CN1462492A - 用于形成天线方向图的方法和系统 - Google Patents

Abstract

在用于形成天线方向图的电子电路中，借助于具有公共参考信号的两个锁相环来产生具有所需相移的天线信号。加到电荷泵(26)和/或(27)的输出节点的控制电流用来控制天线信号的相移。这就允许实现模拟域中的相移操作，减少相应的消费者设备，例如汽车无线电设备或移动通信系统的花费。

Description

用于形成天线方向图的方法和系统

发明领域

本发明涉及一种用于形成天线方向图的方法和系统，特别是涉及用于天线的波束形成电路的领域。

背景和现有技术

许多通信系统中，例如无线通信系统、雷达系统、声纳系统和传声器阵列，使用波束形成来加强信号的发射和/或接收。与不根据信号源的位置进行信号间鉴别的常规通信系统对比，波束形成系统的特征为增强信号接收的能力，该信号从相对于该系统的特定位置处的信号源产生。

一般的，波束形成系统包括空间分布的传感器元件阵列，例如天线、声纳电话(sonar phone)或传声器，和用于组合由该阵列探测到的信号的数据处理系统。该数据处理器组合信号，以便加强信号的接收，该信号来自位于相对传感器元件的选择位置处的信号源。实质上，数据处理器“瞄准”信号源方向的传感器阵列。

美国专利号5,581,620公开了一种相应的信号处理器，该处理器能够动态地确定许多频率相关的信号之间的相对时间延迟。该信号处理器能够通过根据信号间的相对时间延迟来调整多个频率相关的信号，而自适应地产生射束信号。

在无线通信系统中，例如无线移动通信系统，可以在基站位置使用定向天线，作为一种相对于接收信号干扰电平而增加每个移动用户接收的信号电平的手段。这是通过增加辐射到期望接收的移动用户的能量，同时减少辐射到其他远程移动用户的干扰能量来实现的。

美国专利号6,101,399公开了一种形成基站的自适应相控天线阵传输波束方向图的方法。该方法依靠根据接收天线阵信号的确定统计特性来估计最佳的发送天线波束方向图。通过解决受到二次约束的二次最优化来找到最佳的发送波束方向图。

美国专利号6,011,513公开了一种利用PIN二极管的波束形成电路。PIN二极管电路装置包括一个数字到模拟的转换器，具有参考电压控制器，被安排来改变转换器对数字输入信号的响应，以补偿PIN二极管非线形响应。

从“A digital adaptive beam forming QAM demodulator IC forhigh-bit-rate wireless communications(用于高比特率无线通信的数字自适应波束形成QAM解调器IC)”J-Y Lee，H-C Liu和H.Samueli，IEEE Journal of Solid-State Circuits，March 1998，pp.367-377，可以知道一种结合跳频的自适应波束形成方法。通过比较波束形成数据与参考信号或训练系列，接收的方向图会聚到所需要的结果，引导主波束朝向目标用户，而同时在干扰者方向置零。该收发机的应用包括笔记本式计算机通信、便携式多媒体无线电设备以及在蜂窝和对等通信网络中的移动计算。假定源方向先验是不知道的。该方法进一步的特征是实时跟踪自适应波束形成的能力。

波束形成方法和系统的现有技术的共同缺点是用于波束形成的专用数字信号处理系统的费用。这限制了消费者设备的波束形成的应用。

发明目的

因此本发明的一个目的是提供一种用于形成天线方向图的改进的方法和电子电路。

本发明的另一个目的是提供以应用于消费者设备的波束形成为特征的一种接收机和一种发射机。

发明概要

基本上通过应用各个独立权利要求的特征来解决本发明的目的。

本发明提供了用于形成天线方向图的成本经济的方法和电子电路。这允许实现用于消费者设备中的天线的波束形成，所述消费者设备是例如带有改进的多路接收的汽车无线电接收机、例如GSM、DECT的移动和无线电话装置，或者带有低成本的、具有波束形成能力的收发机的蓝牙移动装置，以及空时编码应用。

接收机/收发机系统中的波束形成能力导致了RF性能的改进。波束形成的基本原理依靠到达(转到)两个或更多天线的各别RF信号的可用性。通过可选择地相互相对地相移该RF信号，产生一个可编程的天线方向图。

例如该天线方向图能够以以下目的调整：

取消由辅助发送路径引起的多路干扰。在直接接收路径的方向上调整天线方向图的主瓣，最小化在反射波束方向上的组合天线增益。

提供一种用于实现空时分集系统的装置。通过发射和接收“空间”编码的信号，便有可能使几个设备工作在相同的波长上(例如在一个局内)，而不产生严重的干扰问题。每个收发机调整它的“波束方向”来获得到所需要的收发机“伙伴”的RF链路。

本发明的优点在于它允许在模拟域中实现波束形成。这样，避免了数字乘法器和其他数字信号处理步骤的开支。在优选实施例中，为了产生天线信号所需的相移，是通过在两个锁相环的至少一个支路增加可编程的控制电流来实现的。

附图简述

当结合附图时，本发明附加的目的和特征将更容易从下面的详细描述和附加的权利要求中表现，其中：

附图1示出了两个天线的自适应天线方向图；

附图2示出了根据本发明的接收机的第一实施例；

附图3示出了根据本发明的发射机的第一实施例；

附图4示出了根据本发明的发射机的第二实施例；

附图5示出了根据本发明的电子电路的第一实施例；

附图6示出了附图5电路的典型的相位频率检测器/电荷泵的转移函数；

附图7示出了作为控制电流的一个函数的相位频率检测器的各个输入端的相移；

附图8示出了作为控制电流的一个函数的附图5电路的压控振荡器的相移；

附图9示出了由于控制电流而引起的参考寄生穿透(spuriousbreakthrough)的图；

附图10示出了根据本发明的电路的第二实施例的框图；

附图11示出了相移和振幅之间的理想的关系；

附图12，13示出了作为控制电流的一个函数的相移；和

附图14示出了参考寄生穿透。

详细描述

附图1示出了天线1和2。如果没有使用波束形成或没有施加相移到各个天线信号，则天线1和2具有产生的天线方向图3。在波束形成的情况下能够产生其他的天线方向图4和5。

通过施加于天线1和2的各个天线信号的相移来确定天线方向图5的主瓣的角θ。通过改变相移，角θ相应地改变。这样，就有可能通过对天线信号的相移进行合适的选择，而为天线方向图5的主瓣选择一个任意的角θ。

附图2示出了根据本发明的、在模拟域中具有自适应波束形成的接收机的框图。信号Ant_1和Ant_2是分别从天线1和2中接收的(参见附图1)。天线信号Ant_1和Ant_2分别加到混频器6和7。进一步的，具有频率f_vco1和相位Φ₁的信号8加到混频器6。同样，具有频率f_vco2和相位Φ₂的信号9加到混频器7。

信号8和9由压控振荡器10和11分别输出。压控振荡器10和11连接到调谐系统12。通过压控振荡器10、反馈信号13和调谐系统12，建立第一锁相环。

通过压控振荡器11、反馈信号14和调谐系统12建立一单独的锁相环。耦合到压控振荡器10和11的调谐系统12的输出端15和16，分别确定各个锁相环锁定到的信号8和9的频率f_vco1和f_vco2以及相角Φ₁和Φ₂。

混频器6的输出是信号Ant_1与信号8相乘，而混频器7的输出是信号Ant_2与信号9相乘。混频器6和7各自的输出耦合到滤波器17和18。

这里考虑的一个例子中，滤波器17和18是带通滤波器。滤波器17和18的输出耦合到组合器19，用于相加滤波器17和18的输出。组合器19的输出耦合到成为基带处理系统21一部分的解调器20。

解调器20具有输出端22，用于输出解调信号到基带处理系统21的其他部分，在附图2中未示出。基带处理系统21的其他部分可能包括信道译码器、语音译码和/或取决于应用的其他数字信号处理部分。

相移控制器23耦合到基带处理系统21。根据解调器20的输出22，相移控制器23确定信号8和9的相位Φ₁和Φ₂之间的相移ΔΦ，用于所需的产生的天线方向图。相移控制器23输出相位控制信号到调谐系统12，来指示调谐系统12关于必须对压控振荡器10和11各自的输出信号8和9的相位Φ₁和Φ₂施加哪一个相移ΔΦ。

附图2的电路并不需要数字混频器，是因为通过混频器6和7完成模拟域上的混频。进一步的，附图2的电路并不需要专用处理器用于产生具有相移ΔΦ的信号8和9，因为这些信号通过各自的锁相环也在模拟域上产生。这样，电路能够以便宜的方式实现，可特别地应用于消费者设备。

附图3示出了对应于附图2的接收机的发射机。对应于附图2接收机元件的附图3接收机的相同元件以相同的参考数字表示。

通过基带处理系统的解调器产生IF信号，其被提供到混频器6和7各自的输入端。进一步的，混频器6和7接收到用于IF信号上变频目的的信号8和9。因为信号8和9除上变频之外具有ΔΦ的相移，所以产生了混频器6和7输出端的信号之间相应的相移。分别通过滤波器17和18滤波后，产生了相应的天线信号，它们根据相移ΔΦ形成所需的天线方向图。

正如根据附图2在上面描述的，通过应用于调谐系统12的相控信号确定相移ΔΦ。通过相移控制器再一次产生该相位控制信号。例如，为了识别最佳的天线方向图和接着被选择用于系统操作的相应的最佳相移ΔΦ，相移控制器能够在一定的范围内改变该相移ΔΦ。

附图4示出了发射机进一步的优选实施例。相同的元件再一次以相同的参考数字表示。与附图3的实施例相对比，不需要上变频混频或其他混频。作为代替，通过将调制的基带信号加到压控振荡器10和11的各自的输入端来完成频率或相位调制，而执行直接调制。作为进一步的优点，省掉了带通滤波器17和18。

在这里考虑的一个例子中，调谐系统12的带宽基本上小于发送的码元速率。进一步的，波束的扫描频率小于调谐系统的环路带宽。

附图5示出了本发明的电路的实施例。相同的元件再一次以相同的参考数字表示。

该电路具有以频率f_xtal振荡的石英振荡器24。振荡器24的输出是通过分频器25进行R分频的频率，这样产生了具有参考频率f_ref的信号。

具有频率f_ref的参考信号输入到相位频率检测器/电荷泵电路26和27。电路26接收来自分频器28的进一步的输入，它以N对输出信号f_vco1分频。

通过电路26检测两个信号的相位频率差ΔΦ_pd1。相位频率差ΔΦ_pd1的大小决定了电路26的电荷泵产生的电荷的数量。用于此应用的合适的电荷泵就象从美国专利号5,929,678所知的。通过电路26的电荷泵产生的相应的输出电流，在附图5中用I_cp1表示。通过下面的公式确定电流I_cp1的大小：

I_cp1＝ΔΦ_pd1/2π                (1)

电流I_cp1输入到包含积分器的滤波器29。滤波器29的输出确定了施加于压控振荡器10的压控信号，因此确定了频率f_vco1。这样，产生了包括分频器28、电路26、滤波器29、压控振荡器10和反馈信号13的锁相环。

当锁定该锁相环时，相位频率差ΔΦ_pd1变为0，这样电流I_cp1也变为0。在附图5的电路中建立了包括分频器30、电路27、滤波器31、压控振荡器11和反馈信号14的相应的锁相环，用于产生具有频率f_vco2的第二信号。

对于电路27的电荷泵产生的电流I_cp2，上面的方程式(1)类似地应用，其中在这种情况下ΔΦ是参考信号和分频器30的输出信号的相位频率差ΔΦ_pd2。

压控振荡器10和11输出的信号的相移ΔΦ＝Φ₁-Φ₂由加到电路26和滤波器29之间节点的附加电流I_ct1确定。

由附图5电路实现的相移能力是根据这样一个事实，即：锁相环调谐系统在它的转移函数中包括一个二重积分器。这也被称为第二类锁相环。二重积分用于实现将压控振荡器10和11各自输出的相位锁定到具有零残余相位误差的参考信号。

零相位误差导致最小的参考寄生穿透，因为最小化了相位频率检测器/电荷泵(PFD/CP)-电路26和27-的输出信号的内容。在附图6中描述了电路26和27的转移函数。对于ΔΦ_pd＝0，电路26的平均输出电流I_avg变为零。

在环路滤波器本身中存在积分器，连同压控振荡器的积分动作，确保了将环路锁定在流入环路滤波器的总电流为零的位置。否则在环路滤波器DC电压上将有一个偏移，并且最终将失去相位和频率的锁定。关于加到附图5中的电路26输出节点的控制电流I_ct1，如果下面的条件实现，则表示锁定相应的锁相环：

I_ct1+I_avg＝0             (2)

因此，锁相环锁定该压控振荡器10的分频输出信号到相位ΔΦ_pd1处各自的参考信号。I_ct1和ΔΦ_pd1的关系如下所示：

ΔΦ_pd1＝I_ct1*2π/I_cp      (3)

压控振荡器10输出的信号的相移是电路26输入处的相移ΔΦ_pd1的N倍(分频器28的分频比)。因此，压控振荡器10输出的相移是

ΔΦ₀＝2πN/I_cp*I_ct1         (4)

附图6示出了作为I_ct1函数的电路26的输入端的相移ΔΦ_pd。同样的附图7示出了根据上述等式(4)的作为I_ct1函数的压控振荡器10的输出端的相移ΔΦ₀。附图6示出了电路26的转移函数。

从现有技术中可以知道锁相环中的漏电流能够引起增加的寄生参考穿透。从电荷泵注入到环路滤波器的电流引起此效果，以补偿在先前参考周期中环路滤波器损失的电荷。

关于附图5的电路，锁相环对控制电流I_ct1起反应的方式正如它对调谐线路上的漏电流所做的一样。在基频和在作为控制电流I_ct1函数的多倍参考频率处的寄生信号的大小之间的关系如下所示：

A_sp(n.f_ref)/A_Io＝20log(I_ct1|Z_f(n.f_ref)|K_vco/n.f_ref)    (5)

其中|Z_f(n.f_ref)|是参考频率和它的谐波上的环路互阻抗的模，K_vco是压控振荡器以Hz/V为单位的增益。所需的衰减等级能够通过减少在相关的偏移频率上的环路滤波器的互阻抗而得到。

考虑到上述公式(4)，控制电流I_ct1可以如下表示：

I_ct1＝ΔΦ₀I_cp/2πN    (6)

在公式(5)中用公式(6)的表示替换控制电流I_ct1，导致参考穿透和相移ΔΦ₀之间的关系为：A_sp(n.f_ref)/A_Io＝20log(ΔΦ₀I_cp|Z_f(n.f_ref)| K_vco/(n.f_ref 2πN))  (7)

由于控制电流I_ct1引起的参考寄生穿透也在附图9中示出。

从这开始以下是，通过如附图10的实施例描述的、有差异地在两个环路上拆分控制电流I_ct1，可达到平均较低的寄生穿透电平。通过这样拆分控制电流I_ct1，相对于附图5的实施例，寄生信号的大小减小了3dB。

附图10的实施例中相同元件用与附图5的实施例中相应元件相同的参考数字表示。附图5中的控制电流I_ct1分成两个不同的电流I₁＝I_ct1/2和I₂＝-I_ct1/2。电流I₁在电路26的输出节点相加，电流I₂在电路27的输出节点相加。压控振荡器10和11的输出信号的产生的频率f_vco1、f_vco2和相位Φ₁、Φ₂与附图5实施例中的相同，但具有的寄生信号的大小低了3dB。

为了实现附图10的电路，可以利用商业上可用的元件例如SA8016芯片和Marconi2042信号发生器。为了本发明的实验验证，PLL和Marconi共用相同的10MHz参考振荡器信号。因此Marconi操作同步到用作附图10的“第二环路”的PLL。Marconi的输出信号的电平与VCO1的电平相匹配。PLL(VCO1)的输出信号被与混合元件中来自Marconi的信号求和。当改变I_ct1时，组合信号的产生振幅用来估计Marconi输出和VCO1提供的信号之间的相位差。当信号是“同相”时，该产生的信号比单独的分量高6dB。相反地，当信号相位相差180度时，产生信号(理想的)变为零。相移和产生的振幅之间的关系在附图11中绘出，以归一化到VCO1的振幅的dB为单位。

通过相对于振幅比ΔΦ的数学表示来匹配该求和的信号的测定振幅(作为I_ct1函数的振幅)，ΔΦ和I_ct1之间的关系不需要直接在RF处测量该相差，而被间接地获得。附图12和13相对于等式(4)计算的理想值，绘出了这种关系。

在1MHz的频率偏移上作为控制电流I_ct1的一个函数的寄生参考穿透在附图14上绘出。也绘出了通过等式(5)得到的计算值。

考虑到上面所述的，必须断定在相移(也就是等式(4))和寄生参考穿透(等式(5))的推算的理论值与通过PLL功能模型得到的测定值之间有很好的一致。

PLL的参数如下：F_VCO＝2490MHz，K_VCO＝143MHz/V，f_ref＝1MHz，N＝2490，I_cp＝500μA，二阶环路滤波器(R＝16kΩ，C1＝7.8nF，C2＝1.22nF)。

参考数字列表

天线           01

天线           02

天线方向图     03

天线方向图     04

天线方向图     05

混频器         06

混频器         07

信号           08

信号           09

压控振荡器     10

压控振荡器     11

调谐系统       12

反馈信号       13

反馈信号       14

输出端         15

输出端         16

滤波器         17

滤波器         18

组合器         19

解调器         20

基带处理系统   21

输出端         22

相移控制器     23

振荡器         24

分频器         25

电路           26

电路           27

分频器         28

滤波器         29

分频器         30

滤波器         31

Claims (18)

1.一种用于形成天线方向图的电子电路，该电路包括：

第一信号发生器(15)，用于产生有第一频率和第一相角的第一信号，

第二信号发生器(16)，用于产生有第二频率和第二相角的第二信号，该第二频率基本上等于该第一频率，

控制电路(12)，用于控制该第一相角和第二相角之间的相差，该控制电路具有一个用于接收确定该相差的控制信号的输入端，

第一模拟混频器(6)，用于第一天线信号和第一信号的混频，和第二模拟混频器(7)，用于第二天线信号和第二信号的混频，和

组合器(19)，用于相加该第一和第二混频器各自的输出信号。

2.如权利要求1所述的电子电路，该控制信号由基带处理系统(21)提供。

3.如权利要求1或2所述的电子电路，该第一和第二信号发生器分别具有单独的第一和第二控制环。

4.如权利要求3所述的电子电路，第一和第二控制环中的至少一个控制环具有用于输入与该控制信号成比例的相位信号的输入端。

5.如权利要求4所述的电子电路，第一和第二控制环具有用于输入第一和第二输入信号的各自输入端，该第一和第二输入信号是反相的，并具有基本上相同的绝对值。

6.如权利要求3，4或5所述的电子电路，该第一和第二控制环是锁相环。

7.如权利要求6所述的电子电路，该第一和第二控制环每个都具有相位频率检测器、电荷泵(26，27)和与积分器串联连接的滤波器(29，30)，其中第一和第二控制环中的至少一个控制环具有一个输入端，用于电荷泵和滤波器之间的一个节点上的控制电流输入。

8.如权利要求7所述的电子电路，该第一和第二控制环每个都具有一个分别输入第一和第二控制电流的输入端，该第一和第二控制电流是反相的，并具有基本上相同的绝对值。

9.一种接收机，包括第一天线和第二天线；根据前面任何一条权利要求所述的用于形成天线方向图的电子电路，该第一模拟混频器耦合到该第一天线，该第二模拟混频器耦合到该第二天线；具有解调器的基带处理系统，该解调器耦合到该组合器；和耦合到该基带处理系统用于产生确定该相差的控制信号的相移控制器。

10.如权利要求9所述的接收机，该相移控制器适合于改变控制信号以便识别用于接收的优化的天线方向图。

11.一种发射机，包括用于提供基带信号的基带处理系统，该基带处理系统具有用于产生确定相差的控制信号的相移控制器；根据权利要求1至8中任何一条所述的用于形成天线方向图的电子电路，该基带处理系统具有一个输出端，它连接用于提供基带信号到该第一和第二混频器的第一和第二模拟混频器；和分别耦合到该第一和第二模拟混频器的输出端的第一和第二天线。

12.一种发射机，包括具有用于提供调制的基带信号的调制器和用于提供确定相差的控制信号的相移控制器的基带处理系统；根据权利要求1至8中任何一条所述的用于形成天线方向图的电子电路；耦合到该第一和第二信号发生器的各自输出端的第一和第二天线，该调制器的输出耦合到该第一和第二发生器的各自调制控制输入端。

13.如权利要求11或12所述的收发机，该相移控制器适合于改变该控制信号以便识别一个优化的天线方向图。

14.一种传输系统，包括如权利要求11，12或13所述的发射机和如权利要求9或10所述的接收机。

14.一种用于形成天线方向图的方法，包括步骤：

-产生有第一频率和第一相角的第一信号，

-产生有第二频率和第二相角的第二信号，该第二频率基本上等于该第一频率，

-选择该第一相角和第二相角之间的相差，

-在模拟域上混频第一天线信号和该第一信号，以及混频第二天线信号和该第二信号，和

-使该混频信号相加。

16.如权利要求15所述的方法，进一步包括，为了识别优化的天线方向图而改变该相差。

17.如权利要求15或16所述的方法，进一步包括，提供单独的控制环用于该第一和第二信号的产生。

18.如权利要求15，16或17所述的方法，由此每个单独的控制环是锁相环，以及进一步包括使控制电流相加。

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