KR100935835B1 - 안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR100935835B1
KR100935835B1 KR1020027017739A KR20027017739A KR100935835B1 KR 100935835 B1 KR100935835 B1 KR 100935835B1 KR 1020027017739 A KR1020027017739 A KR 1020027017739A KR 20027017739 A KR20027017739 A KR 20027017739A KR 100935835 B1 KR100935835 B1 KR 100935835B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
antenna
phase
processing system
control
Prior art date
Application number
KR1020027017739A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20030095957A (ko
Inventor
울프디에트리치 지. 카스페르코비츠
루카스 레이텐
눈지아티나 메카살마
시세로 에스. 바우처
Original Assignee
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Publication of KR20030095957A publication Critical patent/KR20030095957A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100935835B1 publication Critical patent/KR100935835B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/42—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means using frequency-mixing

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로에서, 필요한 위상 편이를 가지는 안테나 신호들이 공통 기준 신호를 가지는 두 개의 위상 동기 루프들에 의해 생성된다. 전하 펌프(26 및/또는 27)의 출력 노드에 부가되는 제어 전류가 안테나 신호들의 위상 편이를 제어하기 위해 사용된다. 이는 아날로그 도메인에서 위상 편이 작업의 구현을 가능하게 하고, 차량 라디오 또는 이동 통신 시스템 같은 대응 가전 장치의 비용을 절감시킨다.
Figure R1020027017739
안테나, 위상 편이, 위상 동기 제어 루프, 아날로그, 라디오, 전하 펌프

Description

안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템{A method and system for forming an antenna pattern}
본 발명은 안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이며, 특히, 안테나들을 위한 빔 형성 회로의 분야에 관한 것이다.
배경 기술 및 종래 기술
무선 통신 시스템들, 레이더 시스템들, 음파탐지기(sonar) 시스템들 및 마이크로폰 어레이들 같은 다수의 통신 시스템들은 신호들의 전송 및/또는 수신을 향상시키기 위해 빔 형성(beam forming)을 사용한다. 신호 소스의 위치에 기초하는 신호들 사이를 구별하지 않는 종래의 통신 시스템들과는 대조적으로, 빔 형성 시스템들은 시스템들에 관하여 특정 위치들에 있는 소스들로부터 생성된 신호들의 수신을 향상시키는 기능을 특징으로 한다.
일반적으로, 빔 형성 시스템들은 안테나들, 소나 폰들(sonar phones) 또는 마이크로폰들 같은 공간적으로 분포된 센서 소자들의 어레이와, 이 어레이에 의해 검출된 신호들을 조합하기 위한 데이터 처리 시스템을 포함한다. 데이터 프로세서는 센서 소자들에 관하여 선택된 위치들에 위치된 소스들로부터의 신호들의 수신을 향상시키도록 신호들을 조합한다. 근본적으로, 데이터 프로세서는 센서 어레이를 신호 소스의 방향으로 "겨냥(aims)" 한다.
미국 특허 제 5,581,620호는 복수의 주파수 의존 신호들 사이의 상대 시간 지연들을 동적으로 결정할 수 있는 대응 신호 프로세서를 개시한다. 이 신호 프로세서는 신호들 사이의 상대 시간 지연들에 따라 복수의 주파수 의존 신호들을 정렬함으로써, 빔 신호를 적응식으로 생성할 수 있다.
무선 이동 통신 시스템들 같은 무선 통신 시스템들에서, 수신된 신호 간섭의 레벨에 대한 각 모바일 사용자에 의해 수신된 신호 레벨을 증가시키는 수단으로써, 기지국에서 지향식 안테나들이 사용될 수 있다. 이는 원하는 수신 모바일 사용자에게 방사되는 에너지를 증가시키고, 동시에, 다른 원격 모바일 사용자들에게 방사되는 간섭 에너지를 감소시킴으로써 실행된다.
미국 특허 제 6,101,399호는 기지국에서 적응성 위상 어레이 전송 빔 패턴을 형성하는 방법을 개시하고 있다. 이 방법은 수신된 안테나 어레이 신호들의 특정 통계적 특성들에 기초한, 최적의 전송 안테나 빔 패턴의 추정에 의존한다. 이 최적의 전송 빔 패턴은 2차 구속들(quadratic constrains)을 받는 2차 최적화를 풀어냄으로써 발견된다.
미국 특허 제 6,011,513호는 PIN 다이오드들을 사용하는 빔 형성 회로를 개시한다. PIN 다이오드 회로 배열은 PIN 다이오드들의 비선형 응답을 보상하도록 디지털 입력 신호들에 대한 변환기의 응답을 변화시키도록 배열된 기준 전압 제어기 를 가진 디지털-대-아날로그 변환기를 포함한다.
1998년 3월, 고상 회로들(Solid-State Circuits)의 IEEE 저널 367-377 페이지의 J-Y 리, H-C 류 및 H. 사뮤엘리의 "고 비트 전송율 무선 통신들을 위한 QAM 복조기 IC를 형성하는 디지털 적응성 빔"으로부터, 주파수 호핑(hopping)과 연계한 적응성 빔 형성 방법이 공지되었다. 데이터로부터의 빔을 기준 신호 또는 트레이닝 시퀀스(training sequence)와 비교함으로써, 수신 패턴은 원하는 결과에 수렴하고, 목표 사용자를 향해 주 빔을 조향하며, 동시에, 간섭자 방향들에는 널들(nulls)을 배치한다. 이 송수신기를 위한 응용들은 노트북 컴퓨터 통신들, 휴대용 멀티미디어 라디오들, 및 셀룰러와 피어-투-피어 통신 네트워크들 양자에서의 이동 컴퓨팅(nomadic computing)을 포함한다. 이 소스 방향들은 이전에 알려지지 않은 것으로 가정된다. 또한, 이 방법은 적응성 빔 형성을 위한 실시간 트래킹 기능을 특징으로 한다.
종래 기술의 빔 형성 방법들 및 시스템들의 공통적인 단점은 빔 형성을 위해 사용되는 전용 디지털 신호 처리 시스템의 비용이다. 이는 가전 장치들(consumer devices)에 대한 빔 형성의 응용 분야들을 규제하고 있다.
발명의 목적
따라서, 본 발명의 목적은 안테나 패턴을 형성하기 위한 개선된 방법 및 전자 회로를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 가전 장치들에서의 응용에 대하여 빔 형성을 특징으로 하는 수신기 및 송신기를 제공하는 것이다.
발명의 요약
본 발명의 목적들은 기본적으로 각 독립항들의 특징들을 적용함으로써 해결된다.
본 발명은 안테나 패턴을 형성하기 위한 비용 효율적 방법 및 전자 회로를 제공한다. 이는 개선된 다경로 수신이 가능한 차량 라디오 수신기들 같은 가전 장치들, 빔 형성 기능들을 가지는 저가형 송수신기들을 구비한 GSM, DECT 또는 블루투스 모바일 장치들 같은 이동 및 무선 전화 장치들내의 안테나와, 공간-시간 코딩 응용 분야들을 위한 빔 형성을 가능하게 한다.
수신기/송수신기 시스템내의 빔 형성 기능은 개선된 RF 성능을 도출한다. 빔 형성의 기본 원리는 둘 이상의 안테나들로 도입(진입)하는 별개의 RF 신호들의 가용성에 의존한다. RF 신호들을 서로에 대해 선택적으로 위상 편이시킴으로써, 프로그램가능형 안테나 패턴을 도출한다.
예로서, 안테나 패턴은 하기의 목적에 따라 조절될 수 있다.
2차 전송 경로들에 의해 유발된 다경로 간섭의 소거. 안테나 패턴의 메인 로브는 직접 수신 경로의 방향으로 조절되고, 반사된 빔들의 방향으로의 조합된 안테나 이득이 최소화된다.
공간-시간 다변화 시스템들의 구현을 위한 수단을 제공. "공간적으로" 코딩된 신호들을 송신 및 수신함으로써, 서버 간섭 문제들 없이 동일 파장에서 동작하는 몇 개의 장치들을 가지는 것이 가능하다(예로서, 사무실내에서). 각 송수신기는 원하는 송수신기 "파트너"에 대한 RF 링크를 달성하도록 그 "빔 방향"을 조절한다.
본 발명은 아날로그 도메인내의 빔 형성을 구현할 수 있게 한다는 것이 바람직하다. 이는 디지털 멀티플라이어들 및 다른 디지털 신호 처리 단계들을 위한 지출을 회피할 수 있게 한다. 바람직한 실시예에서, 이는 안테나 신호들의 필요한 위상 편이를 생성하기 위해서, 2 위상 동기 루프들의 가지들(branches) 중 하나 이상에 프로그램가능 제어 전류를 추가함으로써 달성된다.
본 발명의 부가적인 목적들 및 특징들은 도면들을 참조로, 하기의 상세한 설명 및 첨부된 청구항으로부터 보다 쉽게 명백히 알 수 있을 것이다.
삭제
도 1은 2 안테나들의 적응성 안테나 패턴을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 수신기의 제 1 실시예를 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 송신기의 제 1 실시예를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 송신기의 제 2 실시예를 도시하는 도면.
도 5는 본 발명에 따른 전자 회로의 제 1 실시예를 도시하는 도면.
도 6은 도 5의 회로의 전형적인 위상 주파수 검출기/전하 펌프의 전달 기능을 도시하는 도면.
도 7은 전류의 함수로서 위상 주파수 검출기의 각 입력들에서 위상 편이를 예시하는 도면.
도 8은 전류의 함수로서, 도 5의 회로의 전압 제어식 발진기들에서 위상 편이를 예시하는 도면.
도 9는 전류 제어로 인한 기준 의사 브레이크쓰루(reference spurious breakthrough)를 예시하는 도면.
도 10은 본 발명에 따른 회로의 제 2 실시예의 블록도.
도 11은 위상 편이와 진폭 사이의 이상적 관계를 예시하는 도면.
도 12 및 도 13은 전류 제어의 함수로서 위상 편이를 예시하는 도면.
도 14는 기준 의사 브레이크쓰루를 예시하는 도면.
상세한 설명
도 1은 안테나들(1, 2)을 도시한다. 이 안테나들(1, 2)은 어떠한 빔 형성도 사용되지 않는 경우, 또는 어떠한 위상 편이도 각 안테나 신호들에 적용되지 않는 경우의 결과 안테나 패턴(3)을 가진다. 빔 형성의 경우에, 다른 안테나 패턴들(4, 5)이 생성될 수 있다.
안테나 패턴(5)의 메인 로브의 각도(θ)는 안테나들(1, 2)의 각 안테나 신호들에 적용된 위상 편이에 의해 결정된다. 위상 편이를 변화시킴으로써, 각도(θ)가 따라서 변화하게 된다. 이 방식으로, 안테나 신호들의 위상 편이에 대한 적절한 선택을 이룸으로써, 안테나 패턴(5)의 메인 로브를 위한 임의의 각도(θ)를 선택하는 것이 가능하다.
도 2는 아날로그 도메인내의 적응성 빔 형성을 가진 본 발명에 따른 수신기 의 블록도를 도시한다. 신호(Ant_1, Ant_2)는 각각 안테나들(1, 2)로부터 수신된다. 안테나 신호들(Ant_1, Ant_2)은 각각 혼합기들(6, 7)에 인가된다. 또한, 주파수(fvco1)와 위상(Φ1)을 가지는 신호가 혼합기(6)에 인가된다. 마찬가지로, 주파수(fvco2)와 위상(Φ2)을 가지는 신호(9)가 혼합기(7)에 인가된다.
신호들(8, 9)은 각각 전압 제어식 발진기들(10, 11)에 의해 출력된다. 이 전압 제어식 발진기들(10, 11)은 동조 시스템(12)에 접속되어 있다. 전압 제어식 발진기(10), 피드백 신호(13) 및 동조 시스템(12)에 의해, 제 1 위상 동기 루프가 생성된다.
별개의 위상 동기 루프가 전압 제어식 발진기(11), 피드백 신호(14) 및 동조 시스템(12)에 의해 생성된다. 전압 제어식 발진기들(10, 11)에 각각 연결된 동조 시스템(12)의 출력들(15, 16)은 각 위상 동기 루프들이 동기되는 신호들(8, 9)의 주파수들(fvco1, fvco2)과 위상들(Φ1, Φ2)을 결정한다.
혼합기(6)의 출력은 신호(8)에 의해 승산된 신호(Ant_1)이고, 혼합기(7)의 출력은 신호(9)에 의해 승산된 신호(Ant_2)이다. 혼합기들(6, 7)의 각 출력들은 필터들(17, 18)에 연결된다.
여기에 고려된 실시예에서, 필터들(17, 18)은 대역 통과 필터들이다. 필터들(17, 18)의 출력들은 필터들(17, 18)의 출력들을 가산하기 위한 조합기(19)에 연결된다. 조합기(19)의 출력은 기저대역 처리 시스템(21)의 일부를 형성하는 복조기(20)에 연결된다.
복조기(20)는 도 2에 도시되지 않은 기저대역 처리 시스템(21)의 다른 콤포넌트들에게로 복조된 신호를 출력하기 위한 출력(22)을 가진다. 기저대역 처리 시스템(21)의 다른 콤포넌트들은 채널 디코더, 음성 디코딩 및/또는 응용 분야에 따른, 다른 디지털 신호 처리 콤포넌트들을 포함할 수 있다.
위상 편이 제어기(23)는 기저대역 처리 시스템(21)에 연결된다. 복조기(20)의 출력(22)에 기초하여, 바람직한 결과적 안테나 패턴을 위한 신호들(8, 9)의 위상들(Φ1, Φ2) 사이의 위상 편이(ΔΦ)를 결정한다. 위상 편이 제어기(23)는 전압 제어식 발진기들(10, 11)의 각 출력 신호들(8, 9)의 위상(Φ1, Φ2)으로 위상 편이(ΔΦ)가 부과되어야만 한다는 것을 동조 시스템(12)에 지령하도록 동조 시스템(12)에 위상 제어 신호를 출력한다.
도 2의 회로는 혼합이 혼합기들(6, 7)에 의해 아날로그 도메인 내에서 수행되기 때문에, 디지털 혼합기들을 필요로 하지 않는다. 또한, 도 2의 회로는 이들 신호들이 또한 각 위상 동기 루프들에 의해 아날로그 도메인내에서도 생성되기 때문에, 필요한 위상 편이(ΔΦ)를 가진 신호(8, 9)를 생성하기 위한 전용 프로세서를 필요로 하지 않는다. 이 방식으로, 회로가 가전 장치들을 위한 특정 응용 분야들을 가지는 저가의 방식으로 실현될 수 있다.
도 3은 도 3의 수신기에 대응하는 송신기들 도시한다. 도 2의 소자들에 대응하는 도 3의 수신기의 유사 소자들은 동일 참조 번호들로 표시되어 있다.
IF 신호가 기저대역 처리 시스템의 변조기에 의해 생성되어, 혼합기들(6, 7)의 각 입력들에 제공된다. 또한, 혼합기들(6, 7)은 IF 신호의 업-컨버전 목적을 위해 신호들(8, 9)을 수신한다. 신호들(8, 9)이 업-컨버전에 부가하여 ΔΦ의 위상 편이를 가지기 때문에, 혼합기들(6, 7)의 출력들에서의 신호들 사이에 대응 위상 편이가 초래된다. 각각 필터들(17, 18)에 의한 필터링 이후에, 대응 안테나 신호들은 위상 편이(ΔΦ)에 따른 원하는 안테나 패턴을 형성한다.
위상 편이(ΔΦ)는 도 2를 참조로 상술된 바와 같이 동조 회로(12)에 적용된 위상 제어 신호에 의해 결정된다. 다시, 위상 제어 신호는 위상 편이 제어기에 의해 생성된다. 예로서, 위상 편이 제어기는 최적의 안테나 패턴과, 시스템의 동작을 위해 그후 선택되게 되는 대응하는 최적의 위상 편이(ΔΦ)를 식별하기 위해 특정 범위내에서 위상 편이(ΔΦ)를 변화시킬 수 있다.
도 4는 송신기의 다른 바람직한 실시예를 도시한다. 다시, 유사 소자들은 동일 참조 번호들로 표시되어 있다. 도 3의 실시예와는 대조적으로, 어떠한 업-컨버전 혼합 또는 다른 혼합도 필요하지 않다. 대신, 주파수 또는 위상 변조를 수행하기 위해 전압 제어식 발진기들(10, 11)의 각 입력에 변조된 기저대역 신호를 인가함으로써, 직접 변조가 수행된다. 다른 장점으로서, 대역 통과 필터들(17, 18)이 절감된다.
여기에 고려된 실시예에서, 동조 시스템(12)의 대역폭은 송신되는 심볼 레이트보다 현저히 작다. 또한, 빔의 스캐닝 주파수는 동조 시스템의 루프 대역폭보다 작다.
도 5는 본 발명의 회로의 일 실시예를 도시한다. 다시, 유사 소자들은 동일 참조 번호들로 표시되어 있다.
회로는 fxta1의 주파수에서 발진하는 석영 발진기(24)를 가진다. 발진기(24)의 출력은 fref의 기준 주파수를 가지는 신호가 도출되도록 주파수 분할기(25)에 의해 주파수 분할된다.
주파수(fref)를 가지는 기준 신호는 위상 주파수 검출기/전하 펌프 회로들(26, 27)내로 입력된다. 회로(26)는 출력 신호의 주파수(fvco1)를 N으로 나누는 주파수 분할기(28)로부터 추가 입력을 수신한다.
두 신호들의 위상 주파수 편차(ΔΦpd1)는 회로(26)에 의해 검출된다. 위상 주파수 편차(ΔΦpd1)의 크기는 회로(26)의 전하 펌프에 의해 생성된 전하의 양을 결정한다. 이 응용분야를 위한 적절한 전하 펌프는 미국 특허 제 5,929,678호로부터 공지된 것 같은 것이다. 회로(26)의 전하 펌프에 의해 생성된 대응 출력전류는 도 5에 Icp1로 표시되어 있다. 전류(Icp1)의 크기는 하기의 수학식에 의해 결정된다.
Figure 112002043019564-pct00001
전류(Icp1)는 적분기를 포함하는 필터(29)내로 입력된다. 필터(29)의 출력은 전압 제어식 발진기(10)에 인가된 전압 제어 신호를 결정하고, 따라서, 주파수(fvco1)를 결정한다. 이 방식으로, 주파수 분할기(28), 회로(26), 필터(29), 전압 제어식 발진기(10) 및 피드백 신호(13)를 포함하는 위상 동기 루프가 초래된다.
위상 동기 루프가 동기될 때, 위상 주파수 편차(ΔΦpd1)는 0이 되고, 그래서, 전류(Icp1)도 0이 된다. 주파수 분할기(30), 회로(27), 필터(31), 전압 제어식 발진기(11) 및 피드백 신호(14)를 포함하는 대응 위상 동기 루프가 주파수(fvco2)를 가지는 제 2 신호의 형성을 위해 도 5의 회로에 형성된다.
회로(27)의 전하 펌프에 의해 생성된 전류(Icp2)에 관하여, 상기 수학식 1은 ΔΦ가 기준 신호와 주파수 분할기(30)의 출력 신호의 위상 주파수 편차(ΔΦpd2)인 경우를 유사하게 적용한다.
전압 제어식 발진기들(10, 11)에 의해 출력된 신호들의 위상 편이(ΔΦ = Φ1 - Φ2)는 필터(29)와 회로(26) 사이의 노드에 추가된 부가 전류(Ict1)에 의해 결정된다.
도 5의 회로로 구현된 위상 편이 기능은 위상 동기 루프 동조 시스템이 그 전달 함수에 이중 적분기를 포함한다는 사실에 기초한다. 이는 또한 유형 2 위상 동기 루프로서도 공지되어 있다. 이중 적분은 0 잔류 위상 에러로, 기준 신호에 대한 전압 제어식 발진기들(10, 11)의 각 출력들의 위상 동기를 달성하기 위해 사용된다.
위상 주파수 검출기/전하 펌프(PFD/CP)-회로(26, 27)-의 출력 신호의 콘텐츠가 최소화되기 때문에, 0 위상 에러는 최소 기준 의사 브레이크쓰루를 도출한다. 회로(26, 27)의 전달 함수는 도 6에 도시되어 있다. ΔΦpd=0에 대하여, 회로(26)의 평균 출력 전류(Iavg)는 소거된다.
전압 제어식 발진기들의 적분 작용과 조합된, 루프 필터 그 자체의 적분의 존재는 루프 필터로 흐르는 총 전류가 0인 위치에서의 루프의 동기를 보증한다. 그렇지 않으면, 루프 필터들내에서의 DC 전압들의 편이가 존재하고, 위상 및 주파수 동기는 결국 소실되고 만다. 도 5의 회로(26)의 출력 노드에 추가된 제어 전류(Ict1)에 관하여, 이는 대응 위상 동기 루프가 하기의 조건이 충족될 때 동기된다는 것을 의미한다.
Figure 112002043019564-pct00002
결과적으로, 위상 동기 루프는 위상(ΔΦpd1)에서 각 기준 신호에 대해 전압 제어식 발진기(10)의 주파수 분할된 출력 신호를 동기시킨다. Ict1과 ΔΦpd1의 관계는 다음과 같다.
Figure 112002043019564-pct00003
전압 제어식 발진기(10)에 의해 출력된 신호의 위상 편이는 회로(26)의 입력에서의 위상 편이(ΔΦpd1)의 N배(주파수 분할기(28)의 분할기 비율)이다. 따라서, 전압 제어식 발진기(10)의 출력에서의 위상 편이는 다음과 같다.
Figure 112002043019564-pct00004
도 6은 Ict1의 함수로서, 회로(26)의 입력에서의 위상 편이(ΔΦpd)를 도시하고, 유사하게, 도 7은 상기 수학식 4에 따른 Ict1의 함수로서 전압 제어식 발진기(10)의 출력에서 위상 편이(ΔΦ0)를 도시한다. 도 6은 회로(26)의 전달 함수를 나타낸다.
위상 동기 루프의 누설 전류들은 증가된 의사 기준 브레이크쓰루를 초래할 수 있다는 것이 종래 기술로부터 공지되어 있다. 이 효과는 이전 기준 주기 동안 루프 필터의 손실 전하를 보상하기 위해, 펌프로부터 루프 필터로의 전류의 주입에 의해 유발된다.
도 5의 회로와 관련하여, 위상 동기 루프는 동조 라인내의 누설 전류들에 대한 것과 정확히 동일한 방식으로 전류(Ict1)를 제어하도록 반응한다. 제어 전류(Ict1)의 함수로서의 다수의 기준 주파수의 기본 및 배수들에서, 의사 신호들의 크기 사이의 관계는 다음과 같다.
Figure 112002043019564-pct00005
여기서,
Figure 112002043019564-pct00006
는 기준 주파수 및 그 고조파들에서 루프의 전달 임피던스의 모듈러스이고, Kvco는 Hz/V에서 전압 제어식 발진기의 이득이다. 필요한 감쇠 레벨들은 관련 오프셋 주파수들에서 루프 필터의 전달 임피던스를 감소시킴으로써 획득될 수 있다.
상기 수학식 4의 관점에서, 제어 전류(Ict1)는 하기와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112002043019564-pct00007
수학식 5에서, 수학식 6의 표현으로 제어 전류(Ict1)를 치환하면, 기준 브레이크쓰루와 위상 편이(ΔΦ0) 사이의 관계가 도출된다.
Figure 112002043019564-pct00008
또한, 제어 전류(Ict1)로 인한 기준 의사 브레이크쓰루가 도 9에 예시되어 있다.
이로부터, 도 10에 도시된 실시예에서와 같이, 2개의 루프들에 걸쳐 차등적으로 제어 전류(Ict1)를 분기시킴으로써 평균적으로 보다 낮은 의사 브레이크쓰루 레벨이 달성될 수 있다. 이 방식으로 제어 전류(Ict1)를 분기시킴으로써, 의사 신호들의 크기가 도 5의 실시예에 비해 3dB만큼 감소한다.
도 10의 실시예에서, 유사한 소자들은 도 5의 실시예의 대응 소자들과 동일한 참조 번호들로 표시되어 있다. 도 5의 제어 전류(Ict1)는 두 개의 상이한 전류들(I1 = Ict1/2, I2 = -Ict1/2)로 분할된다. 전류(I1)는 회로(26)의 출력 노드에 추가되고, 전류(I2)는 회로(27)의 출력 노드에 추가된다. 전압 제어식 발진기들(10, 11)의 결과적인 주파수들(fvco1, fvco2) 및 위상들(Φ1, Φ2)은 도 5의 실시예들의 것과 동일하지만, 3dB보다 낮은 크기의 의사 신호들을 갖는다.
도 10의 회로의 구현을 위해서, SA8016 칩 및 마르코니 2042 신호 생성기 같은 상업적으로 가용한 콤포넌트들이 사용될 수 있다. 본 발명의 실험적 확인을 위해서, PLL 및 마르코니는 동일한 10MHz 기준 발진기 신호를 공유한다. 따라서, 마르코니는 PLL에 동기하여 동작했고, 도 10의 "제 2 루프"로서 기능했다. 마르코니로부터의 출력 신호는 VCO1의 레벨에 일치되었다. PLL(VCO1)의 출력 신호는 하이브리드 소자의 마르코니로부터의 신호에 합산되었다. Ict1가 변화할 때, 조합된 신호들의 결과적인 진폭은 VCO1에 의해 공급된 신호 및 마르코니 출력 사이의 위상차를 액세스하기 위해 사용되었다. 신호들이 "동일 위상(in-phase)"일 때, 결과적인 신호는 개별 콤포넌트들보다 6dB 높았다. 반대로, 신호들의 위상이 180도 만큼 다를 때, 결과적인 신호는(이상적으로) 소거되었다. 위상 편이와 결과적인 진폭 사이의 관계가 VCO1의 진폭에 대해 정규화된 dB에서 도 11에 도시되어 있다.
진폭 대 ΔΦ의 수학적 표현에 대하여 합산된 신호들의 측정된 진폭(Ict1의 함수로서의 진폭)을 일치시킴으로써, ΔΦ와 Ict1 사이의 관계가 RF에서 직접적으로 위상차를 측정할 필요 없이 간접적으로 얻어졌다. 이 관계가 수학식 4로부터 계산된 이상적 값에 대하여 도 12 및 도 13에 도시되어 있다.
1MHz의 주파수 오프셋에서, 의사 기준 브레이크쓰루가 제어 전류(Ict1)의 함수로써 도 14에 도시되어 있다. 또한, 수학식 5에 의해 얻어진 계산값도 도시되어 있다.
상술한 관점에서, 위상 편이의 예측된 이론값들(즉, 수학식 4 및 의사 기준 브레이크쓰루(수학식 5))과 PLL 함수 모델로 얻어진 측정값들 사이의 바람직한 조화가 존재한다는 결론을 내릴 수 있다.
PLL을 위한 파라미터들은 다음과 같다. Fvco = 2490MHz, Kvco = 143MHz/V, fref = 1MHz, N = 2490, Icp = 500㎂, 2차 루프 필터(R= 16㏀, Cl = 7.8nF, C2 = 1.22nF).
[참조 번호 목록]
01 : 안테나, 02 : 안테나, 03 : 안테나 패턴, 04 : 안테나 패턴, 05 : 안테나 패턴, 06 : 혼합기, 07 : 혼합기, 08 : 신호, 09 : 신호, 10 : 전압 제어식 발진기, 11 : 전압 제어식 발진기, 12 : 동조 시스템, 13 : 피드백 신호들, 14 : 피드백 신호들, 15 : 출력, 16 : 출력, 17 : 필터들, 18 : 필터들, 19 : 조합기, 20 : 복조기, 21 : 기저대역 처리 시스템, 22 : 출력, 23 : 위상 편이 제어기, 24 : 발진기, 25 : 주파수 분할기, 26 : 회로들, 27 : 회로들, 28 : 주파수 분할기, 29 : 필터, 30 : 주파수 분할기, 31 : 필터

Claims (21)

  1. 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서:
    제 1 주파수 및 제 1 위상각의 제 1 신호를 생성하기 위한 제 1 신호 생성기(15)로서, 제 1 위상 동기 제어 루프를 구비하는 상기 제 1 신호 생성기(15);
    제 2 주파수 및 제 2 위상각의 제 2 신호를 생성하기 위한 제 2 신호 생성기(16)로서, 상기 제 2 주파수는 상기 제 1 주파수와 실질적으로 동일하고, 상기 제 2 신호 생성기(16)는 제 2 위상 동기 제어 루프를 구비하는, 상기 제 2 신호 생성기(16);
    상기 제 1 위상각과 상기 제 2 위상각 사이의 위상차를 제어하기 위한 제어 회로(12)로서, 상기 위상차를 결정하는 제어 신호를 수신하기 위한 입력을 구비하는 상기 제어 회로(12);
    제 1 안테나 신호와 상기 제 1 신호를 혼합하기 위한 제 1 아날로그 혼합기(6)와 제 2 안테나 신호와 상기 제 2 신호를 혼합하기 위한 제 2 아날로그 혼합기(7); 및
    상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들의 각각의 출력 신호들을 조합하기 위한 조합기(19)를 포함하는, 상기 전자 회로에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 각각은 위상 주파수 검출기, 전하 펌프(26, 27) 및 적분기와 직렬 접속된 필터(29, 31)를 구비하고, 상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 중 적어도 하나는 상기 전하 펌프와 상기 필터 사이의 노드에 제어 전류를 입력하기 위한 입력을 구비하는 것을 특징으로 하는, 전자 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 신호는 기저대역 처리 시스템(21)에 의해 제공되는, 전자 회로.
  3. 삭제
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 중 적어도 하나는, 상기 제어 신호에 비례하는 위상 신호를 입력하기 위한 입력을 구비하는, 전자 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 제어 루프들은 제 1 및 제 2 입력 신호들을 입력하기 위한 각각의 입력들을 구비하고,
    상기 제 1 및 제 2 입력 신호들은 위상이 반대이고 실질적으로 동일한 절대값을 갖는, 전자 회로.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 각각은 제 1 및 제 2 제어 전류를 입력하기 위한 입력을 각각 구비하고, 상기 제 1 및 제 2 제어 전류들은 위상이 반대이고 실질적으로 동일한 절대값을 갖는, 전자 회로.
  9. 수신기에 있어서:
    제 1 안테나 및 제 2 안테나;
    제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 제 1 아날로그 혼합기는 상기 제 1 안테나에 연결되고, 상기 제 2 아날로그 혼합기는 상기 제 2 안테나에 연결되는, 상기 전자 회로;
    상기 조합기에 연결된 복조기를 갖는 기저대역 처리 시스템; 및
    상기 위상차를 결정하는 상기 제어 신호를 생성하기 위해 상기 기저대역 처리 시스템에 연결된 위상 편이 제어기를 포함하는, 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 위상 편이 제어기는 상기 수신을 위해 최적화된 안테나 패턴을 식별하기 위해 상기 제어 신호를 변화시키도록 적응되는, 수신기.
  11. 송신기에 있어서:
    기저대역 신호를 제공하기 위한 기저대역 처리 시스템으로서, 위상차를 결정하는 제어 신호를 생성하기 위한 위상 편이 제어기를 구비하는 상기 기저대역 처리 시스템;
    제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 기저대역 처리 시스템은 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 접속되어 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 상기 기저대역 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는, 상기 전자 회로; 및
    상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들의 출력에 각각 연결된 제 1 및 제 2 안테나를 포함하는, 송신기.
  12. 송신기에 있어서:
    변조된 기저대역 신호를 제공하기 위한 변조기와, 위상차를 결정하는 제어 신호를 제공하기 위한 위상 편이 제어기를 구비한 기저대역 처리 시스템;
    제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로;
    제 1 및 제 2 신호 생성기들의 각각의 출력들에 연결된 제 1 및 제 2 안테나를 포함하며,
    상기 복조기의 출력은 상기 제 1 및 제 2 신호 생성기들의 각각의 변조 제어 입력들에 연결되는, 송신기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 편이 제어기는 최적화된 안테나 패턴을 식별하기 위해 상기 제어 신호를 변화시키도록 적응되는, 송신기.
  14. 송신기로서, 기저대역 신호를 제공하기 위한 기저대역 처리 시스템으로서, 위상차를 결정하는 제어 신호를 생성하기 위한 위상 편이 제어기를 구비하는 상기 기저대역 처리 시스템; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 기저대역 처리 시스템은 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 접속되어 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 상기 기저대역 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는, 상기 전자 회로; 및 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들의 출력에 각각 연결된 제 1 및 제 2 안테나를 포함하는, 상기 송신기와;
    수신기로서, 제 1 안테나 및 제 2 안테나; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 제 1 아날로그 혼합기는 상기 제 1 안테나에 연결되고, 상기 제 2 아날로그 혼합기는 상기 제 2 안테나에 연결되는, 상기 전자 회로; 상기 조합기에 연결된 복조기를 갖는 기저대역 처리 시스템; 및 상기 위상차를 결정하는 상기 제어 신호를 생성하기 위해 상기 기저대역 처리 시스템에 연결된 위상 편이 제어기를 포함하는, 상기 수신기를 포함하는, 전송 시스템.
  15. 안테나 패턴을 형성하는 방법으로서:
    제 1 위상 동기 제어 루프를 사용함으로써, 제 1 주파수 및 제 1 위상각의 제 1 신호를 생성하는 단계;
    제 2 위상 동기 제어 루프를 사용함으로써, 제 2 주파수 및 제 2 위상각의 제 2 신호를 생성하는 단계로서, 상기 제 2 주파수는 상기 제 1 주파수와 실질적으로 동일한, 상기 제 2 신호를 생성하는 단계;
    상기 제 1 위상각과 상기 제 2 위상각 사이의 위상차를 선택하는 단계;
    아날로그 도메인에서 상기 제 1 신호와 제 1 안테나 신호를 혼합하고 상기 제 2 신호와 제 2 안테나 신호를 혼합하는 단계; 및
    상기 혼합된 신호들을 조합하는 단계를 포함하는, 상기 안테나 패턴 형성 방법에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 각각은 위상 주파수 검출기, 전하 펌프(26, 27) 및 적분기와 직렬 접속된 필터(29, 31)를 구비하고, 상기 제 1 및 제 2 제어 루프들 중 적어도 하나는 상기 전하 펌프와 상기 필터 사이의 노드에 제어 전류를 입력하기 위한 입력을 구비하는 것을 특징으로 하는, 안테나 패턴 형성 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    최적화된 안테나 패턴을 식별하기 위하여 상기 위상차를 변화시키는 단계를 더 포함하는, 안테나 패턴 형성 방법.
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 제 12 항에 있어서,
    상기 위상 편이 제어기는 최적화된 안테나 패턴을 식별하기 위해 상기 제어 신호를 변화시키도록 적응되는, 송신기.
  20. 송신기로서, 변조된 기저대역 신호를 제공하기 위한 변조기와, 위상차를 결정하는 제어 신호를 제공하기 위한 위상 편이 제어기를 구비한 기저대역 처리 시스템; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로; 제 1 및 제 2 신호 생성기들의 각각의 출력들에 연결된 제 1 및 제 2 안테나를 포함하고, 상기 복조기의 출력은 상기 제 1 및 제 2 신호 생성기들의 각각의 변조 제어 입력들에 연결되는, 상기 송신기와;
    수신기로서, 제 1 안테나 및 제 2 안테나; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 제 1 아날로그 혼합기는 상기 제 1 안테나에 연결되고, 상기 제 2 아날로그 혼합기는 상기 제 2 안테나에 연결되는, 상기 전자 회로; 상기 조합기에 연결된 복조기를 갖는 기저대역 처리 시스템; 및 상기 위상차를 결정하는 상기 제어 신호를 생성하기 위해 상기 기저대역 처리 시스템에 연결된 위상 편이 제어기를 포함하는, 상기 수신기를 포함하는, 전송 시스템.
  21. 송신기로서, 기저대역 신호를 제공하기 위한 기저대역 처리 시스템으로서, 위상차를 결정하는 제어 신호를 생성하기 위한 위상 편이 제어기를 구비하는 상기 기저대역 처리 시스템; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 기저대역 처리 시스템은 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 접속되어 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들에 상기 기저대역 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는, 상기 전자 회로; 및 상기 제 1 및 제 2 아날로그 혼합기들의 출력에 각각 연결된 제 1 및 제 2 안테나를 포함하고, 상기 위상 편이 제어기는 최적화된 안테나 패턴을 식별하기 위해 상기 제어 신호를 변화시키도록 적응되는, 상기 송신기와;
    수신기로서, 제 1 안테나 및 제 2 안테나; 제 1 항, 제 2 항, 제 4 항, 제 5 항 또는 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 안테나 패턴을 형성하기 위한 전자 회로로서, 상기 제 1 아날로그 혼합기는 상기 제 1 안테나에 연결되고, 상기 제 2 아날로그 혼합기는 상기 제 2 안테나에 연결되는, 상기 전자 회로; 상기 조합기에 연결된 복조기를 갖는 기저대역 처리 시스템; 및 상기 위상차를 결정하는 상기 제어 신호를 생성하기 위해 상기 기저대역 처리 시스템에 연결된 위상 편이 제어기를 포함하는, 상기 수신기를 포함하는, 전송 시스템.
KR1020027017739A 2001-04-26 2002-04-12 안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템 KR100935835B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP01201522 2001-04-26
EP01201522.8 2001-04-26

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20030095957A KR20030095957A (ko) 2003-12-24
KR100935835B1 true KR100935835B1 (ko) 2010-01-08

Family

ID=8180209

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020027017739A KR100935835B1 (ko) 2001-04-26 2002-04-12 안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6784836B2 (ko)
EP (1) EP1386373B1 (ko)
JP (1) JP4121859B2 (ko)
KR (1) KR100935835B1 (ko)
CN (1) CN100414772C (ko)
AT (1) ATE365984T1 (ko)
DE (1) DE60220904T2 (ko)
WO (1) WO2002089252A1 (ko)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7382840B2 (en) * 2003-07-29 2008-06-03 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. RF signal processing in multi-antenna systems
DE10337446B3 (de) * 2003-08-14 2005-02-17 Siemens Ag Verfahren zum Betrieb einer Antenneneinheit einer beweglichen Station sowie entsprechende Antenneneinheit
EP1723726A4 (en) * 2003-11-13 2008-03-05 California Inst Of Techn MONOLITHIC PHASE CONTROLLED GROUPS ON SILICON BASE FOR COMMUNICATION AND RADARE
WO2006039500A2 (en) * 2004-09-29 2006-04-13 California Institute Of Technology Multi-element phased array transmitter with lo phase shifting and integrated power amplifier
US8363577B2 (en) * 2005-05-13 2013-01-29 Qualcomm Incorporated Low complexity beamforming for multiple antenna systems
FR2886622B1 (fr) * 2005-06-02 2007-07-20 Airbus France Sas Avion long-courrier
CN100501425C (zh) * 2007-01-08 2009-06-17 武汉大学 高频线性调频雷达方向图测量方法
DE102007038513A1 (de) * 2007-08-16 2009-02-19 Robert Bosch Gmbh Monostatischer Mehrstrahlradarsensor für Kraftfahrzeuge
US8559542B2 (en) * 2008-01-25 2013-10-15 Koninklijke Philips N.V. Method, a transmitting station, a receiving station and a preamble structure for communicating a signal using analog beam steering
EP2244102A1 (en) * 2009-04-21 2010-10-27 Astrium Limited Radar system
DE102009045141A1 (de) * 2009-09-30 2011-03-31 Robert Bosch Gmbh Radarsensor mit IQ-Empfänger
US8442468B2 (en) 2010-04-12 2013-05-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Omni-directional sensing of radio spectra
US8415999B2 (en) * 2010-07-28 2013-04-09 International Business Machines Corporation High frequency quadrature PLL circuit and method
US9596040B2 (en) * 2015-02-19 2017-03-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Local oscillator phase synchronization for beamforming and MIMO
EP3308428A1 (en) * 2015-06-11 2018-04-18 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Phase locked loop arrangement, transmitter and receiver and method for adjusting the phase between oscillator signals
CN107329121B (zh) * 2017-07-27 2023-04-14 南京信息工程大学 用于s波段降水粒子散射实验测量的发射电路
CN109660285B (zh) * 2019-01-09 2021-04-20 西安电子科技大学 一种mimo体制中基于共参考的波束赋形实现方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3036210A (en) * 1959-11-02 1962-05-22 Space General Corp Electronically scanning antenna empolying plural phase-locked loops to produce optimum directivity

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4638320A (en) * 1982-11-05 1987-01-20 Hughes Aircraft Company Direction finding interferometer
JPS62108175A (ja) * 1985-11-06 1987-05-19 Mitsubishi Electric Corp レ−ダ装置
GB2196484B (en) * 1986-10-24 1990-07-11 Marconi Co Ltd Phased array antenna system
DE3741698A1 (de) * 1987-12-09 1989-06-29 Blaupunkt Werke Gmbh Empfaenger fuer radiowellen mit mehreren antennen
US4845502A (en) * 1988-04-07 1989-07-04 Carr James L Direction finding method and apparatus
US5581620A (en) 1994-04-21 1996-12-03 Brown University Research Foundation Methods and apparatus for adaptive beamforming
JP2561028B2 (ja) * 1994-05-26 1996-12-04 日本電気株式会社 サイドローブキャンセラ
US5523764A (en) * 1994-08-23 1996-06-04 Cornell Research Foundation Inc. Electronic beam steering of active arrays with phase-locked loops
US6101399A (en) 1995-02-22 2000-08-08 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Jr. University Adaptive beam forming for transmitter operation in a wireless communication system
US5736956A (en) * 1996-06-04 1998-04-07 Hughes Electronics Unlocked W-band receiver with coherent features
GB9811950D0 (en) 1998-05-22 1998-09-23 Northern Telecom Ltd Beamforming circuitry
JP3597101B2 (ja) * 2000-02-21 2004-12-02 埼玉日本電気株式会社 受信回路及びアダプティブアレイアンテナシステム

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3036210A (en) * 1959-11-02 1962-05-22 Space General Corp Electronically scanning antenna empolying plural phase-locked loops to produce optimum directivity

Also Published As

Publication number Publication date
ATE365984T1 (de) 2007-07-15
CN1462492A (zh) 2003-12-17
JP2004535103A (ja) 2004-11-18
KR20030095957A (ko) 2003-12-24
JP4121859B2 (ja) 2008-07-23
EP1386373B1 (en) 2007-06-27
US6784836B2 (en) 2004-08-31
WO2002089252A1 (en) 2002-11-07
CN100414772C (zh) 2008-08-27
US20030006933A1 (en) 2003-01-09
EP1386373A1 (en) 2004-02-04
DE60220904D1 (de) 2007-08-09
DE60220904T2 (de) 2008-02-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100935835B1 (ko) 안테나 패턴을 형성하기 위한 방법 및 시스템
US8699979B2 (en) Calibration of a receiver for channel equalization using a transmitter
US20020183034A1 (en) FM radio
US7251468B2 (en) Dynamically matched mixer system with improved in-phase and quadrature (I/Q) balance and second order intercept point (IP2) performance
US10665928B2 (en) Adaptive phased array antenna architecture
US20010015994A1 (en) Communication system and a transmitter for use in the system
US20010055957A1 (en) Frequency-stabilized transceiver configuration
US6925294B2 (en) Antenna receiver in which carrier-to-noise ratio of demodulation signal is improved
JP2004517513A (ja) ダイレクトコンバージョン受信機及び送信機用のシステム及び装置
KR100687168B1 (ko) 수신 안테나 다이버시티를 갖는 이중 코드 통신 시스템
US7978789B2 (en) Frequency shift keying modulator and applications thereof
US7346124B2 (en) Wideband quadrature generation technique requiring only narrowband components and method thereof
KR102477864B1 (ko) 주파수 도약 확산 스펙트럼 주파수 합성기
US7333554B2 (en) Communication system with frequency modulation and a single local oscillator
US7546100B2 (en) System for generating amplitude matched 45 degree phase separated local oscillator signals
JP2008193286A (ja) 携帯無線端末及び該携帯無線端末に用いられるアンテナ整合回路
US20200177126A1 (en) Wide tuning range oscillator
EP1255356A1 (en) Dual mode/triple band frequency synthesiser
JPH03235534A (ja) 複局同時送信方法
JPH0690193A (ja) 複数アンテナ受信信号のベースバンド合成装置
JP2000165279A (ja) Ｆｍ受信回路における受信トラッキング補正回路
JPH0722979A (ja) 無線トランシーバ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee