JP2561028B2 - サイドローブキャンセラ - Google Patents

サイドローブキャンセラ

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JP2561028B2
JP2561028B2 JP6138389A JP13838994A JP2561028B2 JP 2561028 B2 JP2561028 B2 JP 2561028B2 JP 6138389 A JP6138389 A JP 6138389A JP 13838994 A JP13838994 A JP 13838994A JP 2561028 B2 JP2561028 B2 JP 2561028B2
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
    • H01Q3/2629—Combination of a main antenna unit with an auxiliary antenna unit

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  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はサイドローブキャンセラ
に係り、特に主アンテナと補助アンテナとを有し、主ア
ンテナのサイドローブ方向から入射する干渉波を抑圧す
るサイドローブキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、主アンテナのサイドローブ方
向から入射する干渉波を抑圧するサイドローブキャンセ
ラが知られている（例えば、特開平４−５２８３号、特
開昭６３−７０６０２号各公報）。図７はこの従来のサ
イドローブキャンセラの一例の構成図を示す。この従来
のサイドローブキャンセラは一つの主アンテナ７０１
と、Ｎ個の補助アンテナ７０２と、Ｎ個の補助アンテナ
７０２からの受信信号がそれぞれ入力されるＮ個の複素
乗算器７０３と、Ｎ個の複素乗算器７０３にそれぞれ乗
算係数ｗ１〜ｗＮを供給するアップルバウム演算器７０
４と、Ｎ個の複素乗算器７０３の各出力信号を加算合成
する加算器７０５と、主アンテナ７０１の受信信号から
加算器７０５の出力信号を差し引く減算器７０６と、減
算器７０６の出力信号を波形等化する適応等化器７０７
とよりなる。
【０００３】サイドローブキャンセラは、図７において
適応等化器７０７を除いた構成要素からなる部分をいう
のが通常であるが、ここではマルチパスフェージング回
線への適用を考慮し、適応等化器７０７を含めた構成で
あるものとする。
【０００４】主アンテナ７０１は希望波到来方向に指向
性を向けているが、主アンテナ７０１のアンテナパター
ンに干渉波が到来した場合、ディジタル伝送の品質は著
しく劣化する。このような場合を考慮して、主アンテナ
７０１とは別に図６に示すように複数の補助アンテナ７
０２が主アンテナ７０１とは独立して設置される。この
複数の補助アンテナ７０２は、複素乗算器７０３、アッ
プルバウム演算器７０４及び加算器７０５と共に適応ア
レイ（アダプティブアレイ）を構成し、適応アレイの出
力信号を減算器７０６で主アンテナ７０１の受信信号か
ら減じる。
【０００５】この減算器７０６の出力信号を基準信号と
して上記適応アレイのタップ係数（すなわち、乗算係数
ｗ１〜ｗＮ）の修正を行うと、補助アンテナ７０２の指
向性は干渉波到来方向に自動調整される。すなわち、上
記の適応アレイにより主アンテナ７０１の受信干渉波と
は独立な干渉波が受信される。補助アンテナ７０２によ
り受信された干渉波と主アンテナ７０１により受信され
た干渉波とが減算器７０６においてキャンセルし合う複
素乗算器７０３へのタップ係数が解として存在する。
【０００６】このタップ係数解を自動的に求める一方法
として、バーナード・ウィドロが提案したＬＭＳ（Ｌｅ
ａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムによる
適応修正法が知られており、このアルゴリズムを用いた
適応アレイはＬＭＳアダプティブアレイと呼ばれてい
る。特に、ＬＭＳアルゴリズムの相関制御ループにステ
アリング・ベクトルを付加させたものをアップルバウム
・アルゴリズムと呼び、サイドローブキャンセラでよく
用いられている。
【０００７】ＬＭＳアルゴリズムでは基準参照信号が必
要であるが、アップルバウム・アルゴリズムでは参照信
号がなくてもタップ係数を収束することができる。ただ
し、アップルバウム・アルゴリズムでは、希望波到来方
向のある程度の事前推定が必要であり、この推定方向を
ステアリングベクトルと呼ぶ。また、アップルバウム・
アルゴリズムにより求められる解は、希望波対干渉波熱
雑音電力比ＳＩＮＲ（＝希望波レベル／不要波レベル）
を最大とするのが特徴である。ここで、不要波とは、干
渉波と雑音を含めたものである。
【０００８】図７に示したアップルバウム演算器７０４
はアップルバウム・アルゴリズムを用いてタップ係数の
逐次修正を行う。この適応アレイはアップルバウムアレ
イと呼ばれている。このアップルバウム・アルゴリズム
及びサイドローブキャンセラに関しては、文献（アップ
ルバウム，”Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙｓ”，ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ
Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．ＡＰ−２４，Ｎｏ．
５，１９７６．９）に詳細に記載されている。
【０００９】適応等化器７０７は上記のサイドローブキ
ャンセラとは独立な適応フィルタであり、マルチパスフ
ェージングにより発生する符号間干渉の除去を行う。等
化器としての適応フィルタは、トランスバーサルフィル
タ構成の線形等化器（ＬＥ）、又は判定帰還形等化器
（ＤＰＥ）などがよく用いられる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来のサイドロ
ーブキャンセラをマルチパスフェージング回線に適用し
た場合、図７の構成要素７０１〜７０６からなるサイド
ローブキャンセラは干渉波除去を行う。この干渉波除去
と並行して適応等化器７０７はマルチパスによる符号間
干渉を除去する。しかし、マルチパスの遅延時間差が小
さいとき、フェージングは周波数選択性でなくフラット
フェージングとなる。フラットフェージングとは希望信
号の全信号帯域がフェードすることを言い、フェード時
には希望波そのものを受信できないことを意味し、適応
等化器だけでは対処することができない。すなわち、こ
のようなフェージングに対しては本質的にダイバーシチ
受信が不可欠となる。
【００１１】上述した従来のサイドローブキャンセラで
は複数の補助アンテナ７０２を用いているが、これらは
サイドローブキャンセラの干渉波除去機能だけに利用さ
れ、ダイバーシチ受信には用いられていない。従って、
フェージング回線で従来のサイドローブキャンセラを適
用した場合、従来はフェージングに対する対策が不十分
であり、回線品質が著しく劣下するという問題点があ
る。
【００１２】また、補助アンテナ７０２にも希望波が受
信されており、干渉波除去の際にこれが主アンテナブラ
ンチの希望波と合成されるが、これらの振幅位相関係に
よっては逆相合成される場合もあり得る。この場合、伝
搬路のフェージングとは無関係に希望波レベルの低下又
は消失となってしまう。
【００１３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
ダイバーシチ合成用アンテナを新たに設置することな
く、サイドローブキャンセラ用の補助アンテナを共用し
て干渉波除去とダイバーシチ合成とを同時に行うサイド
ローブキャンセラを提供することを目的とする。
【００１４】また、本発明の他の目的は、漏洩干渉波を
低減若しくは除去し得るサイドローブキャンセラを提供
することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は前者の目的を達
成するため、希望波を受信する主アンテナ及び複数の補
助アンテナと、補助アンテナの各受信信号から干渉波除
去用信号を得る適応アレイ手段と、減算器、適応整合フ
ィルタ、Ｍ個のサブアレイプロセッサ、遅延素子、第１
及び第２の合成器、適応等化器及び遅延手段とより構成
したものである。
【００１６】ここで、上記の減算器は適応アレイ手段の
出力信号を主アンテナの受信信号から減算し、その減算
結果を適応アレイ手段に帰還して適応アレイ手段の重み
係数を適応修正する。上記の適応整合フィルタは減算器
の出力減算結果を入力信号として受け、信号対雑音比を
最大化する。上記のＭ個のサブアレイプロセッサは複数
の補助アンテナの各受信信号から補助アンテナに到来す
るマルチパス波に対してアンテナパターンを形成する。
上記の遅延素子は第ｉ番目（ただし、ｉ＝１，
２，．．．，Ｍ）のサブアレイプロセッサの出力信号を
時間（ｉ−１）×τだけ遅延する。上記の第１の合成器
は第１番目のサブアレイプロセッサの出力信号と遅延素
子の出力信号をそれぞれ合成する。
【００１７】また、上記の第２の合成器は、第１の合成
器の出力信号と前記適応整合フィルタの出力信号とをそ
れぞれ合成する。上記の適応等化器は、第２の合成器の
出力信号を入力信号から符号間干渉を除去して判定デー
タ信号を生成し、判定データ信号を適応整合フィルタへ
帰還して適応整合フィルタのタップ係数を適応修正す
る。また、上記の遅延手段は、判定データ信号を時間
（Ｍ−ｉ）×τだけ遅延して第ｉ番目のサブアレイプロ
セッサに帰還し、第ｉ番目のサブアレイプロセッサの重
み係数の適応修正を行わせる。
【００１８】また、本発明は後者の目的を達成するた
め、前記適応アレイ手段の出力信号が分岐されて入力さ
れ、その入力信号の周波数スペクトラムを整形して出力
するトランスバーサルフィルタを更に設け、第２の合成
器は第１の合成器の出力信号と適応整合フィルタの出力
信号と共にトランスバーサルフィルタの出力信号を合成
し、適応等化器はその判定器誤差信号をトランスバーサ
ルフィルタに帰還し、トランスバーサルフィルタのタッ
プ係数を適応修正する構成としたものである。
【００１９】更に、本発明のサブアレイプロセッサは、
補助アンテナの受信信号が１対１に対応して入力される
複数の複素乗算器と、補助アンテナの受信信号が１対１
に対応して入力される複数の遅延器と、遅延手段を経た
信号を補助アンテナの個数分分配する分配器と、分配器
の出力信号と遅延器の出力信号との相関をとり重み係数
を生成して複数の複素乗算器へ供給する複数の相関器と
より構成することが、補助アンテナに到来するマルチパ
ス波に対してアンテナパターンを形成する適応サブアレ
イを構成できる点で好ましい。
【００２０】
【作用】前者の第１の発明では、補助アンテナの受信信
号が分岐されてＭ個のサブアレイプロセッサにも供給さ
れ、そのサブアレイプロセッサの出力を合成して適応整
合フィルタの出力信号に合成するようにしているため、
補助アンテナを共用した適応サブアレイ群による空間領
域の整合フィルタリングが可能となり、これにより補助
アンテナを増やすことなく補助アンテナブランチからも
最大限希望波を抽出し、主アンテナブランチとの最大比
ダイバーシチ合成による信号強化を干渉波除去と同時に
実現することができる。
【００２１】また、後者の第２の発明では、適応サブア
レイ群を構成するＭ個のサブアレイプロセッサに干渉波
が受信入力されることにより、サイドローブキャンセラ
による干渉波除去の後に不要干渉波が漏洩した場合、ト
ランスバーサルフィルタによりこの不要干渉波とほぼ同
一の周波数スペクトラムの信号を生成することができ
る。
【００２２】
【実施例】次に、本発明の各実施例について説明する。
図１は本発明の第１実施例の構成図を示す。本実施例は
複数のＮ個の補助アンテナ１０２1〜１０２Nから構成す
る適応サブアレイの個数Ｍを”３”とした場合の実施例
である。
【００２３】本実施例は主アンテナ１０１、補助アンテ
ナ１０２1〜１０２N、アップルバウムアレイプロセッサ
１０３、減算器１０４、３個のサブアレイプロセッサ１
０５1〜１０５3、遅延素子１０６，１０７、サブアレイ
プロセッサ１０５1〜１０５3の各出力信号を加算合成す
る第１の合成器１０８、減算器１０４の出力信号が入力
される適応整合フィルタ１０９、適応整合フィルタ１０
９と合成器１０８の両出力信号を加算合成する第２の合
成器１１０、合成器１１０の出力信号が入力される適応
等化器１１１、及び適応等化器１１１の出力判定データ
をそれぞれ時間２τ，τ遅延する遅延素子１１２、１１
３とより構成されている。
【００２４】上記の構成要素のうち、主アンテナ１０
１、補助アンテナ１０２1〜１０２N、アップルバウムア
レイプロセッサ１０３、及び減算器１０４は、図６に示
した従来のサイドローブキャンセラを構成する。すなわ
ち、アップルバウムアレイプロセッサ１０３は、図７の
複素乗算器７０３、アップルバウム演算器７０４及び加
算器７０５を含んだ構成とされている。
【００２５】前述したように、サイドローブキャンセラ
の補助アンテナアレイは干渉波を抽出するだけで、ダイ
バーシチ合成には用いられていなかった。しかし、厳し
いマルチパスフェージング状況において、隣接回線から
の干渉やレーダ干渉、及び軍用の干渉妨害波などを除去
する場合は、干渉波除去だけでなく、ダイバーシチによ
る信号強化が必要である。そのため、本実施例では補助
アンテナの数を増やすことなく、干渉波除去を行うと同
時に、希望波に対するダイバーシチ効果を最大限得る構
成としたものである。
【００２６】まず、本実施例の動作概要について説明す
る。図１の構成要素のうち破線で囲んだ回路部分１００
が本実施例の特徴とする回路部分である。本実施例の最
大の特徴は補助アンテナアレイを共用することで、アッ
プルバウムアレイとは独立に複数のサブアレイプロセッ
サ群を構成し、希望波に関して空間ダイバーシチ受信を
行わせることである。
【００２７】マルチパスフェージング回線では希望波が
様々な空間領域で散乱・反射・屈折を受け、マルチパス
として伝搬するため、様々な到来角度で受信される。ま
た、各マルチパス波の伝搬遅延時間に差があるため、受
信波は遅延分散する。すなわち、受信到来角度と遅延時
間差は対応関係にあるといえる。従って、複数の適応ア
レイのアンテナパターンを制御して、ある特定の到来角
度のマルチパス波を選択受信することにより、ある特定
の遅延時間のマルチパス波を抽出することが可能であ
る。
【００２８】例えば希望波の信号波形をＳ（ｔ）とする
と、３波マルチパスを仮定した場合、マルチパス波はＳ
（−τ）、Ｓ（０）及びＳ（＋τ）と示せる。ここで、
Ｓ（０）を主波とすると、Ｓ（−τ）が進み波、Ｓ（＋
τ）が遅れ波となる。図１において、第１のサブアレイ
プロセッサ１０５1が遅れ波Ｓ（＋τ）を、第２のサブ
アレイプロセッサ１０５2が主波Ｓ（０）を、第３のサ
ブアレイプロセッサ１０５3が進み波Ｓ（−τ）をそれ
ぞれ受信するように、各サブアレイプロセッサ１０５1
〜１０５3がアンテナパターンを制御することにより、
遅延時間がそれぞれ異なる３波のマルチパス受信波を抽
出することができる。各サブアレイプロセッサ１０５1
〜１０５3によるアンテナパターンの具体的な制御動作
に関しては後述する。
【００２９】また、これらのマルチパス波は伝搬してき
た経路が異なるため、互いに独立なフェージングを受け
ている。例えば主波Ｓ（０）がフェードし、受信されな
い時、他のマルチパス波のＳ（−τ）及びＳ（＋τ）の
いずれかはフェードを受けない場合がある。この場合、
フェードしていないマルチパス波を利用することによ
り、瞬断を回避でき通信が可能となる。すなわち、サブ
アレイプロセッサ１０５1〜１０５3が抽出するマルチバ
ス波を合成することにより、所謂空間ダイバーシチ合成
が可能となり、瞬断率を小さくできる。
【００３０】この場合、時間分散したマルチパス波を合
成するのであるから、マルチパス伝搬を一つの伝送路応
答と考えた場合、このダイバーシチ合成は、時間領域の
ダイバーシチ合成と考えてよい。サブアレイプロセッサ
１０５1〜１０５3が出力する受信波はそれぞれＳ（＋
τ）、Ｓ（０）及びＳ（−τ）と遅延差を有しているた
め、そのままでは線形合成することができない。そこ
で、本実施例では、遅延素子１０６によりサブアレイプ
ロセッサ１０５2のＳ（０）に関する出力信号を時間τ
だけ遅延し、また、遅延素子１０７によりサブアレイプ
ロセッサ１０５3のＳ（−τ）に関する出力信号を時間
２τだけ遅延する。しかし、サブアレイプロセッサ１０
５1のＳ（＋τ）に関する出力信号は遅延しない。この
結果、３ブランチのマルチパス波はすべてＳ（＋τ）の
時刻に一致し、合成器１０８にて同時刻での合成が可能
となる。
【００３１】更に、ここで、同位相及び自乗振幅の関係
で合成すると、時間領域の最大比合成が可能となる。こ
れにより得られる利得は整合フィルタなどで得られるイ
ンプリシットダイバーシチゲインと同一であり、誤り訂
正符号などを用いなくてもＳＮＲ（信号対雑音比）対ビ
ット誤り率特性を改善できる。言い換えると、誤り訂正
の冗長性による帯域拡大がなくても、一種の符号化利得
を得ることが可能である。
【００３２】また、主アンテナ１０１に到来する希望波
もマルチパス伝搬しており、これに対しては本実施例で
は適応整合フィルタ１０９を設けることで対処する。適
応整合フィルタ１０９はトランスバーサルフィルタ構造
をしており、そのタップ係数を伝送系インパルス応答の
時間反転複素共役とすることにより、遅延分散した希望
波電力を基準タイミングに収束でき、ＳＮＲ（信号対雑
音比）を最大化する。
【００３３】一方、前述したサブアレイプロセッサ群か
らの受信信号を合成器１０８により合成することによ
り、一種の空間領域の整合フィルタリングが可能であ
る。これにより、合成器１０８からは補助アンテナ・ブ
ランチでＳＮＲが最大化された希望波の受信信号が得ら
れる。従って、合成器１１０において、適応整合フィル
タ１０９より得られる主アンテナ・ブランチ側からの希
望波の受信信号と、合成器１０８より得られる補助アン
テナ・ブランチ側からの希望波の受信信号とを合成する
ことにより、両者の最大比合成が行われることとなる。
このようにして、最大限ダイバーシチ効果を得た信号は
合成器１１０より適応等化器１１１に供給されて、ここ
で最終的な符号間干渉を除去されて判定データ信号とし
て出力される。以上が本実施例の動作概要である。
【００３４】次に、上記の動作概要に関して更に詳細に
説明する。図２は図１の第１実施例の適応サブアレイが
マルチパス波に対してアンテナパターンを形成する動作
を説明する図である。同図中、図１と同一構成部分には
同一符号を付してある。図２において、希望波源２０１
より送出された希望波ＳがＮ個の補助アンテナ１０２1
〜１０２Nにそれぞれ入射する時の各主波ベクトルのう
ち、第２の補助アンテナ１０２2におけるそれを２０２
で、また第Ｎの補助アンテナ１０２Nのそれを２０３に
示す。また、第１の補助アンテナ１０２1に入射する主
波の波面（主波波面）を２０４で示す。
【００３５】図１に示したサブアレイプロセッサ１０５
1〜１０５3はそれぞれ同一構成であるので、それらのう
ち第ｊ番目のサブアレイプロセッサ１０５jを図２では
代表してサブアレイプロセッサ１０５として示してい
る。このサブアレイプロセッサ１０５は、Ｎ個の補助ア
ンテナ１０２1〜１０２Nにそれぞれ対応してＮ個設けら
れた複素乗算器２０５1〜２０５Nと、同様に補助アンテ
ナ１０２1〜１０２Nにそれぞれ対応してＮ個設けられた
遅延時間ηの遅延素子２０６1〜２０６Nと、分配器２０
７と、それぞれ重み係数ｗ１〜ｗＮを出力するＮ個の相
関器２０８1〜２０８Nと、複素乗算器２０５1〜２０５N
の各出力信号をそれぞれ加算合成する合成器２０９とよ
り構成されている。
【００３６】また、分配器２０７には遅延時間ｎτ（た
だし、ｎ＝Ｍ−ｊ）の遅延素子２１０からの判定データ
が入力される。従って、サブアレイプロセッサ１０５が
第１番目のサブアレイプロセッサ１０５1であるものと
すると、図１ではＭ＝３であるから上記の遅延素子２１
０の遅延時間は２τ（＝（Ｍ−ｊ）×τ＝（３−１）×
τ）である。同様に、サブアレイプロセッサ１０５が第
２番目のサブアレイプロセッサ１０５2であるものとす
ると、上記の遅延素子２１０の遅延時間はτ（＝（３−
２）×τ）であり、サブアレイプロセッサ１０５が第３
番目のサブアレイプロセッサ１０５3であるものとする
と、上記の遅延素子２１０の遅延時間は０（＝（３−
３）×τ）となる。すなわち、サブアレイプロセッサ１
０５3に対しては遅延素子２１０は不要となる。
【００３７】図２ではマルチパス波が補助アンテナ・ア
レイ１０２1〜１０２Nに到来するモデルを示している。
ここで簡略化のため、マルチパス波を主波（ベクトルＳ
→Ｐ）と遅れ波（ベクトルＳ→Ｑ→Ｐ）の２波モデルに
限定するものとする。図２において、２波の補助アンテ
ナ１０２1に対する入射角度をそれぞれθ1、θ2とす
る。
【００３８】主波は第１の補助アンテナ１０２1だけで
なく、他の補助アンテナ１０２2〜１０２Nにもそれぞれ
到来する。ここで、補助アンテナ１０２2の点をＲとす
ると、ベクトルＳ→Ｒの距離は隣接する２つの補助アン
テナ１０２1と１０２2との距離ＰＲ（アンテナ間隔）よ
りも十分に長いため、ベクトルＳ→ＲはベクトルＳ→Ｐ
と平行すると見做すことができる。同様に、第Ｎ番目の
補助アンテナ１０２Nの主波ベクトルは第１番目の補助
アンテナ１０２1に対する主波ベクトルと平行であると
見做すことができる。また、遅れ波に関しても各補助ア
ンテナ１０２2〜１０２NのそれぞれにはベクトルＱ→Ｐ
と平行に遅れ波が入射されると見做すことができる。従
って、主波と遅れ波の補助アンテナ１０２2〜１０２Nへ
の入射角度はそれぞれ前記のθ1、θ2と見做すことがで
きる。
【００３９】また、補助アンテナ１０２2で受信される
主波は主波面２０４を基準として、更にベクトル２０２
だけ伝搬して受信され、補助アンテナ１０２Nで受信さ
れる主波は主波面２０４を基準として、更にベクトル２
０３だけ伝搬して受信される。従って、希望波源２０１
からの主波は、Ｎ個の補助アンテナ１０２1〜１０２Nの
それぞれにて互いに異なる一定の遅延差をもって受信さ
れるため、受信信号に位相差が生じる。一般に、アレイ
アンテナは無線周波数の半波長間隔ｄ（＝λ／２）で均
等に配置されるため、主波及び遅れエコー波に対するア
ンテナ素子での位相差間隔φ1、φ2はそれぞれ次式で表
わされる。
【００４０】 φ1＝πｓｉｎθ1 （１） φ2＝πｓｉｎθ2 （２） この位相差間隔を用いて補助アンテナ１０２1〜１０２N
のそれぞれより取り出される受信信号ｒ1〜ｒNをベクト
ルで表現すると次式で表わされる。
【００４１】
【数１】 上式において、右辺第１項は主波を、また第２項は遅れ
波を示している。また、Ｓは希望波信号、ｈ0とｈ1は伝
送系インパルス応答の主波（ｔ＝０）と遅れ波（ｔ＝
τ）におけるサンプリング値である。
【００４２】次に、図２の補助アンテナ１０２1〜１０
２Nでアンテナパターンを主波到来方向に向けさせる方
法について説明する。この場合、遅延素子２１０の遅延
時間をτ（ｎ＝１）に設定する。すなわち、この場合は
第２番目のサブアレイプロセッサ１０５2を用いてアン
テナパターンを主波到来方向に向けさせる。
【００４３】また、ベクトルｒT＝［ｒ1，
ｒ2，．．．，ｒN］（ただし、Ｔはベクトルの転置を意
味する。）で表わされる受信信号がそれぞれ入力される
Ｎ個の遅延素子２０６1〜２０６Nの各遅延時間ηをそれ
ぞれ（τ＋α）とする。このうち、時間αは希望波が補
助アンテナ１０２1〜１０２Nに入射された時刻から計算
して、図１の適応等化器１１１から判定データ信号が図
２のサブアレイプロセッサ１０５内の相関器２０８1〜
２０８Nに帰還されるまでの時間である。
【００４４】これにより、補助アンテナ１０２1〜１０
２Nで受信された主波Ｓ（０）は、第２番目のサブアレ
イプロセッサ１０５2内の遅延素子２０６1〜２０６Nで
それぞれ時間（τ＋α）だけ遅延されて相関器２０８1
〜２０８Nに入力される。従って、この時、相関器２０
８1〜２０８Nに入力される主波はＳ（τ＋α）となって
いる。一方、適応等化器１１１から帰還されてくる判定
データ信号は図１の適応整合フィルタ１０９や適応等化
器１１１を通ってくるため、時間αだけ遅延された
【００４５】
【外１】 （ａ） となっている。これが更に遅延素子２１０で時間τだけ
遅延されるため、相関器２０８1〜２０８Nには
【００４６】
【外２】 （ｒ＋ａ） とされて入力される。従って、相関器２０８1〜２０８N
の各２入力信号はそれぞれタイミングがｔ＝τ＋αに一
致する。すなわち、第２番目のサブアレイプロセッサ１
０５2内の相関器２０８1〜２０８Nでは、受信された主
波Ｓ（０）と判定データ信号
【００４７】
【外３】 （０） との相関演算が行われ、その結果次式で表わされる重み
係数ベクトルＷ（重み係数ｗ１〜ｗＮ）が出力される。
【００４８】
【数２】 ここで、上式中、Ｅ［ ］は時間平均化処理を示し、期
待値を求めている。また、Ａ*はＡの複素共役であるこ
とを示している（以下、同じ）。
【００４９】上記の平均化処理を行う時間は、変調シン
ボル周期（データ伝送速度）に対して十分長い積分時間
に合わせられるため、フェージング変動速度は平均化さ
れない。通常、データ伝送速度に比べてフェージング変
動速度が非常に遅いため、上記（４）式のようにフェー
ジング速度に係る係数は平均化処理Ｅ［ ］の外に出
る。また、適応等化器内の判定器において判定誤りが少
ない場合は、判定データ信号
【００５０】
【外４】 は≒Ｓ と希望波（送信データ信号）Ｓに近似できる。これらは
データ信号であるため、その自己相関係数を１と定義す
ると、次式が得られる。
【００５１】
【数３】 従って、上記の（５）式及び（６）式を（４）式に代入
すると、第２番目のサブアレイプロセッサ１０５2内の
相関器２０８1〜２０８Nが出力する重み係数ベクトルＷ
は次式で表わされる。
【００５２】
【数４】 上記（７）式の重み係数ベクトルＷを複素乗算器２０５
1〜２０５Nのそれぞれで受信信号ｒ1〜ｒNに乗じた後、
それらの各乗算結果を合成器２０９で加算合成すること
により、次式で表わされるサブアレイプロセッサ１０５
2の出力信号Ｙ2が得られる。
【００５３】
【数５】 上式において、右辺第１項は主波Ｓ（０）を示すが、そ
の係数にＮを含むのは、Ｎ個の補助アンテナ１０２1〜
１０２Nでそれぞれ別々に受信された主波成分が同相合
成されＮ倍となるためである。また、（８）式の右辺第
１項の主波成分にｈ0・ｈ* 0も含まれているが、これは
インパルス応答の主応答の自乗値、すなわち電力を意味
する。これにより、位相に関して同相、振幅に関して自
乗という最大比合成が主波Ｓ（０）に対して行われたこ
とが理解できる。
【００５４】一方、（８）式の右辺第２項は遅れ波Ｓ
（τ）に関する項であるが、その係数は主波のような振
幅自乗の条件が満足されず、ｈ0・ｈ* 1のように、主波
応答と遅れ波応答の積となっている。これらの応答はフ
ェージングにより互いに無相関な変動を受けており、雑
音のように振る舞う。また、（８）式の右辺第２項の総
和を含む項は補助アンテナ１０２1〜１０２Nが受信する
遅れ波Ｓ（τ）の和であるが、これらは同相合成すら満
足されていない。
【００５５】従って、（８）式の右辺第２項の遅れ波Ｓ
（τ）の電力は、最大比合成の主波Ｓ（０）に比べて、
極めて低いものとなる。すなわち、図２において遅延素
子２１０の遅延時間をτとした場合は、判定データ信号
の相関処理により重み係数が（７）式のようになり、第
２番目のサブアレイプロセッサ１０５2により補助アン
テナ１０２1〜１０２Nのアンテナパターンは主波（Ｓ→
Ｐ方向） にステアリングされ、主波Ｓ（０）を最大比
合成で受信する。
【００５６】次に、サブアレイプロセッサ１０５により
遅延時間τの遅れ波Ｓ（τ）を受信させる方法に関して
説明する。この場合、前述したように図１の第１番目の
サブアレイプロセッサ１０５1で遅れ波Ｓ（τ）を受信
させる。図２のサブアレイプロセッサ１０５がこの第１
番目のサブアレイプロセッサ１０５1であるとすると、
遅延素子２１０の遅延時間ｎτは２τ（＝（３−１）×
τ）である。
【００５７】従って、図１に示す適応等化器１１１より
出力された判定データ信号は遅延素子１１２（図２では
２１０）により時間２τ遅延される。また、適応等化器
１１１から帰還されるまで時間αの物理的遅延があるこ
とは前述した通りである。従って、図２の相関器２０８
1〜２０８Nに入力される判定データ信号は
【００５８】
【外５】 （２ｒ＋ａ） となる。
【００５９】一方、相関器２０８1〜２０８Nに入力され
る受信信号は、遅延素子２０６1〜２０６Nにより時間
（τ＋α）だけ遅延されるためＳ（τ＋α）である。従
って、（τ＋α）を時刻ｔ＝０の基準とした場合、相関
器２０８1〜２０８Nでは受信信号Ｓ（０）と判定データ
信号
【００６０】
【外６】 （ｒ） との相関演算が行われると考えてよい。このとき、相関
器２０８1〜２０８Nが出力する重み係数ベクトルをＷと
すると、次式で表わされる。
【００６１】
【数６】 （５）式及び（６）式を（９）式に代入することによ
り、第１番目のサブアレイプロセッサ１０５1に対する
重み係数ベクトルＷが次式で求められる。
【００６２】
【数７】 上記（１０）式の重み係数ベクトルＷを複素乗算器２０
５1〜２０５Nのそれぞれで受信信号ｒ1〜ｒNに乗じた
後、それらの各乗算結果を合成器２０９で加算合成する
ことにより、第１のサブアレイプロセッサ１０５1の出
力信号が得られる。この出力信号をＹ1とすると、これ
は次式で表わされる。
【００６３】
【数８】 この場合、（１１）式の右辺第１項が雑音として振る舞
い、右辺第２項の遅れ波Ｓ（τ）が最大比合成される。
すなわち、第１番目のサブアレイプロセッサ１０５1は
図２の遅れ波到来方向（ベクトルＱ→Ｐ）にアンテナパ
ターンを向ける。
【００６４】同様に、図１の第３番目のサブアレイプロ
セッサ１０５3に関しては、進み波にアンテナパターン
をステアリングさせることが可能である。図２において
は、進み波の図示を省略しているが、Ｎ個の補助アンテ
ナ１０２1〜１０２Nに対して角度θ3で入射していると
仮定する。また、φ3＝πｓｉｎθ3の信号位相差が補助
アンテナ１０２1〜１０２N間に生じるものとする。
【００６５】この場合は、主波と進み波のみの２波マル
チパスモデルに簡略化した場合、受信信号は（３）式の
右辺第２項の遅れ波Ｓ（τ）を進み波Ｓ（−τ）と置き
換え、次式のように表わせる。
【００６６】
【数９】 ただし、上式中、ｈ-1はインパルス応答の時刻−τでの
サンプリング値である。
【００６７】第３番目のサブアレイプロセッサ１０５3
に対して図２の遅延素子２１０の遅延時間は０（＝（３
−３）×τ）となり、図１に示したように、サブアレイ
プロセッサ１０５3の判定データ信号のフィードバック
入力には遅延素子を設けない。従って、図２に示す相関
器２０８1〜２０８Nに入力される判定データ信号は
【００６８】
【外７】 （ａ） となる。
【００６９】一方、相関器２０８1〜２０８Nに入力され
る受信信号は、遅延素子２０６1〜２０６Nにより時間
（τ＋α）だけ遅延されるためＳ（τ＋α）である。従
って、（τ＋α）を時刻ｔ＝０の基準とした場合、相関
器２０８1〜２０８Nでは（１２）式で表わされる受信信
号と判定データ信号
【００７０】
【外８】 （−ｒ） との相関演算が行われる。このとき、相関器２０８1〜
２０８Nが出力する重み係数ベクトルＷは次式で表わさ
れる。
【００７１】
【数１０】 従って、第３番目のサブアレイプロセッサ１０５3の出
力信号Ｙ3は、（１２）式と（１３）式の畳み込みによ
り、次式で表わされる。
【００７２】
【数１１】 （１４）式からわかるように、その右辺第１項が雑音と
して振る舞い、右辺第２項は進み波Ｓ（−τ）が最大比
合成されることを示している。すなわち、第３番目のサ
ブアレイプロセッサ１０５3は進み波到来方向にアンテ
ナパターンを向ける。
【００７３】図１に示すように、サブアレイプロセッサ
１０５2と１０５3の各出力側には遅延素子１０６、１０
７が設けられ、前記出力信号Ｙ2とＹ3をそれぞれ時間τ
と２τ遅延している。これらの遅延素子１０６及び１０
７の各出力信号をそれぞれＹ2（τ）、Ｙ3（２τ）とお
くと、これらは（８）式及び（１４）式より次式で表わ
される。
【００７４】
【数１２】 従って、合成器１０８は（１１）式で表わされるサブア
レイプロセッサ１０５1の出力信号Ｙ1と、（１５）式で
表わされる遅延素子１０６の出力信号Ｙ2（τ）と、
（１６）式で表わされる遅延素子１０７の出力信号Ｙ3
（２τ）との加算合成を行って、次式で表わされる信号
Ｙを出力する。
【００７５】 Ｙ＝Ｙ1＋Ｙ2（τ）＋Ｙ3（２τ） ＝Ｎ・（ｈ* -1・ｈ-1＋ｈ* 0・ｈ0＋ｈ* 1・ｈ1）・Ｓ（τ）＋ＩＳＩ （１７） ただし、上式中、ＩＳＩはＳ（０）とＳ（２τ）を含む
項であり、Ｓ（τ）を希望信号とした場合の符号間干渉
（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ）であり、次式で表わされる。
【００７６】
【数１３】 （１７）式より明らかなように、各サブアレイプロセッ
サ群で受信されたＳ（τ）が希望波として最大比ダイバ
ーシチ合成されることが証明された。すなわち、（１
７）式の進み応答ｈ-1、主波応答ｈ0及び遅れ応答ｈ1の
自己相関値の和は受信点での進み波Ｓ（−τ）、主波Ｓ
（０）、遅れ波Ｓ（τ）が同一タイミング（ｔ＝τ）に
収束され、時間領域で最大比合成された結果である。こ
の効果は適応整合フィルタ１０９などと同様に、本実施
例により空間領域の整合フィルタリングが可能になった
ことを示す。
【００７７】図１に示すように、合成器１０８の出力信
号Ｙは合成器１１０に供給され、ここで主アンテナ１０
１で受信され、適応整合フィルタ１０９でそのＳＮＲを
最大化されたブランチと加算される。これにより、主ア
ンテナブランチと補助アンテナブランチの最大比ダイバ
ーシチ合成が行われる。
【００７８】以上のように、合成器１１０においてＳＮ
Ｒが最大限に強化された信号は、適応等化器１１１へ入
力される。補助アンテナブランチからの信号は（１７）
式のＩＳＩ（符号間干渉）、すなわち、（１８）式のよ
うにＳ（τ）前後のシンボルＳ（０）、Ｓ（２τ）から
の干渉を含んでいる。これらの干渉成分は適応等化器１
１１により除去される。
【００７９】適応等化器１１１は例えば図６に示す如き
構成の判定帰還形等化器（ＤＦＥ）が用いられる。同図
に示すように、判定帰還形等化器は前方フィルタ６０
１、後方フィルタ６０４、前方フィルタ６０１の出力信
号から後方フィルタ６０４の出力信号を差し引く減算器
６０２、判定器６０３、及び判定器６０３の入力信号か
ら出力信号を差し引く減算器６０５より構成されてい
る。
【００８０】判定帰還形等化器は入力信号を前方フィル
タ６０１で受け、これによりインパルス応答の前縁（Ｐ
ｒｅｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉（ＩＳＩ）を除去
して減算器６０２及び判定器６０３を直列に介して後方
フィルタ６０４に供給し、ここでインパルス応答の後縁
（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉を除去し、
その出力を減算器６０２に帰還入力する構成である。す
なわち、Ｓ（０）の符号間干渉はＤＦＥの前方フィルタ
により、またＳ（２τ）の符号間干渉はＤＦＥの後方フ
ィルタによりそれぞれ除去される。
【００８１】前方フィルタ６０１及び後方フィルタ６０
４は共にトランスバーサルフィルタで構成されており、
トランスバーサルフィルタに畳み込まれるタップ係数は
判定器誤差信号の自乗平均を最小とするアルゴリズムで
適応修正される。ここで、判定器誤差信号は、判定器６
０５の入出力信号間の誤差であり、減算器６０５の出力
として与えられる。
【００８２】次に、サイドローブキャンセラによる干渉
波除去と信号強化のダイバーシチ合成が同時に実現され
ることを定性的に説明する。図３は図１の第１実施例に
よる干渉波除去と信号強化のダイバーシチ合成の動作説
明図で、図１と同一構成部分には同一符号を付してあ
る。この図３では、一例として、補助アンテナの個数Ｎ
を”３”とし、また、サブアレイの個数Ｍを”２”と
し、更に適応整合フィルタ１０９のタップ数を”３”、
遅延素子の遅延時間τをＴ／２（ただし、Ｔはシンボル
周期）としている。
【００８３】図３において、希望波源３０１からの希望
波Ｓと干渉波源３０２からの干渉波Ｊとがそれぞれ主ア
ンテナ１０１と補助アンテナ・アレイ３０４とに入射さ
れる。補助アンテナ・アレイ３０４は一例として等間隔
に設置された３つの補助アンテナ１０２１〜１０２３よ
りなる。
【００８４】また、図示の簡略化及び説明に必要な構成
部分のみを図示してあり、アップルバウムアレイプロセ
ッサ１０３、サブアレイプロセッサ１０５１及び１０５
２は、それぞれ補助アンテナ１０２１〜１０２３に対応
して設けられた３つの複素乗算器とそれら複素乗算器の
出力乗算結果を加算合成する合成器のみを図示してあ
り、アップルバウムアレイプロセッサ１０３におけるア
ップルバウム演算器やサブアレイプロセッサ１０５１及
び１０５２における相関器２０８１〜２０８Ｎ、遅延素
子２０６１〜２０６Ｎ及び分配器２０７の図示は省略し
てある。
【００８５】また、破線で囲んだ部分図３１０は減算器
１０４の入力における干渉波成分のベクトル図、図３１
１は適応整合フィルタ１０９のタップ上のマルチパス波
のインパルス応答、図３１２は適応整合フィルタ１０９
の出力での希望波に対するインパルス応答、図３１３は
第１のサブアレイプロセッサ１０５１の出力での遅れ波
に対するインパルス応答、図３１４は第２のサブアレイ
プロセッサ１０５２の出力での主波に対するインパルス
応答、図３１５は合成器１０８の出力での希望波に対す
るインパルス応答を示す。
【００８６】いま、図３に示すように、希望波源３０１
から主アンテナ１０１及び補助アンテナ・アレイ３０４
にそれぞれ２波マルチパス伝搬が生じているものとす
る。主アンテナ１０１では、経路Ａが主波に、経路Ｂが
遅れ波に対応する。同様に、補助アンテナ・アレイ３０
４では経路Ｃが主波に、経路Ｄが遅れ波に対応する。な
お、これらの２波マルチパス間の遅延時間差はＴ／２と
仮定する。他方、干渉波は主アンテナ１０１にベクトル
Ｊ１として、補助アンテナ・アレイ３０４にはベクトル
Ｊ２として伝搬するものとする。
【００８７】アップルバウムアレイプロセッサ１０３は
ベクトルＪ２方向にアンテナパターンを形成し、減算器
１０４の入力において、主アンテナ１０１で受信された
干渉波ベクトルＪ１とキャンセルし合うように、アップ
ルバウムアレイプロセッサ１０３の重み係数が制御され
る。これはベクトル図３１０で示される。
【００８８】第１のサブアレイプロセッサ１０５１は経
路Ｄの遅れ波（以下、これを遅れ波Ｄというものとす
る）にビームを形成し、これを受信する。従って、サブ
アレイプロセッサ１０５１の出力での伝送路応答は３１
３で示すように、時刻Ｔ／２のインパルス応答となる。
また、第２のサブアレイプロセッサ１０５２は経路Ｃの
主波（以下、これを主波Ｃというものとする）にビーム
を形成し、これを受信する。従って、サブアレイプロセ
ッサ１０５２の出力での伝送路応答は３１４で示すよう
に、時刻０のインパルス応答となる。
【００８９】サブアレイプロセッサ１０５２の出力信号
は遅延素子１０６により時間Ｔ／２遅延されて、サブア
レイプロセッサ１０５１の出力信号と時間合わせされた
後合成器１０８でサブアレイプロセッサ１０５１の出力
信号と合成される。従って、この合成器１０８の出力で
のインパルス応答は、３１５に示すように時刻Ｔ／２で
発生する。
【００９０】主アンテナ１０１側の希望受信波に着目す
ると、適応整合フィルタ１０９にはインパルス応答３１
１のようにマルチパス波が時間分散している。すなわ
ち、適応整合フィルタ１０９の中央タップには経路Ａか
らの主波応答Ａが、また、入力側第１タップには経路Ｂ
からの遅れ波応答Ｂがそれぞれ時刻０とＴ／２に分布し
ている。適応整合フィルタ１０９では主波よりＴ／２だ
け遅れた経路Ｂからの遅れ波を遅延素子の入っていない
第１タップよりタップ係数Ｂを乗じて自乗振幅で出力さ
せ、また、経路Ａからの主波は遅延時間Ｔ／２の遅延素
子を通った中央タップからタップ係数Ａを乗じて自乗振
幅で出力させる。
【００９１】従って、適応整合フィルタ１０９内部の合
成器では、経路Ａからの主波も経路Ｂからの遅れ波も共
に時刻Ｔ／２に時間合わせされ、Ａ２＋Ｂ２のように時
間領域の最大比合成される。この動作はインパルス応答
３１２で示すように時間分散した電力を基準時刻Ｔ／２
に収束されていることを意味する。
【００９２】このように、適応整合フィルタ１０９の出
力の応答が時刻Ｔ／２に、同じく合成器１０８の出力の
応答も時刻Ｔ／２に発生するので両者の発生時刻は一致
する。更に、図３では図示を省略したが、図１に示した
ように適応整合フィルタ１０９及びサブアレイプロセッ
サ１０５１及び１０５２は、いずれも適応等化器１１１
の出力判定データ信号を用いて相関処理により制御して
いるため、両者の出力は同位相に一致している。
【００９３】従って、合成器１１０で適応整合フィルタ
１０９出力と合成器１０８の出力とを合成することによ
り、主アンテナブランチと補助アンテナアレイブランチ
との最大比ダイバーシチ合成が行われる。以上の動作に
より、サイドローブキャンセラによる干渉波除去と、補
助アンテナアレイを共用したサブアレイプロセッサ群に
よるダイバーシチ合成とが同時に実現されることがわか
る。
【００９４】以上が本発明の第１実施例であるが、多少
の問題点がある。それはサブアレイプロセッサ群にも多
少の干渉波成分が受信されており、適応整合フィルタ１
０９と合成されるとき、多少の干渉波成分が適応等化器
１１１に入力されてしまうという問題である。干渉波に
関しては図３の主アンテナ１０１、補助アンテナアレイ
３０４、減算器１０４及びアップルバウムアレイプロセ
ッサ１０３からなるサイドローブキャンセラによりベク
トル図３１０のように除去されるが、二つのサブアレイ
プロセッサ１０５１及び１０５２に漏洩した干渉波は合
成器１１０に入力されてしまう。
【００９５】すなわち、サイドローブキャンセラにより
除去した後に、干渉波が漏洩する。特に補助アンテナア
レイ３０４において干渉波Ｊ２の到来方向がマルチパス
を含めた希望波受信方向Ｃ又はＤのいずれかと一致する
と、サブアレイ受信信号に漏洩する干渉波電力は無視で
きない。これが適応等化器１１１に入力されると、通
常、適応等化器１１１は相関のあるマルチパスによる符
号間干渉の除去動作を行っているため、希望波と無相関
な干渉波は除去できない。従って、このような場合には
残留漏洩干渉波による回線品質が劣化する場合がある。
【００９６】そこで、次に説明する本発明の第２実施例
では、上記の第１実施例の問題点を解決しながら、干渉
波の除去とダイバーシチ合成による信号強化を実現す
る。図４は本発明の第２実施例の構成図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。
【００９７】図４に示すように、本実施例は図６に示し
た従来の構成に破線で囲んだ回路部４００を追加した構
成で、第１実施例に比較してアップルバウムアレイプロ
セッサ１０３の出力を分岐し、一方は減算器１０４に入
力し、他方はトランスバーサルフィルタ４０３に入力
し、トランスバーサルフィルタ４０３の出力を合成器４
０３に入力する点が異なる。合成器４０１は適応整合フ
ィルタ１０９、合成器１０８及びトランスバーサルフィ
ルタ４０３の各出力信号を合成して適応等化器４０２へ
供給する。
【００９８】トランスバーサルフィルタ４０３は適応等
化器４０２の出力判定器誤差信号（図６の判定帰還形等
化器の減算器６０５の出力信号）により自乗平均誤差最
小化（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａ
ｒｅ Ｅｒｒｏｒ）制御を行い、サブアレイプロセッサ
１０５1〜１０５3（合成器１０８）から漏洩する干渉波
スペクトラムを推定し、その推定干渉波を逆相で合成器
４０１にてダイバーシチ合成させることで、漏洩干渉波
をキャンセルするために設けられている。
【００９９】次に、図５と共に本実施例の動作について
説明する。同図中、図４と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。図５において、希望波源５
０１からの希望波Ｓと干渉波源５０２からの干渉波Ｊと
がそれぞれ主アンテナ１０１と補助アンテナ・アレイ５
０３とに入射される。補助アンテナ・アレイ５０３は一
例として等間隔に設置された３つの補助アンテナ１０２
１〜１０２３よりなる。
【０１００】また、実線５０４はアップルバウムアレイ
プロセッサ１０３によるアンテナパターンの一例を、破
線５０５はサブアレイプロセッサ１０５1及び１０５2に
よるアンテナパターンの一例をそれぞれ示す。更に、希
望波Ｓの周波数スペクトラムは５０６で、干渉波Ｊの周
波数スペクトラムは５０７で、主アンテナ１０１の受信
信号の周波数スペクトラムは５０８で、減算器１０４の
出力信号の周波数スペクトラムは５０９で、合成器１０
８の出力信号中の希望波と漏洩干渉波の周波数スペクト
ラムはそれぞれ５１０及び５１１で、更にトランスバー
サルフィルタ４０３の出力信号による推定干渉波の周波
数スペクトラムは５１２でそれぞれ示されている。
【０１０１】図５において、主アンテナ１０１及び補助
アンテナアレイ５０３により周波数スペクトラムが５０
６で示される希望波Ｓと周波数スペクトラムが５０７で
示される干渉波Ｊとがそれぞれ受信される。これによ
り、主アンテナ１０１より取り出される受信信号の周波
数スペクトラムは５０８で示す如く、希望波Ｓと干渉波
Ｊとが混在したものとなる。
【０１０２】アップルバウムアレイプロセッサ１０３は
実線５０４で示したアンテナパターンのように、ビーム
を干渉波Ｊに向けることにより干渉波Ｊを抽出し、それ
を振幅位相制御した信号を生成して減算器１０４に供給
する。これにより、減算器１０４は主アンテナ１０１の
受信信号からアップルバウムアレイプロセッサ１０３の
出力信号を差し引くことにより、主アンテナ１０１の受
信信号中の干渉波成分をキャンセルする。従って、減算
器１０４の出力信号の周波数スペクトラムは、５０９に
示す如く希望波Ｓと同じ周波数スペクトラムである。
【０１０３】一方、第１のサブアレイプロセッサ１０５
1は破線５０５で示したアンテナパターンを形成したも
のと仮定すると、このアンテナパターン５０５のサイド
ローブに干渉波Ｊが低いレベルではあるが、受信されて
しまう。同様な動作が第２のサブアレイプロセッサ１０
５ 2でも行われる。このように第１及び第２のサブアレ
イプロセッサ１０５ 1及び１０５ 2で受信された干渉波Ｊ
は遅延素子１０６により遅延差を加えられた状態で合成
器１０８で加算される。
【０１０４】干渉波Ｊの信号帯域が希望波Ｓと同程度の
ものであれば、遅延素子１０６の遅延差Ｔ／２は干渉波
Ｊのマルチパス状態を発生させてしまう。すなわち、本
来の干渉波スペクトラムが５０７に示すように周波数選
択性フェージングを受けていなくても、合成器１０８の
出力信号では５１１に示すように固定的な周波数選択性
フェードを持った干渉波スペクトラムとなる。
【０１０５】これに対処するために、トランスバーサル
フィルタ４０３はアップルバウムアレイプロセッサ１０
３が抽出した干渉波成分Ｊを入力信号として受け、これ
をトランスバーサルフィルタリングで干渉波スペクトラ
ムを整形する。この整形された周波数スペクトラムが５
１２で示すように、合成器１０８の出力信号中の漏洩干
渉波スペクトラム５１１と同一となるようにすることに
より、合成器４０１により合成器１０８の出力信号中か
ら固定的なマルチパスを受けた漏洩干渉波を逆相キャン
セルすることができる。
【０１０６】このトランスバーサルフィルタ４０３の制
御は適応等化器４０２からの判定器誤差信号により行わ
れる。もし、推定干渉波周波数スペクトラム５１２が漏
洩干渉波周波数スペクトラム５１１からずれていると、
漏洩干渉波により適応等化器４０２の判定器誤差信号が
増大する。従って、適応等化系の制御速度（適応等化器
４０２のタップ係数修正量）と異なる速度でトランスバ
ーサルフィルタ４０３のタップ係数の制御を行うことに
より、適応等化器４０２とは独立にトランスバーサルフ
ィルタ４０３を制御することができる。また、図５にお
いて、干渉波Ｊが遠方より到来し、伝搬路で干渉波のマ
ルチパスが多少発生したとしても、前述のようにトラン
スバーサルフィルタ４０３が干渉波周波数スペクトラム
を自動整形するので、より自由度の高い干渉波除去が可
能となる。
【０１０７】以上説明したように、本実施例は第１実施
例の干渉波除去とダイバーシチ合成の動作を両立させな
がら、第１実施例で問題となる漏洩干渉波の問題を解決
することができる。
【０１０８】
【発明の効果】以上説明したように、第１の発明によれ
ば、主アンテナブランチとの最大比ダイバーシチ合成に
よる信号強化を干渉波除去と同時に実現することができ
るため、厳しいマルチパスフェージング回線での干渉波
除去と同時に信号対雑音比を最大とする最適受信がで
き、フラットフェージングに対しても回線品質劣化を防
止して最適受信ができる。
【０１０９】また、第２の発明によれば、サイドローブ
キャンセラによる干渉波除去の後に不要干渉波が漏洩し
た場合、トランスバーサルフィルタによりこの不要干渉
波とほぼ同一の周波数スペクトラムの信号を生成するよ
うにしたため、第１の発明で得られる効果を保持しなが
ら、このトランスバーサルフィルタの出力信号により不
要干渉波を逆相キャンセルすることかでき、より完全な
干渉波除去ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の構成図である。
【図２】図１の第１実施例によるマルチパス波に対する
アンテナパターン形成動作説明図である。
【図３】図１の第１実施例による干渉波除去とダイバー
シチ合成の動作説明図である。
【図４】本発明の第２実施例の構成図である。
【図５】図２の第２実施例の動作説明図である。
【図６】判定帰還形等化器の一例のブロック図である。
【図７】従来の一例の構成図である。
【符号の説明】
１０１ 主アンテナ １０２1〜１０２N 補助アンテナ １０３ アップルバウムアレイプロセッサ １０４ 減算器 １０５、１０５1〜１０５3 サブアレイプロセッサ １０６、１０７、１１２、１１３、２１０ 遅延素子 １０８、１１０、２０９、４０１ 合成器 １０９ 適応整合フィルタ １１１、４０２ 適応等化器 ２０５1〜２０５N 複素乗算器 ２０６1〜２０６N 遅延素子 ２０７ 分配器 ２０８1〜２０８N 相関器 ３０４、４０３ 補助アンテナ・アレイ ４０３ トランスバーサルフィルタ

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 希望波を受信する主アンテナ及び複数の
    補助アンテナと、 該補助アンテナの各受信信号から干渉波除去用信号を得
    る適応アレイ手段と、 該適応アレイ手段の出力信号を前記主アンテナの受信信
    号から減算し、その減算結果を該適応アレイ手段に帰還
    して該適応アレイ手段の重み係数を適応修正する減算器
    と、 該減算器の出力減算結果を入力信号として受け、信号対
    雑音比を最大化する適応整合フィルタと、 前記複数の補助アンテナの各受信信号から該補助アンテ
    ナに到来するマルチパス波に対してアンテナパターンを
    形成するＭ個のサブアレイプロセッサと、 該Ｍ個のサブアレイプロセッサのうち第ｉ番目（ただ
    し、ｉ＝１，２，．．．，Ｍ）のサブアレイプロセッサ
    の出力信号を時間（ｉ−１）×τだけ遅延する遅延素子
    と、 第１番目のサブアレイプロセッサの出力信号と該遅延素
    子の出力信号をそれぞれ合成する第１の合成器と、 該第１の合成器の出力信号と前記適応整合フィルタの出
    力信号とをそれぞれ合成する第２の合成器と、 該第２の合成器の出力信号を入力信号から符号間干渉を
    除去して判定データ信号を生成し、該判定データ信号を
    前記適応整合フィルタへ帰還して該適応整合フィルタの
    タップ係数を適応修正する適応等化器と、 該判定データ信号を時間（Ｍ−ｉ）×τだけ遅延して第
    ｉ番目の前記サブアレイプロセッサに帰還し、該第ｉ番
    目のサブアレイプロセッサの重み係数の適応修正を行わ
    せる遅延手段とを有することを特徴とするサイドローブ
    キャンセラ。
  2. 【請求項２】 前記適応アレイ手段の出力信号が分岐さ
    れて入力され、その入力信号の周波数スペクトラムを整
    形して出力するトランスバーサルフィルタを更に設け、 前記第２の合成器は前記第１の合成器の出力信号と前記
    適応整合フィルタの出力信号と共に該トランスバーサル
    フィルタの出力信号を合成し、前記適応等化器はその判
    定器誤差信号を該トランスバーサルフィルタに帰還し、
    該トランスバーサルフィルタのタップ係数を適応修正す
    ることを特徴とする請求項１記載のサイドローブキャン
    セラ。
  3. 【請求項３】 前記サブアレイプロセッサは、前記補助
    アンテナの受信信号が１対１に対応して入力される複数
    の複素乗算器と、前記補助アンテナの受信信号が１対１
    に対応して入力される複数の遅延器と、前記遅延手段を
    経た信号を前記補助アンテナの個数分分配する分配器
    と、該分配器の出力信号と該遅延器の出力信号との相関
    をとり重み係数を生成して前記複数の複素乗算器へ供給
    する複数の相関器とよりなることを特徴とする請求項１
    又は２記載のサイドローブキャンセラ。
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