊・ρ２＋γ１・γ２・η） ＝ρ１^＊ （６６） ｗ１（ρ２^＊・ρ１＋γ２・γ１・η）−ｗ２（ρ２^＊・ρ２＋γ２^２・η） ＝ρ２^＊ （６７） ここで、更に

【００８１】

【数１２】 上記の（６９）式の左辺第１項の行列は相関行列であ
り、これをΨとおき、また、その固有値をλとする。こ
れにより、固有値方程式は次式で表される。

【００８２】 ｜Ψ−λ・Ｉ｜＝０ （７０） ここで、Ｉは単位行列である。上式を書き換えると、次
式が得られる。

【００８３】

【数１３】 上式を解くことにより、次式の固有値λが求まる。

【００８４】 λ_ｍａｘ ＝｛Ｃ＋（Ｃ^２ −４Ｄ）^１／２ ｝／２ （７２） λ_ｍｉｎ ＝｛Ｃ−（Ｃ^２ −４Ｄ）^１／２ ｝／２ （７３） ただし、上式中 Ｃ＝ （ρ１^＊・ρ１−ρ２^＊・ρ２）＋（γ１^２−γ２^２）η （７４） Ｄ＝−（ρ１・γ２−ρ２・γ１）^＊・（ρ１・γ２−ρ２・γ１）η （７５） 上記の（７２）式及び（７３）式により適応収束性の評
価ができる。そこで、ある特定な干渉波モデルを設定し
て本実施例と、図７に示した第２の従来の干渉波除去装
置との適応収束性の比較を行う。

【００８５】図４は本実施例と図７の第２の従来装置の
適応収束性の比較説明図を示す。同図において、グラフ
の縦軸は固有値の最大値λ_ｍａｘ、横軸はＤ／Ｕ比を示
す。本実施例のＤ／Ｕ比に対する固有値の最大値λ
_ｍａｘの特性は実線４０１により示され、一方、従来装
置のＤ／Ｕ比に対する固有値の最大値λ_ｍａｘの特性は
点線４０２により示される。また、希望波Ｓと干渉波Ｊ
のモデルは４０３で示される。

【００８６】希望波Ｓと干渉波Ｊとがそれぞれ別々の各
１個の波源から伝搬してダイバーシチブランチの入力端
１０１と１０２に伝達する。この場合、伝搬モデルとし
て、入力端１０１に対する複素伝達係数を、 ｈ１＝１、ｇ１＝ｉ （７６） 入力端１０２に対する複素伝達係数を、 ｈ２＝１、ｇ２＝１ （７７） とする。従って、この伝搬モデルは図４の枠４０３内の
ベクトル図で示されるように、入力端１０１では、希望
波Ｓと干渉波Ｊとがそれぞれ直交し、入力端１０２では
希望波Ｓと干渉波Ｊとがそれぞれ同相となっている。な
お、このベクトル図では、希望波Ｓと干渉波Ｊとをそれ
ぞれ同一振幅で示しているが、これはＤ／Ｕ（＝１／
η）が０ｄＢの場合に対応する。

【００８７】まず、上記の伝搬モデル４０３を本実施例
に適用するために、（７６）式及び（７７）式をそれぞ
れ（５）式及び（６）式に代入して、それぞれ次式で表
されるＡＧＣ増幅器１０３、１０４の正規化定数αとβ
を求める。

【００８８】

【数１４】 上式よりわかるように、正規化定数αとβは希望波Ｓと
干渉波Ｊとを含めた受信信号電力の平方根の逆数であ
る。モデルを簡略化するために、希望波Ｓと干渉波Ｊと
を含めた全電力は１に正規化する。ただし、この正規化
操作により、Ｄ／Ｕ比が変わることはない。すなわち、
希望波Ｓと干渉波Ｊを含めた受信信号電力の総和は１で
あるが、その電力比がＤ／Ｕ比であるからである。従っ
て、次式が成立する。

【００８９】

【数１５】 また、（７６）式、（７７）式及び（７９）式をそれぞ
れ（４６）式〜（４９）式に代入して、ρ１、ρ２、γ
１及びγ２を求め、これらを更に（７４）式及び（７
５）式に代入することにより、 Ｃ＝０ （８０） Ｄ＝−２η （８１） が得られる。このＣ及びＤの値を（７２）式に代入する
ことにより、本実施例の固有値の最大値λ_ｍａｘが次式
のように求まる。

【００９０】 λ_ｍａｘ ＝（２η）^１／２ （８２） 次に、同じ伝搬モデル４０３を図７の第２の従来装置に
適用した場合について説明する。（７６）式及び（７
７）式の伝達係数を（３８）式及び（３９）式に代入す
ると、 Ａ＝２（η＋１） （８３） Ｂ＝２η （８４） が得られる。このＡ及びＢの値を（３６）式に代入する
ことにより、従来装置の固有値の最大値λ_ｍａｘが次式
のように求まる。

【００９１】 λ_ｍａｘ ＝η＋（η^２ ＋１）^１／２ ＋１ （８５） 図４の実線４０１は上記の（８２）式に基づき、Ｄ／Ｕ
（＝１／η）を変化させた場合の固有値の最大値λ
_ｍａｘを示し、また、同図の点線４０２は上記の（８
５）式に基づき、Ｄ／Ｕ（＝１／η）を変化させた場合
の固有値の最大値λ_ｍａｘ を示す。これにより明らか
なことは、従来装置の固有値の最大値λ_ｍａｘが本実施
例の固有値の最大値λ_ｍａｘよりも常に大きく、Ｄ／Ｕ
比がマイナスに反転するとそれらの差は急激に増大して
いる。固有値の増大は自乗平均誤差曲面の傾斜を急峻化
する。従って、適応アルゴリズムの修正係数を一定に保
っている場合、重み係数の１回の修正量を増大させ、追
随誤差を大きくする。

【００９２】また、固有値の増大は適応制御の過度応答
を指数関数減衰でなく振動とし、発散状態をもたらす危
険性がある。従来技術の項でも述べたように、ＬＭＳア
ルゴリズムの場合、その修正係数と固有値の最大値λ
_ｍａｘとの間には、（４１）式の収束条件が必要であ
る。従って、図４の特性４０１と４０２の間では、特性
４０１の本実施例の方が適応収束の面で安定であり、特
性４０２の従来装置ではＤ／Ｕ比がマイナスに反転する
ほど適応収束が困難になるといえる。

【００９３】本実施例と図７の第２の従来装置との適応
収束条件は下記に示される。

【００９４】

【数１６】 一例として入力受信信号の変調方式がＱＰＳＫ方式で、
また、信号点マッピングにおける信号点間隔を２とする
と、ＬＭＳアルゴリズムの修正係数μは０．０１が最適
である。従って、適応収束するためには、上記（８６）
式及び（８７）式で示した不等式の右辺の修正係数の上
限値（これをμ_ｍａｘとする）が０．０１以下であるこ
とが必要となる。下記の表１はＤ／Ｕ比を変化させた場
合の本実施例と前記従来装置との修正係数の上限値μ
_ｍａｘの比較を示す。

【００９５】

【表１】 表１よりわかるように、本実施例と前記従来装置のいず
れもＤ／Ｕ比がマイナス方向に大になるに従い、収束条
件 ０＜μ＜μ_ｍａｘ （８８） の修正係数の上限値μ_ｍａｘが減少していく。しかし、
従来装置の方が、本実施例よりも修正係数の上限値μ
_ｍａｘの減少が顕著で、Ｄ／Ｕ比が−２０ｄＢとなる
と、前述した信号点間隔が２のＱＰＳＫ伝送の場合、Ｌ
ＭＳアルゴリズムにおいて通常必要とされる修正係数μ
の値の０．０１よりも小さな０．００９９となってしま
う。すなわち、この条件の場合には、従来装置では修正
係数μを０．０１に設定していては適応収束が不可能と
なるため、適応収束を成立させるために修正係数μの値
を０．００９９未満に設定する必要がある。同様に、Ｄ
／Ｕ比が−３０ｄＢの場合には、従来装置では修正係数
μを０．０００９９未満に設定する必要がある。

【００９６】しかしながら、ここでモデルとしているＱ
ＰＳＫ伝送の場合には、前述したように、修正係数μの
値は０．０１程度が理想であり、これよりも小さな値に
修正係数μを設定することは適応収束速度を著しく劣化
させることを意味する。すなわち、フェージング速度又
は干渉波の変動速度に適応制御が追随しなくなる。

【００９７】これに対し、表１からわかるように、本実
施例では修正係数の上限値μ_ｍａｘは常に０．０１より
も大きく、上記の収束条件を満足している。従って、本
実施例によれば、修正係数μを理想値の０．０１程度に
固定しても常に安定した動作が保証される。すなわち、
本実施例によれば、図７に示した第２の従来装置で問題
となる適応収束及び追随性を解決することができる。

【００９８】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図３は本発明になる干渉波除去装置の第２実施例の
構成図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符
号を付してある。本実施例は請求項２記載の第２の発明
の実施例で、相関器１０７及び１０８とＡＧＣ増幅器１
１５は前記第１の相関演算手段を構成しており、また、
相関器１１２及び１１３が前記第２の相関演算手段を構
成している。また、複素乗算器３０１、３０２、１０
５、１０６、３０３及び３０４が、前記第１、第２、第
３、第４、第５及び第６の複素乗算器を構成している。

【００９９】図３において、ＡＧＣ増幅器１０３及び１
０４、複素乗算器３０１及び３０２、加算器３０５、Ａ
ＧＣ増幅器１１５よりなる信号系統がダイバーシチ合成
部を構成している。ＡＧＣ増幅器１０３及び１０４の各
出力信号ｒ１′、ｒ２′はそれぞれ前記（３）式及び
（４）式により表わされたものと同じである。

【０１００】この第２実施例では、複素乗算器３０１は
ＡＧＣ増幅器１０３の出力信号ｒ１′と複素乗算器３０
３の出力信号とを乗算し、複素乗算器３０２はＡＧＣ増
幅器１０４の出力信号ｒ２′と複素乗算器３０４の出力
信号とを乗算する構成である。また、複素乗算器３０３
は相関器１０７よりの第１の重み係数ｐ１と相関器１１
２よりの第２の重み係数ｗ１とを乗算して得た信号を乗
算器３０１へ出力し、同様に、複素乗算器３０４は相関
器１０８よりの第１の重み係数ｐ２と相関器１１３より
の第２の重み係数ｗ２とを乗算して得た信号を乗算器３
０２へ出力する。

【０１０１】加算器３０５は乗算器３０１及び３０２の
各出力信号ｙ１及びｙ２を加算してＡＧＣ増幅器１１５
及び切替器１１６へ供給する。また、減算器３０６は乗
算器３０１の出力信号ｙ１から乗算器３０２の出力信号
ｙ２を差し引いて得た信号を切替器１１６へ出力する。
ここで、Ｄ／Ｕ比がマイナスに反転し、干渉波Ｊの方が
希望波Ｓよりもレベルが大きい場合、ＡＧＣ増幅器１１
５の出力信号では干渉波Ｊが支配的となる。

【０１０２】従って、この場合は前記第１実施例と同様
に、ＡＧＣ増幅器１１５の出力信号は（１１）式のＲ_J
にほぼ一致する。従って、相関器１０７と１０８は前記
（３）式及び（４）式により表わされたｒ１′及びｒ
２′と、（１１）式のＲ_Jとの相関処理を行い、（４
２）式及び（４３）式に示した相関結果ｐ１及びｐ２と
同一の相関結果をそれぞれ重み係数として出力する。

【０１０３】また、相関器１１２及び１１３は、乗算器
１０５及び１０６よりの前記（４４）式と（４５）式で
表わされる信号と同一の信号と、適応等化器１１７より
の判定器誤差信号εとの相関をとることにより、（５
４）式及び（５５）式に示した相関値を重み係数ｗ１及
びｗ２として出力する。これにより、乗算器３０３の出
力信号はｐ１・ｗ１で表わされ、また乗算器３０４の出
力信号はｐ２・ｗ２で表わされる。

【０１０４】この乗算器３０３及び３０４の各出力信号
は乗算器３０１及び３０２にそれぞれ重み係数として供
給され、ＡＧＣ増幅器１０３及び１０４の各出力信号と
乗算される。これにより、乗算器３０１の出力信号ｙ１
と乗算器３０２の出力信号ｙ２とはそれぞれ次式で表わ
される。

【０１０５】 ｙ１＝ｐ１・ｗ１・ｒ１′ （８９） ｙ２＝ｐ２・ｗ２・ｒ２′ （９０） 減算器３０６は上記の出力信号ｙ１から出力信号ｙ２を
差し引き、次式で表わされる信号ｚを出力する。

【０１０６】 ｚ＝ｐ１・ｗ１・ｒ１′−ｐ２・ｗ２・ｒ２′ （９１） ここまでの動作を第１実施例と比較すると、第１実施例
の乗算器１１０と１１１の出力信号はそれぞれｐ１・ｗ
１・ｒ１′、ｐ２・ｗ２・ｒ２′である。従って、第１
実施例の減算器１１４の出力信号ｚも（９１）式で表わ
され、第２実施例の減算器３０６の出力信号ｚと一致す
る。言い換えると、第１実施例では受信信号ｒ１′、ｒ
２′に重み係数ｐ１、ｐ２をそれぞれ乗じ、更にその乗
算結果に第２の重み係数ｗ１、ｗ２を乗じてから減算器
１１４にて互いの減算を行う。

【０１０７】これに対して、本実施例では、第１の重み
係数ｐ１、ｐ２と第２の重み係数ｗ１、ｗ２とをそれぞ
れ乗じてから受信信号ｒ１′、ｒ２′に乗算し、その乗
算結果を減算器３０６で互いに減算するようにしてい
る。以上の動作上及び構成上の相違はあるが、結果とし
ては減算器３０６からは減算器１１４と同一の信号が出
力されることとなるため、本実施例も前記の第１実施例
と同一の効果が得られる。

【０１０８】なお、以上説明した各実施例において、干
渉波が存在しない場合には、従来と同様に、切替器１１
６は加算器１０９あるいは３０５の出力信号を選択して
適応等化器１１７へ供給する。

【０１０９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
パワー・インバージョン・アダプティブ・アレイの相関
制御に、適応等化器からの判定器誤差信号の自乗平均誤
差最小化制御を加えるようにしたため、従来のパワー・
インバージョン・アダプティブ・アレイでは対処するこ
とができなかったＤ／Ｕ比がプラスの場合の干渉波を除
去することができると共に、Ｄ／Ｕ比が異なる場合でも
干渉波の残留を防止することができる。

【０１１０】また、本発明によれば、Ｄ／Ｕ比がマイナ
スに反転した場合、従来の自乗平均誤差最小化制御によ
る干渉波除去装置に比し、相関行列の固有値の増大を抑
圧することができるため、適応収束速度の劣化を抑える
ことができ、従来よりも干渉波の変動速度に適応制御を
より追随させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の構成図である。

【図２】本発明の第１実施例の動作説明図である。

【図３】本発明の第２実施例の構成図である。

【図４】本発明の第１実施例と図７の従来装置の適応収
束性の比較説明図である。

【図５】従来装置の一例の構成図である。

【図６】図５の従来装置の動作説明図である。

【図７】従来装置の他の例の構成図である。

【符号の説明】

１０３、１０４、１１５ ＡＧＣ増幅器 １０５、１０６、１１０、１１１、３０１〜３０４ 複
素乗算器 １０７、１０８、１１２、１１３ 相関器 １０９、３０５ 加算器 １１４、２１３、２１５、３０６ 減算器 １１６ 切替器 １１７ 適応等化器 ２１０ 判定帰還形等化器 ２１１ 前方フィルタ ２１２ 後方フィルタ ２１４ 判定器

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１及び第２のブランチのダイバーシチ
   受信信号をそれぞれ正規化する第１及び第２の増幅手段
   と、 該第１及び第２の増幅手段の各出力信号と第１及び第２
   の重み係数とをそれぞれ乗算する第１及び第２の複素乗
   算器と、 該第１及び第２の複素乗算器の各出力信号を合成する加
   算器と、 該加算器の出力信号と、前記第１の増幅手段の出力信号
   と前記第２の増幅手段の出力信号との相関演算を行って
   得られた第１及び第２の相関値を前記第１及び第２の重
   み係数として出力する第１の相関演算手段と、 前記第１及び第２の複素乗算器の各出力信号と第３及び
   第４の重み係数とをそれぞれ乗算する第３及び第４の複
   素乗算器と、 該第３及び第４の複素乗算器の各出力信号を減算する減
   算器と、 該減算器の出力信号を入力信号として受け、該入力信号
   に基づいて判定器誤差信号を出力する適応等化器と、 該適応等化器の出力判定器誤差信号と、前記第１及び第
   ２の複素乗算器の各出力信号との相関演算を行って得ら
   れた第３及び第４の相関値を前記第３及び第４の重み係
   数として出力する第２の相関演算手段とを有することを
   特徴とする干渉波除去装置。
2. 【請求項２】 第１及び第２のブランチのダイバーシチ
   受信信号をそれぞれ正規化する第１及び第２の増幅手段
   と、 該第１及び第２の増幅手段の各出力信号と第１及び第２
   の重み係数とをそれぞれ乗算する第１及び第２の複素乗
   算器と、 該第１及び第２の複素乗算器の各出力信号を合成する加
   算器と、 該加算器の出力信号と、前記第１の増幅手段の出力信号
   と前記第２の増幅手段の出力信号との相関演算を行って
   得られた第１及び第２の相関値を第３及び第４の重み係
   数として出力する第１の相関演算手段と、 前記第１及び第２の増幅手段の各出力信号と該第３及び
   第４の重み係数とをそれぞれ乗算する第３及び第４の複
   素乗算器と、 前記第３及び第４の重み係数と第５及び第６の重み係数
   とをそれぞれ乗算して前記第１及び第２の重み係数を出
   力する第５及び第６の複素乗算器と、 前記第１及び第２の複素乗算器の各出力信号を減算する
   減算器と、 該減算器の出力信号を入力信号として受け、該入力信号
   に基づいて判定器誤差信号を出力する適応等化器と、 該適応等化器の出力判定器誤差信号と、前記第３及び第
   ４の複素乗算器の各出力信号との相関演算を行って得ら
   れた第３及び第４の相関値を前記第５及び第６の重み係
   数として出力する第２の相関演算手段とを有することを
   特徴とする干渉波除去装置。
3. 【請求項３】 前記適応等化器は、入力信号を前方フィ
   ルタで受け、これによりインパルス応答の前縁による符
   号間干渉を除去して第１の減算器及び判定器を直列に介
   して後方フィルタに供給し、ここでインパルス応答の後
   縁による符号間干渉を除去し、その出力を該第１の減算
   器に帰還入力し、該判定器の入出力信号をそれぞれ減算
   する第２の減算器より前記判定器誤差信号を出力する構
   成の判定帰還形等化器であることを特徴とする請求項１
   又は２記載の干渉波除去装置。
4. 【請求項４】 前記第２の相関演算手段のループ時定数
   が、前記判定帰還形等化器の内部のタップ係数修正のル
   ープ時定数よりも小さく設定してあることを特徴とする
   請求項３記載の干渉波除去装置。
5. 【請求項５】 前記加算器及び減算器の各出力信号のう
   ちの一方を選択して前記適応等化器へ出力すると共に、
   前記第１及び第２のブランチのダイバーシチ受信信号に
   干渉波が存在しない時のみ該加算器の出力信号を選択
   し、該干渉波が存在するときは該減算器の出力信号を選
   択する切替器を更に有することを特徴とする請求項１又
   は２記載の干渉波除去装置。