CN1147991C - 产生发射频率的电子电路装置 - Google Patents

产生发射频率的电子电路装置

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Abstract

本发明涉及一种为发射/接收机产生发射信号的电子电路装置，它由用于产生振荡器频率(fosz)的可控振荡器(2)、具有分频系数(N)的分频器(19)、具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)构成，其中，振荡器频率(fosz)和用所述系数(N)分频的振荡器频率(fosz/N)作为输入信号被输入给混频级(32)。

Description

产生发射频率的电子电路装置
技术领域
本发明涉及一种为发射/接收机产生发射频率的电子电路装置。
背景技术
在现有技术中，用于在TDMA无线系统中(譬如DECT，GSM，PHS)产生相应发射频率的类似电路装置对本发明人来说是已知的。“时分多址”的缩写是TDMA。这种装置是由生成频率的振荡器、发射放大器、接收机和控制装置构成的，由所述的控制装置确定交替的发射状态和接收状态的时间顺序。一般来说，用于调整信道的振荡器频率是利用控制装置并借助PLL(调相环)而在接通发射机之前进行调整的，这是因为，由于技术上的原因这个过程需要一些调整时间。本发明涉及这种TDMA系统中的发射情况，其装置用简图表示在附图1上。
这种简单的电路装置的问题在于，在发射放大器接通的瞬间，由于放大器内的负荷变化或者由于反馈而会使频率的生成受到干扰。因此我们将得到不希望的频率跳变。这种负荷变化譬如是在接通发射放大器时由于其输入阻抗的变化而产生的。对频率生成所造成的反作用譬如可能是由天线的辐射引起的，或者是由于位于发射末级和频率生成之间的其它耦合电路、譬如由于供电电压而产生的。
特别是在TDMA系统中，由于成本原因而利用慢PLL调节环进行工作，或者调节环在调制时延内是开路的，这种效应对于实施来说是一个大问题，因为通过PLL电路不再可能修正频率跳变。DPCT系统的开环调制便代表了这样一个例子。
通过本发明人已知的各种电路装置来努力克服上述问题。譬如可以通过在频率生成和发射放大器之间插入阻尼元件和绝缘级来促使减小所述对频率生成而言为比较明显的负荷变化。此外，可以用法拉第笼的形式附加地对频率生成进行屏蔽以减小辐射。此外，在导致屏蔽的导线上譬如可以通过特殊构造的插头来附加地阻挡电磁辐射。将这种已知电路装置的例子表示在附图2上。
此外还已知，通过将频率倍增级或者分频级插入到频率生成中，便可以减小反馈和因此减小对频率生成的影响。此外，振荡器在所希望的频率的谐波或子谐波上振荡，因此根据倍增或分频的程度，不仅能针对不希望的频率辐射得到更小的负荷依赖性，而且还能得到更小的灵敏性。将这些电路也表示在附图3上。
为了解决上述问题最后使用了相对复杂的发射混频方案，它对于本发明人是已知的，如附图4中所示。
在这种发射混频方案中，将两个振荡器的频率在混频级中进行混频，并将所希望的频率从混频的产物中滤波出来。因为频率振荡器对于所希望的频率具有不谐振的性能，所以在很大程度上抵制了所述的负荷变化和反作用。因此比图2和3的已知解决方法能更显著地减小对屏蔽、阻隔和绝缘级的要求。
这种发射混频方案的最大缺点在于为此需要大的技术花费，因为需要附加的发射混频级、包含稳频PLL电路的振荡器和带通滤波器。仅仅由于附加需要的电子部件就相对于上述两个方案呈现出非常大的成本缺点。
这种昂贵的发射混频方案的其它缺点在于，由于附加电子部件的数量而导致这种电路装置的结构尺寸太大。
在发射混频方案中，还有一个特殊的问题是难以达到高的集成度，因为现有技术很难将滤波器和振荡器或者振荡器线圈布置在集成电路上，或者需要很多芯片面积。此外，PLL调节环所需要的电容和电阻常常不能用足够的质量集成，因此将它们布置为外部部件。
因为在已知的发射混频方案中一共需要两个用于稳频的振荡器、包括两个外部回路滤波器在内的两个PLL调节环，而且尤其是低频振荡器需要很多的芯片面积或在相位噪声方面具有较坏的特性，所以这种发射混频方案被证明是比较不适合于高集成密度的。
在US 5,179,359中公开了一种数字控制的频率发生器，它包括一个用于产生固定振荡器频率的第一振荡器电路和一个用于产生频率可控的低频信号的第二振荡器电路，所述的固定振荡器频率在分频器内用系数“4”被分频然后被输入混频级，所述的低频信号通过成对连接的电容滤波器同样被输入给所述的混频级。在如此构成的频率发生器中，借助两个振荡器电路在混频级的输出端给雷达跟踪系统产生一个取决于数字控制字的、也即可调的输出频率。利用该已知的数字控制的频率发生器，一方面避免了在常规压控振荡器中因模拟信号控制而有规则地出现的、尤其在雷达技术中所不希望的相位噪声，另一方面还避免了在借助直接数字合成所产生的数字控制振荡信号中所出现的、尤其在雷达技术中所不希望的以下效应，即：因输出信号的频谱纯度而产生多个频率，而不是所希望的单个频率。
发明内容
因此本发明的任务是提供一种产生发射频率的电子电路装置，它一方面提供发射混频方案的良好的技术先决条件，另一方面又能实现电路的高集成密度和因此使制造成本低廉。
此任务是通过以下的电子电路装置来解决的。
为此建议为发射/接收机产生发射频率fs的一种电子电路装置，它包括以下部件：用于产生振荡器频率fosz的可控振荡器，分频系数为N的分频器和具有跟随的带通滤波器的混频级，其中这些部件是这样相互连接在一起的，使得由所述可控振荡器所产生的振荡器频率fosz和由所述分频器用系数N进行分频的振荡器频率fosz/N作为输入信号被输入给混频器，并从该混频器作为发射频率fs输出。
这种装置的重要优点在于，用本发明的电路装置可以得到比用已知发射混频方案的两个振荡器达到更小的相位噪声，因为只有唯一的振荡器可以对相位噪声起作用。
将电路结构简化是这样达到的，即使用单边带混频器(＝镜像抑制混频器，Image Reject Mixer)来代替所述具有跟随的带通滤波器的混频级。单边带混频器作为已经制造好的部件是可以买到的，并可以紧凑地集成在电路结构中。
本发明电子电路装置的另一有益结构可以在于，使用PLL电路来进行稳频，将参考频率和振荡器频率、或带通滤波器的或必要时单边带混频器的输出频率作为输入信号输入给该PLL电路。
此外有益的可以是，分频器的系数N是数字2的倍数和/或大于1，并提供两个相互相移为90°的输出信号。
通过将一部分信号移相90°和使余下的子信号保持原来的相位，或者通过将两个子信号移相各+45°和-45°，便可以实现所希望的90°相移。在两种情况下相位差保持为90°。
本发明的电子电路装置的其它有益结构可以在于，附加地布置一个控制装置，在接通一个连接在单边带混频器输出端的发射末级的时间点上，该控制装置把用于产生调频的数据信号叠加到振荡器控制信号上。将这种控制装置譬如使用在所谓的TDMA系统中。
就电路的最佳集成和容易实现而言，此外还可以有益地借助ASIC部件来实现所述的控制装置。
所述电路装置的另一有益结构规定，控制装置交替地操纵两个开关，以便释放振荡器的控制输入端要么与数据调制器相连，要么为信道调整的目的与PLL相连。
此外，本发明电子电路装置的一种可选结构可以在于，布置一个外差接收机，由它直接从振荡器频率fosz得到一个外差频率，并且布置一个转换装置，由它在发射情况下将单边带混频器的输出频率和在接收情况下将振荡器频率输入给PLL调节环。
有益的是，譬如振荡器可以是电压控制或者是电流控制地运行，必要时也可以从外部输入参考频率。
可以理解，本发明的上述特征不仅可以按各个所述的组合进行使用，而且也可以按另外的组合或单独地进行使用，而不会脱离本发明的范围。
参考附图，可以从下面叙述的优选实施例中得出本发明另外的特征和优点。
附图说明
下面借助附图来详细叙述本发明。附图详细表示：
图1-4：  现有技术的电路装置；
图5：    具有混频器和跟随的带通滤波器的电路装置；
图6：    具有单边带混频器的电路装置；
图7-10： 具有各种调制器装置的电路装置；
图11：   具有超外差接收机和在接收机侧使用振荡器的电路装置；
图12；   具有单边带混频器和超外差接收机的电路装置，所述的超外差接收机具有一个发射/接收带通滤波器；
图13：   具有单边带混频器和TDMA控制装置的电路装置。
具体实施方式
图1表示了TDMA无线系统的已知电路装置，它具有用于产生尽可能稳定的频率的振荡器2及PLL电路1、发射放大器4的TDMA控制装置3、以及天线5。
在这种电路装置中，在接通发射放大器4的瞬间，频率生成会因负荷变化和/或反作用-如箭头6和7所示-而受到干扰，并得到不希望的频率跳变。当接通发射放大器4时，由于其输入阻抗的变化而出现负荷变化。
对频率生成的反作用是由于天线5的辐射，或者是由于另外的、在这里没有示出的位于发射末级和频率生成之间的耦合电路产生的。供电电压馈入线便代表了这样一个例子。
图2表示了用于避免频率跳变的已知电路。除图1所示的部件外，该电路还包括阻尼元件8、9和一个或多个其它的放大级，以用于减少对频率生成而言为比较明显的负荷变化。同样，还示出了用于避免辐射的、对频率生成所采取的附加屏蔽(法拉第笼)12。此外，在导致屏蔽的线路内大多还存在高频阻隔-在这里没有表示。
图3表示了用频率倍增级或分频级13来生成频率的电路的另一已知变型。在这个例子中，振荡器2在所希望的发射频率的谐波或者子谐波上振荡，因此根据倍增或分频的程度，不仅能针对电磁辐射得到更小的负荷依赖性，而且还能得到更小的灵敏性。
图4表示了在接通发射放大器时能最有效地抑制反馈和频率跳变的最佳已知电路。该图4表示了在使用发射混频方案的情况下用于产生发射频率的电路装置。为此将第一振荡器2的频率与第一PLL电路1、以及将第二振荡器2的第二频率与第二PLL电路15在混频级16上进行混频，并利用带通滤波器17将所希望的频率从混频产物中滤波出来。
如果这样选择振荡器2和14的频率，使得它们与所希望的频率有非谐波的关系，所以在很大程度上能抵制负荷变化-也即在接通发射放大器时-和反作用。因此相对于图2和3的电路装置更显著地减小了对屏蔽、阻隔和绝缘级的要求。缺点是电路技术的费用，因为另外还需要混频级16、用于稳频的振荡器14及PLL电路15、以及带通滤波器17。
图5表示了按照本发明的用于无线系统的简单电路装置，其中，由于较好的集成度而可以达到高度的成本节约。选择了发射混频方案作为出发点，然而取消了第二振荡器。
电路装置在输入端是由唯一的振荡器2构成的，这个振荡器通过PLL电路1进行稳频。在振荡器2和PLL电路1之间布置了加法级18，通过该加法级可以馈入FM调制信号26。将振荡器2的频率fosz引至分频器19并产生频率fosz/N。然后为了构成发射频率fs，两个频率fosz和fosz/N到达混频器32。在跟随的带通滤波器22上将同时产生的和不希望的边频滤掉，并将被滤波的频率引至放大器末级4。可以选择将振荡器频率fosz经过导线34返回给PLL电路1，或者将发射频率fs从带通滤波器33的输出端返回给PLL电路1。
因此得出所希望的发射频率fs为：
f s = f osz ± ( f osz N ) = f osz * ( 1 ± 1 N )
其中fs＝发射频率，fosz＝振荡器频率，N＝分频器系数。
如人们从该数学关系中可以获悉，发射频率fs和振荡器频率fosz之间出现一个非整数关系，这能较好地抵制所述的反作用。在公式中的符号选择是由单边带混频器的接线来确定的。人们可以自由地选择将振荡器在所希望的频率下边或者上边振荡。原则上人们也可以这样选择振荡器频率fosz，使得振荡器频率fosz满足由技术决定的最佳相位噪声(线圈的最佳质量)的判据。
除了本发明用于产生发射频率的电路装置外，在图5上还表示了原本已知的TDMA控制装置31，本发明用于生成频率的电路装置特别适合于它。
图6表示了本发明的图5所示的电路装置的扩展结构。
在该扩展结构中使用单边带混频器(镜像抑制混频器)20来代替混频器32和跟随的带通滤波器33。如果运行条件需要，也可以在分频器19的后面使用一个滤波器元件以抑制被分频的信号中的谐波(没有表示)。
单边带混频器20典型地具有第一移相器21以用于对输入的振荡器频率fosz进行相移和分频，以及具有第二移相器22以用于将输入的被分频振荡器频率fosz/N各移相90°。将这些各移相90°的频率在混频器23和24中进行混频，并在加法级25上进行叠加和作为所希望的发射频率fs输出。
应该注意的是，这里表示的0°和90°相移也可以通过移相-45°和+45°来实现。
因为可以利用现有技术将频率分频器和单边带混频器毫无问题地集成在一起，所以这种电路装置可以导致显著的芯片面积节约。此外，人们还节约了PLL调节环和与之相连的回路滤波器的外部部件。
在图7上表示了本发明用于产生发射频率的另一电路装置。在这里一方面将振荡器频率fosz输入给分频器19，另外一方面还将其输入给移相器36。通过使用可以被2除的系数N，可以非常容易和精确地产生单边带混频原理所需要的相移90°，从而更好地抑制了由混频过程所得到的不希望的边带。
人们可以用通常已知的方法以如下方式来得到被移相90°的输出信号，即把分频器链中最后的分频级构成为双倍的，并将输入信号倒置后输入给两个分频级中的一个。
图8表示了图5中具有混频器33和跟随的带通滤波器33的电路装置的、按照本发明实施形式的一个简单变型。与图5的区别在于，在这里将调制信号41输入给布置在分频器19和混频器32之间的调制器40。譬如可以将这个调制器40构成为矢量调制器。简单表示的混频器32实际上包括两个混频器，此时每个混频器负责一个信号。
这种实施形式的优点是可以产生具有较好频率稳定性或相位稳定性的、任意的也是多值的调制方式。
被输入的调制信号4可以譬如是由数字信号处理器产生的、GMSK-，N-PSK-或正交调幅的IQ-基带。
将本发明电路装置的另一改进表示在图9上。它基本上与图5是一致的，然而在这里为了产生和调制发射频率，将两个相位差为90°的、并被N分频的频率fosz(0°)和fosz(90°)输入给混频级39，通过混入基带处理器的数据信号I和Q，所述的混频级39还同时作为调制器进行工作。然后将输出信号引至加法级25和混频器32。在这里，优点是由分频器N准确产生的0°/90°相移得出的，这是IQ调制器所需要的。
在混频器32中又通过与振荡器频率fosz的混频来产生包括边频的发射频率fs，将边频继续通过跟随的带通滤波器33以被滤除掉，并将余下的发射频率fs引至发射放大器4和经过天线5发射出去。同样如同在图5中一样，也附加地示出了可选的TDMA控制装置31。
在图10上示出了把调制传输到发射信号的另一种可能性。该电路装置在这里也对应于图5的简单结构，但调制不与振荡器频率叠加，而是代替带通滤波器33而在混频器32的后面跟随地布置了调制器40，将基带的调制信号41输入给这个调制器。这样就涉及到一种与IQ调制器的设计“组合”，用所述的IQ调制器可以如图8和9中那样实现任意的调制方式。
因此，图5至图10表示了按照本发明通过各种调制方式来产生发射频率fs的不同调制可能性，譬如GMSK(＝高斯最小频移键控)、nPSK(＝n倍相移键控)或者QAM(＝正交调幅)。
在图11上表示了另一电路装置，它表示了频率生成与超外差接收机的结合，并提供了其它的优点。该电路的基本结构对应于图6的电路装置，但附加地装设了具有集成接收混频器37和附加转换器38的外差接收机36，该转换器38在发射和接收运行方式下能实现同样的PLL步距。
在接收运行时振荡器2产生叠加信号，而在发射情况下使用同样的振荡器2来产生发射频率。在接收情况下可这样地选择中频，使得它位于发射情况下的振荡器偏移频率的附近。虽然接收机的调谐范围略小于发射频率和振荡器频率之间的偏移量，但这在实际上利用比较大的分频器系数时几乎是没有什么影响的。在发射情况下，PLL调节环的耦合是经转换器38而在单边带混频器20后面进行的，而在接收情况下是直接由振荡器2实现的，以便使具有同样参考频率的PLL具有统一的调谐步距。此外有益的是，发射运行和接收运行只需要唯一的振荡器2，且同时在TDMA工作模式下达到发射频率的较好稳定性。
所示的电路结构特别适合于DECT系统。
与在末端频率上工作的振荡器相比，本发明电路装置的缺点、也即实际单边带混频器的不理想的附加混频产物，可以通过把接收机中无论如何都需要的高频滤波器插入到发射/接收转换器之前而得到缓和。在这种情况下，该滤波器不仅用于发射支路而且也用于接收支路。
譬如将这种解决方法表示在图12上，图12与图6所示的电路装置是一致的，一直到发射放大器4。随后布置了发射/接收转换器28，它在发射放大器4和-虚线表示的-接收机30之间进行转换。在天线5和发射/接收转换器28之间连接了上述高频滤波器29。
最后，图13还表示了具有单边带混频器20的按照本发明的电路装置，其说明在图6中已讲述。但在该情况下是通过TDMA控制装置31来实现：在接通发射末级的时间点上把用于产生调频的数据信号与振荡器控制信号相叠加。
这是一种譬如在具有“开环调制方法”的DECT系统中所使用的装置。当开关42闭合时，在不是发射/接收运行所需要的时隙期间通过PLL电路1把振荡器2调节到所希望的信道上。在发射开始之前的很短时间内打开开关42，并将此时所得到的调节量存储在附图没有专门表示的存储器元件中。在发射被存储的调节量期间通过开关43来叠加用于产生DECT-GFSK-调制(高斯频移键控)的基带信号。通过按本发明装设分频器和混频器或单边带混频器，使得在发射期间所要求的频率稳定性成为可能。也就是说在接通发射机之后，发射级对振荡器2的高频反作用不会引起频移。
总之，通过本发明的电路装置一方面实现了可以利用发射混频方案的有利技术先决条件，另外一方面又能达到电路的高集成密度，并由此使成本便宜的制造变成可能。

Claims (15)

1.为发射/接收机产生发射频率的电子电路装置，具有以下特征：用于产生振荡器频率(fosz)的可控振荡器(2)、用系数N分频的分频器(19)、以及具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)是这样相互连接的，使得由所述可控振荡器(2)所产生的振荡器频率(fosz)和由所述分频器(19)用系数N分频的振荡器频率(fosz/N)作为输入信号被输入给混频级(32)，而且由所述的混频级(32)为发射/接收机产生一个具有所述发射频率的输出信号。
2.按照上述权利要求1的电子电路装置，其特征在于，
为代替具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)而布置了尤其被构成为“镜像抑制混频器”的单边带混频器(20)。
3.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
布置了用于稳定振荡器频率(fosz)的PLL电路(1)，将参考频率和振荡器频率(fosz)或单边带混频器(20)或带通滤波器(33)的输出频率作为输入信号而输入给所述的PLL电路。
4.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
分频器(19)的系数N是数字2的整数倍，并提供相移为90°的两个输出信号。
5.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
布置了一种控制装置(31)，在与具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)的输出端相连或与单边带混频器(20)的输出端相连的发射末级(4)被接通的时间点上，所述的控制装置把用于产生调频的数据信号与振荡器控制信号叠加。
6.按照上述权利要求5的电子电路装置，其特征在于，
控制装置(31)是一种ASIC部件。
7.按照上述权利要求5的电子电路装置，其特征在于，
控制装置(31)交替地操纵两个开关(42，43)，在接通发射级的时间点上，由该控制装置将振荡器(2)的控制输入端与PLL电路分开，并馈入用于调频目的的数据信号。
8.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
布置了外差接收机(36)，它直接从振荡器频率(fosz)得到其外差频率，而且布置了一个转换装置(38)，该转换装置在发射情况下将具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)的输出频率或单边带混频器(20)的输出频率输入给PLL电路(1)，以及在接收情况下将振荡器频率输入给PLL-电路(1)。
9.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
在具有跟随的带通滤波器(33)的混频级(32)的输出端或者单边带混频器(20)的输出端布置了放大器(4)。
10.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
振荡器(2)是电压控制的。
11.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
振荡器(2)是电流控制的。
12.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
参考频率(26)是从外部输入的。
13.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
在分频器(19)和混频级(32)或单边带混频器(20)之间布置了一种优选为矢量调制器(39)的调制器(40，39)，利用该调制器通过输入IQ调制基带信号而在混频级(32)的输出端上提供一个调制信号。
14.按照上述权利要求13的电子电路装置，其特征在于，
把从分频器(13)得到的被移相0°/90°的信号引入到调制器(39)所产生的矢量调制当中。
15.按照上述权利要求1至2之一的电子电路装置，其特征在于，
在其输出端布置了调制级，优选为矢量调制级，由这种调制级来促使发射信号的调制。
CNB008119422A 1999-06-24 2000-05-30 产生发射频率的电子电路装置 Expired - Fee Related CN1147991C (zh)

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