JP3929443B2 - ２つの周波数帯域で通信可能な無線装置および該無線装置における局部発振信号生成方法 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は，無線装置に関し，特に，２つの通信帯域間で周波数を実時間で切り換えて通信を行えるように，２種類の周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成装置を有する無線装置に関する。また，本発明は，このような無線装置における２種類の周波数を有する局部発振信号生成方法に関する。
背景技術
近年，移動体通信が広く普及し，携帯電話，自動車電話，携帯情報端末（ＰＤＡ：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄａｔａ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）等の移動体通信端末のユーザが増大している。
国内（日本）における移動体通信には，いわゆる８００Ｍ帯と言われるＵＨＦ８００ＭＨｚ帯域，いわゆる１．５Ｇ帯と言われる準マイクロ波１．５ＧＨｚ帯域，およびＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）の１．９ＧＨｚ帯域が提供されている。この中で，特に携帯電話用に提供されている８００Ｍ帯は，ユーザが増大していること，データ通信にも利用されていること等の理由により，回線容量の不足が懸念されている。
そこで，この回線容量の不足を解消するために，通話中であっても，回線容量に余裕のある他の帯域に実時間で移行して，通話を継続できる移動体通信端末に対する要求がある。たとえば８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯の両周波数帯に対応し，８００Ｍ帯で通信中に，この帯域が不足してくると１．５Ｇ帯に自動的に移行（ホッピング）し，あるいは，その逆へ自動的に移行できる移動体通信端末，すなわちデュアルバンド移動体通信端末に対する要求がある。
つまり，デュアルバンド移動体通信端末は，実時間で一方の帯域から他方の帯域の空きスロットを発見し，その空きスロットへの移行を基地局に促し，その空きスロットへの移行を実行するモバイル・アシステッド・ハンドオーバ（ＭＡＨＯ：Ｍｏｂｉｌｅ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｈａｎｄ−Ｏｖｅｒ）を行う。また，デュアルバンド移動体通信端末は，呼またはパケットの待受け中や通話中であっても，基地局からの指示により一方の帯域から他方の帯域に実時間でスロットを移行する。
このようなディアルバンド移動体通信端末に対する要求は，国外における移動体通信端末についても存在する。たとえば，国外ではＧＰＲＳ（ＧＳＭ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）によるデータ通信が開始されており，周波数の不足が懸念されているからである。
また，ＩＭＴ２０００では，広帯域ＣＤＭＡのサービスが２ＧＨｚ帯域で予定されており，このサービスでは，サービス提供エリアの拡充が十分になるまでに既存のＵＨＦ帯域でのサービスとの融和が必要であり，このためにもデュアルバンド移動体通信端末は必要とされる。
このようなデュアルバンド移動体通信端末を実現するためには，１つの移動体通信端末に，２つの帯域をそれぞれ処理する２つの送受信機を設ける必要がある。図６は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従来の技術により構成した場合の構成を示すブロック図である。
図６に示すデュアルバンド移動体通信端末は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯の２つの帯域を処理するために，８００Ｍ帯の信号を処理する送受信部１０３および１．５Ｇ帯の信号を処理する送受信部１０４を備えている。
アンテナ１０１が受信した無線周波数の信号（ＲＦ受信信号）が８００Ｍ帯である場合には，このＲＦ受信信号は，アンテナスイッチ１０２を介して送受信部１０３の増幅器３０１に与えられ，増幅される。増幅後，ＲＦ受信信号は，乗算器（ミクサ）３０３により，電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０８からの局部発振信号と乗算され，中間周波数（１３０ＭＨｚ）の信号（ＩＦ受信信号）に変換された後，中間周波部１０５に与えられる。
一方，ＲＦ受信信号が１．５Ｇ帯である場合には，このＲＦ受信信号は，アンテナスイッチ１０２を介して送受信部１０４の増幅器４０１に与えられ，増幅される。増幅後，ＲＦ受信信号は，乗算器（ミクサ）４０３により，ＶＣＯ４０８からの局部発振信号と乗算され，中間周波数（１３０ＭＨｚ）のＩＦ受信信号に変換された後，中間周波部１０５に与えられる。
中間周波部１０５では，送受信部１０３または１０４からのＩＦ受信信号の一方が選択され，選択されたＩＦ受信信号がさらに周波数変換された後，ベースバンド処理／制御部１０６に与えられる。
一方，ベースバンド処理／制御部１０６から中間周波部１０５に与えられた送信信号は，該送信信号が８００Ｍ帯のチャネルで送信される場合には２６０ＭＨｚの信号（ＩＦ送信信号）に，１．５Ｇ帯のチャネルで送信される場合には８２ＭＨｚのＩＦ送信信号に，それぞれ変換され，送受信部１０３の乗算器（ミクサ）３０４または送受信部１０４の乗算器（ミクサ）４０４に与えられる。
乗算器３０４では，ＩＦ送信信号がＶＣＯ３０８からの局部発振信号と乗算され，８００Ｍ帯のＲＦ送信信号に周波数変換される。乗算器４０４では，ＩＦ送信信号がＶＣＯ３０８からの局部発振信号を乗算され，１．５Ｇ帯のＲＦ送信信号に周波数変換される。これらのＲＦ送信信号は，増幅器３０２または４０２によりそれぞれ増幅された後，アンテナスイッチ１０２を介してアンテナ１０１から送信される。
なお，アンテナスイッチ１０２の切り換えの制御は，ベースバンド処理／制御部１０６により行われる。
しかし，このような構成のデュアルバンド移動体通信端末では，２つの帯域間でのチャネルの切り換えを迅速に行うことができない。すなわち，デュアルバンド移動体通信端末では，実時間でのチャネルの切り換えが必要となり，具体的には，その切り換えに許容される時間は約１０００の１秒（１ｍｓ）以内であることが必要となる。しかし，図６に示す構成では，８００Ｍ帯から１．５Ｇ帯に切り換える時間は４ｍｓ程度になる。その理由を以下に示す。
ＲＦ受信信号およびＲＦ送信信号は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯とも，所定の範囲（後述する図１に示すように，８００Ｍ帯のＲＦ受信信号では８１０〜８８５ＭＨｚの範囲）において，通信時に割り当てられるチャネルに応じて変化する可変周波数である。
この可変の周波数を有するＲＦ受信信号を一定の１３０ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換し，あるいは，一定の２６０ＭＨｚまたは８２ＭＨｚのＩＦ送信信号を可変のＲＦ送信信号に周波数変換するために，ＶＣＯ３０８または４０８の局部発振信号の周波数も，ＲＦ受信信号またはＲＦ送信信号の周波数に対応して変化するように制御される。
今，これらの周波数を可変範囲で示すのは煩雑となるので，代表値を以下のように定め，この代表値に基づいて，切り換え時間が４ｍｓとなることを示す。
８００Ｍ帯のＲＦ送信周波数の代表値を９４９ＭＨｚ（送信周波数（上り周波数）の中心値），受信周波数の代表値を８１９ＭＨｚ（受信周波数（下り周波数）の中心値），局部発振周波数の代表値を６８９ＭＨｚ（送信周波数９４９ＭＨｚおよび受信周波数８１９ＭＨｚにおける局部発振周波数）とする。また，１．５Ｇ帯の送信周波数の代表値を１４４１ＭＨｚ（上り周波数の中心値），受信周波数の代表値を１４８９ＭＨｚ（下り周波数の中心値），局部発振周波数の代表値１３５９ＭＨｚ（送信周波数１４４１ＭＨｚおよび受信周波数１４８９ＭＨｚにおける局部発振周波数）とする。
８００Ｍ帯の局部発振信号は，信号が整数分周器３０５から位相比較器３０６，低域フィルタ（ＬＰＦ）３０７，およびＶＣＯ３０８を介して整数分周器３０５にループするフェーズロックループ（ＰＬＬ）により生成される。同様にして，１．５Ｇ帯の局部発振信号は，信号が整数分周器４０５から，位相比較器４０６，ＬＰＦ４０７，およびＶＣＯ４０８を介して整数分周器４０５にループするＰＬＬにより生成される。
位相比較器３０６および４０６に入力される比較周波数は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯のチャネル間隔である２５ＫＨｚ間隔の局部発振周波数を合成するために，２５ＫＨｚ以下に設定される。ここでは，比較周波数を図６に示すように２５ＫＨｚとする。
この場合に，１．５Ｇ帯の局部発振周波数１３５９ＭＨｚにおける整数分周器４０５の分周数Ｎは，Ｎ＝１３５９ＭＨｚ÷２５ＫＨｚ＝５４，３６０となる。
ＰＬＬのループ利得Ｋは分周数Ｎに反比例する。したがって，１．５Ｇ帯では，ＰＬＬのループ利得は小さな値になる。これが，チャネル切り換え時間が約４ｍｓとなる理由である。
具体的には，移動体通信端末のＬＰＦ３０７および４０７には，一般に，図７に示すように，固定抵抗Ｒ１およびＲ２ならびに固定コンデンサＣからなるラグリードフィルタと呼ばれる二次遅れのフィルタが用いられる。これは，このフィルタの回路構成が簡単なため，ＬＰＦを小型で実現でき，かつ，自然角周波数ω_ｎおよびダンピング係数ζが個々に設定できるためである。
図７に示すＬＰＦによると，図７に示す計算結果のように，自然角周波数ω_ｎ＝２．２６６Ｋ［ｒａｄ／ｓ］（３６０．８Ｈｚ）となり，ＰＬＬは自然振動周期Ｔ＝１÷Ｆ_ｎ＝１÷３６０．８＝２．７７２ｍｓで振動しながら，収束する。ここで，Ｆ_ｎは，自然周波数であり，Ｆ_ｎ＝ω_ｎ／２πで表される。
その過渡応答は，ダンピング定数ζ＝０．６（０．５〜０．７が妥当とされている）とすると，図８に示すように，振動によるバウンド（跳ね返り）が約３回で収束に向かう。ここで，収束とみなす範囲は，位相誤差が±π／１０の範囲内（局部発振周波数の誤差がたとえば近似的に±１ｋＨｚの範囲内）に収まったときである。位相誤差（または周波数の誤差）が収束とみなす範囲内に収まるまでの時間が収束時間とされる。
したがって，８００Ｍ帯から１．５Ｇ帯に切り換えられた場合に，応答してから収束するまでの時間は，振動周期Ｔ＝２．７７２ｍｓの約１．５倍，すなわち約４ｍｓとなる。すなわち，局部発振周波数は，８００Ｍ帯から１．５Ｇ帯への切り換えが生じてから，受信チャネルまたは送信チャネルに応じた周波数になるまで，約４ｍｓを要することとなる。なお，１．５Ｇ帯から８００Ｍ帯への移行時間は，同様に計算して約２ｍｓとなる。
一方，高速な切り換えを実現するために，図９に示すように，分数分周器を使用して，局部発振信号を合成することもできる。図９は，図６の整数分周器３０５および４０５が分数分周器３１５および４１５にそれぞれ置換されるとともに，比較周波数が４００ＫＨｚおよび６００ＫＨｚに置換された点を除き，図６と同じ構成を有する。
分数分周器３１５および４１５は，整数分周器が整数値の分周数しかとることができないのに対し，分数の分周数（たとえば分周数＝５４３８３÷２４＝２２６５＋２３／２４＝２２６５．９５８３（循環小数））を取ることができる。
分数分周器の利点は，分周数の設定間隔を整数値以下（たとえば０．１間隔等）に設定でき，その結果，比較周波数２５ＫＨｚよりも高く設定できることである。これにより，ＰＬＬのループ利得Ｋが大きくなり，その結果，収束時間を短くすることができる。例えば，局部発振周波数を１３５９．５７５ＭＨｚ，分周数を５４３８３÷２４＝２２６５＋２３／２４＝２２６５．９５８３３…（循環小数）とすると，比較周波数は１３５９．５７５ＭＨｚ÷｛２２６５＋（２３／２４）｝＝６００ＫＨｚとなる。
これは，図６の比較周波数の２４倍（＝６００ＫＨｚ／２５ＫＨｚ）にあたり，ＰＬＬのループ利得Ｋをこの倍数だけ高くとることができる。したがって，周波数の収束時間は，図６の約２４分の１となり，周波数収束時間＝４ｍｓ・（１／２４）≒１．６６７μｓを得ることができる。したがって，デュアルバンド移動体通信端末の要求を満足することができる。
しかしながら，分数分周器を使用すると，分周数の端数の調整のため，分周された信号の波形には不規則なジッタが発生する。これは，ノイズが重畳していることと等価であり，合成された局部発振周波数にもノイズが重畳することになる。このため，図１０に示すように，局部発振信号のスペクトラム純度が劣化するという問題がある。
また，局部発振周波数の信号のスペクトラム純度が劣化すると，移動体通信端末が，その送信特性において隣接チャネル漏洩電力の規格に，また受信特性において隣接チャネルおよび次隣接選択度，ならびに相互変調応答抑圧度に代表される耐妨害波特性の規格に，それぞれ適合することが困難となる問題がある。
さらに，端末の小型軽量化のためには，分数分周器および位相比較器は，１つのモノリシックな集積回路により構成することが好ましいが，分数分周器を集積回路化すると，コストが高くなるという問題がある。すなわち，１ＧＨｚを越える周波数で，任意の分数分周数を設定できる分周器を実現する回路の集積化は，回路規模が大きいため困難である。また，前述の分周分数の端数処理に関する問題を克服する付加回路の技術も提案されているが，この付加回路がさらに回路規模を増大させる。モノリシックなＰＬＬのＬＳＩを製造しても，価格が高くなり，移動通信端末の低コスト化の技術的動向に逆行する。
発明の開示
本発明は，このような背景に鑑みなされたものであり，その目的は，２つの通信帯域間の切り換えを高速に行える局部発振信号生成装置を有する無線装置，および，該無線装置における２種類の局部発振信号の生成方法を提供することにある。
また，周波数のスペクトル純度が劣化しない局部発振信号生成装置を有する無線装置および該無線装置における局部発振信号生成方法を提供することにある。
さらに，本発明の他の目的は，小型軽量化のため集積回路化が容易な局部発振信号生成装置を有する無線装置を提供することにある。
本発明の第１の側面による無線装置は，異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い，無線通信を実現する無線装置において，第１周波数を有する第１信号を生成する第１信号生成部と，帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングする第２フィルタと，該第２フィルタの出力信号に基づいて前記第１周波数より低い第２周波数を有する第２信号を生成するとともに，該第２信号を前記第２分周器に前記帰還信号として帰還する第２電圧制御発振器とを有する第２信号生成部と，前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，または，前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する周波数合成部と，を有する局部発振信号生成装置を含み，前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前記無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする。
また，本発明の第１の側面による局部発振信号生成方法は，異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法において，第１周波数を有する第１信号を生成し，電圧制御発振器と，該電圧制御発振器からの帰還信号が入力される分周器と，該分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する基準入力信号の位相とを比較する位相比較器と，該位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記電圧制御発振器に与えるフィルタとを有するフェーズロックループにより，前記第１周波数より小さな第２周波数を有する第２信号を生成し，前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，または，前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する，ことを特徴とする。
本発明の第１の側面によると，第１周波数を有する第１信号が第１信号生成部により生成され，第１周波数より小さな第２周波数を有する第２信号が第２信号生成部により生成される。これら第１信号と前記第２信号は合成され，第１周波数に第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，または，第１周波数から第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号が生成される。
本発明の第１の側面によると，第１周波数に第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，および，第１周波数から第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号の２種類の局部発振信号を生成することができる。これより，２つの通信帯域間で周波数を切り換えて通信を行う無線装置（たとえばデュアルバンド移動体通信端末）の２つの通信帯域の各通信周波数を他の周波数（たとえば中間周波数）に変換する局部発振信号を生成することができる。
また，第２信号の周波数は，加算により生成される局部発振信号の周波数より小さなものとすることができる。これにより，第２分周器の分周数の値を，局部発振信号を第２信号生成部によって直接生成する場合に比べて小さなものとすることができる。その結果，第２信号生成部の収束時間を従来のものより短くすることができ，この局部発振信号生成装置がデュアルバンド移動体通信端末に使用された場合に，２つの通信帯域間の切り換えを高速に行うことができる。
好ましくは，前記第１信号生成部により生成される第１信号の第１周波数が一定の周波数であり，前記第２信号生成部の前記第２分周器が可変の分周数を設定可能であり，前記第２信号生成部により生成される第２信号の第２１周波数が前記分周数に応じて可変である，ことを特徴とする。これにより，局部発振信号の周波数を変化させる場合であっても，その制御が容易となる。
さらに好ましくは，前記第２分周器は，その分周数が正の整数値をとる整数分周器である，ことを特徴とする。これにより，第２分周器を含む装置の集積化が容易になるとともに，該装置の小型軽量化を実現できる。また，分周分周器を使用した場合のようなスペクトル純度の低下を防止できる。
本発明の第１の側面の一実施の態様によると，前記周波数合成部は，前記第１信号の位相をシフトし，相対的に位相がπ／２進んだ第３信号および相対的に位相がπ／２遅れた第４信号を生成する第１移相器と，前記第２信号の位相をシフトし，相対的に位相がπ／２進んだ第５信号および相対的に位相がπ／２遅れた第６信号を生成する第２移相器と，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号を生成する場合には，前記第５信号の正負の符号を反転し，前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する場合には，前記第５信号の正負の符号を反転しない非反転／反転器と，前記第３信号と前記非反転／反転器を経由した前記第５信号とを乗算する第１乗算器と，前記第４信号と前記第６信号とを乗算する第２乗算器と，前記第１乗算器の出力信号と前記第２乗算器の出力信号とを加算する加算器と，を備えていることを特徴とする。これにより，周波数合成部の小型化や低コスト化を図ることができるとともに，低消費電力化を図ることができる。
本発明の第２の側面による無線装置は，異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い，無線通信を実現する無線装置において，帰還信号が入力される第１分周器と，該第１分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第１基準入力信号の位相とを比較する第１位相比較器と，該第１位相比較器の出力信号をフィルタリングする第１フィルタと，該第１フィルタの出力信号に基づいて第１周波数を有する第１信号を生成するとともに，該第１信号を前記第１分周器に前記帰還信号として帰還する第１電圧制御発振器とを有する第１信号生成部と，帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングする第２フィルタと，該第２フィルタの出力信号に基づいて，前記第１周波数と異なる第２周波数を有する第２信号を生成するとともに，該第２信号を前記第２分周器に前記帰還信号として帰還する第２電圧制御発振器とを有する第２信号生成部と，前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，または，前記第１周波数および前記第２周波数のうち，大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する周波数合成部と，を有する局部発振信号生成装置を含み，前記周波数合成部が生成する前記局部発振信号を前記無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする。
本発明の第２の側面による局部発振信号生成方法は，異なる周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法において，第１電圧制御発振器と，該第１電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第１分周器と，該第１分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第１基準入力信号の位相とを比較する第１位相比較器と，該第１位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記第１電圧制御発振器に与える第１フィルタとを有するフェーズロックループにより，第１周波数を有する第２信号を生成し，第２電圧制御発振器と，該第２電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記第２電圧制御発振器に与える第２フィルタとを有するフェーズロックループにより，前記第１周波数と異なる第２周波数を有する第２信号を生成し，前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，または，前記第１周波数および前記第２周波数のうち，大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する，ことを特徴とする。
本発明の第２の側面によると，前記第１の側面と同様に，第１周波数に第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号，および，第１周波数および第２周波数のうち，大きい方から小さい方を減算した周波数を有する局部発振信号の２種類の局部発振信号を生成することができる。これより，デュアルバンド移動体通信端末のような無線装置における２つの通信帯域の各通信周波数を他の周波数（たとえば中間周波数）に変換する局部発振信号を生成することができる。
また，第１信号の周波数は，加算により生成される局部発振信号の周波数より小さなものとすることができる。これにより，第１分周器の各分周数の値を，局部発振信号を第１信号生成部によって直接生成する場合に比べて小さなものとすることができる。その結果，第１信号生成部の収束時間を従来のものより短くすることができ，この局部発振信号生成装置がデュアルバンド移動体通信端末に使用された場合に，２つの通信帯域間の切り換えを高速に行うことができる。第２信号についても同様のことが言える。
本発明の第３の側面による無線装置は，第１周波数帯域の信号を第３周波数帯域の信号を用いた周波数変換により生成し，第２周波数帯域の信号を第４周波数帯域の信号を用いた周波数変換により生成することで，他の無線装置に対して該第１周波数帯域の信号または該第２周波数帯域の信号のいずれでも送信可能な無線装置において，前記第３周波数帯域と前記第４周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周波数の信号を出力する第１出力部と，所定の周波数帯域の信号を出力する第２出力部と，前記第１出力部および前記第２出力部からの信号を用いて，両信号の周波数の和の周波数を有する信号，または，両信号の周波数の差の周波数を有する信号を，それぞれ前記第３周波数帯域の信号，または，前記第４周波数帯域の信号として生成し出力する生成出力部と，を備えていることを特徴とする。
本発明の第４の側面による無線装置は，第１周波数帯域の信号を第３周波数帯域の信号を用いて周波数変換し，第２周波数帯域の信号を第４周波数帯域の信号を用いて周波数変換することで，他の無線装置から該第１周波数帯域の信号または該第２周波数帯域の信号のいずれが送信されても受信処理可能な無線装置において，前記第３周波数帯域と前記第４周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周波数の信号を出力する第１出力部と，所定周波数帯域の信号を出力する第２出力部と，前記第１出力部および前記第２出力部からの信号を用いて，両信号の周波数の和の周波数を有する信号，または，両信号の周波数の差の周波数を有する信号を，それぞれ前記第３周波数帯域の信号，または，前記第４周波数帯域の信号として生成し出力する生成出力部と，を備えていることを特徴とする。
発明を実施するための最良の形態
以下に，本発明の実施の形態を説明するが，これは一例であって，本発明の技術的範囲を限定するものではない。
本実施の形態では，日本の移動体通信を例にとり，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯の双方により通信可能なデュアルバンド移動体通信端末について説明する。
このデュアルバンド移動体通信端末の理解を助けるために，デュアルバンド移動体通信端末の具体的な説明に入る前に，日本における８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯の通信帯域について簡単に説明する。
図１は，日本における８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯に使用される周波数帯域の説明図である。
８００Ｍ帯では，基地局から移動体通信端末への下り用通信帯域（移動端末受信帯）として８１０ＭＨｚから８８５ＭＨｚの帯域が使用され，移動体通信端末から基地局への上り用通信帯域（移動端末送信帯）として８９３ＭＨｚから９５８ＭＨｚの通信帯域が使用される。下り用通信帯域および上り用通信帯域ともに，通称Ａ帯（旧アナログ帯），Ｃ帯，およびＤ帯（ディジタル帯）に分割されているが，これらは，本発明が属する技術の分野における通常の知識を有する者（当業者）に周知であるので，ここではその説明を省略することとする。
１．５Ｇ帯では，下り用通信帯域として１４７７ＭＨｚから１５０１ＭＨｚの帯域が使用され，上り用通信帯域として１４２９ＭＨｚから１４５３ＭＨｚの通信帯域が使用される。
通信時には，下り用通信帯域のある１つの周波数（２５ＫＨｚ間隔の周波数）を使用して受信チャネルが設定され，上り用通信帯域のある１つの周波数（２５ＫＨｚ間隔の周波数）を使用して送信チャネルが設定される。
また，８００Ｍ帯において，中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の送信信号を無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の送信信号に変換するために使用される局部発振信号（送信ローカル信号）の局部発振周波数は６３３ＭＨｚから６９８ＭＨｚの帯域であり，ＲＦの受信信号をＩＦの受信信号に変換するために使用される局部発振信号（受信ローカル信号）の局部発振周波数は６３３ＭＨｚから７５５ＭＨｚである。１．５Ｇ帯において，送信局部発振信号の局部発振周波数と受信局部発振信号の局部発振周波数は一致し，１３７４ＭＨｚから１３７１ＭＨｚである。
次に，本発明の実施の形態によるデュアルバンド移動体通信端末の構成について説明する。図２は，本発明の実施の形態によるデュアルバンド移動体通信端末の構成を示すブロック図である。このデュアルバンド移動体通信端末（以下，単に「端末」という。）は，一例として，８００Ｍ帯と１．５Ｇ帯との双方の帯域で通信を行うことができる。
この端末は，アンテナ１，アンテナスイッチ２，８００Ｍ帯用の送受信部３，１．５Ｇ帯用の送受信部４，中間周波部５，ベースバンド処理／制御部６，およびユーザ入出力部７を備えている。
８００Ｍ帯用の送受信部３は，増幅器３１および３２，乗算器（ミクサ）３３および３４，整数分周器３５，位相比較器３６，低域フィルタ（以下「ＬＰＦ」という。）３７，ならびに電圧制御発振器（以下「ＶＣＯ」という。）３８を備えている。１．５Ｇ帯用の送受信部４は，増幅器４１および４２，乗算器（ミクサ）４３および４４，整数分周器４５，位相比較器４６，ＬＰＦ４７，ならびにＶＣＯ４８を備えている。また，送受信部３および４は，周波数合成器３０およびＤＭＵＸ４０を共通に備えている。
ここで，ＶＣＯ３８および４８は，端末の小型軽量化のために１つの集積回路１０により構成されることが好ましい。
中間周波部５は，セレクタ（以下「ＳＥＬ」という。）５１および５６，乗算器（ミクサ）５２，１２９．５５ＭＨｚの局部発振信号を生成する発振器５３，多重分離器（以下「ＤＭＵＸ」という。）５４，直交変調器５５，２６０ＭＨｚの局部発振信号を生成する発振器５７，ならびに８２ＭＨｚの局部発振信号を生成する発振器５８を備えている。
アンテナ１は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯の無線信号を送受信するものであり，たとえば，ホイップアンテナ，ダイバシティアンテナ等を含んでいる。
アンテナスイッチ２は，アンテナ１から入力された８００Ｍ帯の信号を送受信部３に，１．５Ｇ帯の信号を送受信部４に，それぞれ与えるとともに，送受信部３または４から入力された信号を選択し，アンテナ１を介して送信する。アンテナスイッチ２のこのような切り換えの制御は，ベースバンド処理／制御部６により行われる。
送受信部３は，アンテナスイッチ２から入力された８００Ｍ帯のＲＦの受信信号（以下「ＲＦ受信信号」という。）をＩＦ（１３０ＭＨｚ（固定））の受信信号（以下「ＩＦ受信信号」という。）に変換し，このＩＦ受信信号を中間周波部５に与えるとともに，中間周波部５から入力されたＩＦ（２６０ＭＨｚ（一定））の送信信号（以下「ＩＦ送信信号」という。）を８００Ｍ帯のＲＦの送信信号（以下「ＲＦ送信信号」という。）に変換してアンテナスイッチ２に与える。
同様にして，送受信部４は，１．５Ｇ帯のＲＦ受信信号をＩＦ受信信号（１３０ＭＨｚ（固定））に変換するとともに，ＩＦ送信信号（６２ＭＨｚ（一定））を１．５Ｇ帯のＲＦ送信信号に変換してアンテナスイッチ２に与える。
ＩＦ受信信号およびＩＦ送信信号は，一定の周波数を有するのに対し，ＲＦ受信信号およびＲＦ送信信号は，前述した図１に示す帯域において，設定されたチャネルに応じて変化する周波数を有する。
中間周波部５では，８００Ｍ帯のＩＦ受信信号または１．５Ｇ帯のＩＦ受信信号の一方が，ＳＥＬ５１に選択され，乗算器５２に与えられる。乗算器５２には，発振器５３により局部発振周波数１２９，５５ＭＨｚの信号が与えられる。これにより，ＩＦ受信信号は４５０ＫＨｚ（一定）の周波数を有する信号に変換され，ベースバンド処理／制御部６に与えられる。ＳＥＬ５１の選択の制御は，ベースバンド処理／制御部６により行われる（制御線は図示略）。
一方，中間周波部５には，送信信号が，ベースバンド処理／制御部６から，同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）の形式で入力される。これらの送信信号は，中間周波部５の直交変調器５５に与えられる。
直交変調器５５には，ＳＥＬ５６から，発振器５７の２６０ＭＨｚ（一定）の局部発振信号（ローカル信号）または発振器５８の８２ＭＨｚ（一定）の局部発振信号が入力される。ＳＥＬ５６は，直交変調器５５が８００Ｍ帯の送信信号を処理する場合には，発振器５７の局部発振信号を選択し，直交変調器５５が１．５Ｇ帯の送信信号を処理する場合には，発振器５８の局部発振信号を選択する。ＳＥＬ５６のこのような選択は，ベースバンド処理／制御部６により制御される（制御線は図示略）。
直交変調器５５は，ベースバンド処理／制御部６から入力されたＩ信号およびＱ信号を直交変調するとともに，直交変調された信号を，ＳＥＬ５６から入力された局部発振信号により，２６０ＭＨｚまたは８２ＭＨｚの周波数を有するＩＦ送信信号に変換する。このＩＦ送信信号は，ＤＭＵＸ５４に与えられ，８００Ｍ帯のＩＦ送信信号は乗算器３４に与えられ，１．５Ｇ帯のＩＦ送信信号は乗算器４４に与えられる。ＤＭＵＸ５４のこのような出力方路の選択は，ベースバンド処理／制御部６により制御される（制御線は図示略）。
ベースバンド処理／制御部６は，中間周波部５から入力された信号を処理して，ユーザ入出力部７に出力するとともに，ユーザからユーザ入出力部７を介して入力された信号（音声信号，映像信号等）を処理して，中間周波部６に与える。また，ベースバンド処理／制御部６は，前述したＳＥＬ５１，５６，ＤＭＵＸ５４，４０，周波数合成器３０（後に詳述）等の制御を行う。
ユーザ入出力部７は，スピーカ，マイク，表示装置（液晶ディスプレイ等），カメラ等を備えている。そして，ユーザ入出力部７は，ベースバンド処理／制御部６から与えられた信号をスピーカ，表示装置等に出力するとともに，マイク，カメラ等から入力された信号をベースバンド処理／制御部６に与える。
送受信部３の整数分周器３５から，位相比較器３６，ＬＰＦ３７，およびＶＣＯ３８を介して整数分周器３５に戻る信号のループは，フェーズロックループ（以下「ＰＬＬ」という。）を形成する。
整数分周器３５には，固定値の分周数Ｎ１（整数値）が設定される。この分周数Ｎ１は，整数分周器３５にあらかじめ記憶されていてもよいし，この端末の立ち上げ時にベースバンド処理／制御部６により設定されてもよい。
位相比較器３６には，整数分周器３５の出力信号と，図示しない発振器（たとえば水晶発振器）から与えられる一定の周波数Ｆ_Ｉを有する信号とが入力される。この信号は，発振器から図示しない分周器を介して与えられてもよい。これにより，ＶＣＯ３８からは，一定の周波数Ｆ_Ｕ（以下「第１周波数」という。）を有する信号が周波数合成器３０および整数分周器３５に与えられる。
同様にして，送受信部４の整数分周器４５から，位相比較器４６，ＬＰＦ４７，およびＶＣＯ４８を介して整数分周器４５に戻る信号のループもＰＬＬを形成する。
整数分周器４５には，８００Ｍ帯のＲＦ受信信号もしくはＲＦ送信信号の周波数，または，１．５Ｇ帯のＲＦ受信信号もしくはＲＦ送信信号の周波数に対応した可変の分周数Ｎ２（整数値）がベースバンド処理／制御部６により設定される（設定のための信号線は図示略）。
位相比較器４６には，整数分周器４５の出力信号と，図示しない発振器（たとえば水晶発振器）から与えられる一定の周波数Ｆ_ＩＩを有する信号とが入力される。この信号は，発振器から図示しない分周器を介して与えられてもよい。これにより，ＶＣＯ４８からは，ＲＦ受信信号またはＲＦ送信信号の周波数に対応した値（周波数Ｆ_ＩＩおきの可変）の周波数Ｆ_Ｌ（以下「第２周波数」という。）を有する信号が周波数合成器３０および整数分周器４５に与えられる。
ここで，ＲＦ受信信号およびＲＦ送信信号の周波数は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯とも，図１に示す帯域幅において通信時に割り当てられるチャネルに応じて変化（２５ＫＨｚ間隔で変化）するが，以下では，説明を分かり易くするために代表値により説明する。
前述した背景技術の欄と同様に，８００Ｍ帯の局部発振周波数の代表値を，送信周波数９４９ＭＨｚおよび受信周波数８１９ＭＨｚにおける局部発振周波数である６８９ＭＨｚとする。また，１．５Ｇ帯における局部発振周波数の代表値を，送信周波数１４４１ＭＨｚおよび受信周波数１４８９ＭＨｚにおける局部発振周波数である１３５９ＭＨｚとする。
これら２つの局部発振周波数間の差は，１３５９ＭＨｚ−６８９ＭＭＨｚ＝６７０ＭＨｚであり，両周波数は十分離れている。したがって，両局部発振周波数が可変であることを考慮しても，これら局部発振周波数が重なることまたは近接することはない。そこで，これら周波数の中点を定め，この中点の周波数を，ＶＣＯ３８から周波数合成器に与えられる第１周波数Ｆ_Ｕとする。

ただし，この値は一例であり，正確な中点である必要はなく，２つの局部発振周波数の間にある他の周波数であってもよい。
Ｆ_Ｕ＝１０２４ＭＨｚとするために，たとえば分周数Ｎ１＝１０２４，Ｆ_Ｉ＝１０００ＫＨｚに設定される。この分周数Ｎ１の値および周波数Ｆ_Ｉの値の組み合わせも一例であり，ＶＣＯ３８が第１周波数Ｆ_Ｕを生成できる他の組み合わせであってもよい。
一方，第２周波数Ｆ_Ｌは，周波数合成器３０において第１周波数Ｆ_Ｕと合成されることにより，８００Ｍ帯の局部発振信号の周波数（代表値６８９ＭＨｚ）および１．５Ｇ帯の局部発振信号の周波数（代表値１３５９ＭＨｚ）を生成できる値（可変）に設定される。
周波数合成器３０における周波数合成の一例として，周波数の加算または減算を用いることができる。すなわち，周波数合成器３０は，第１周波数Ｆ_Ｕの信号に第２周波数Ｆ_Ｌの信号を加算することによって１．５Ｇ帯の局部発振周波数１３５９ＭＨｚ（代表値）の信号を生成し，第１周波数Ｆ_Ｕの信号から第２周波数Ｆ_Ｌの信号を減算することによって８００Ｍ帯の局部発振周波数６８９ＭＨｚ（代表値）を生成する。
このような場合に，第２周波数Ｆ_Ｌは，代表値として，

に設定される。この第２周波数Ｆ_Ｌは，ＵＨＦ帯の下限の比較的低い周波数である。
位相比較器４６に与えられる一定の比較周波数Ｆ_ＩＩの信号は，送受信用のチャネル間隔が２５ＫＨｚであることから，２５ＫＨｚ間隔の局部発振周波数の信号（基準入力信号）を合成するために，２５ＫＨｚに設定される。一方，整数分数器４５の分周数Ｎ２は，第２周波数Ｆ_Ｌ＝３３５ＭＨｚ（代表値）を生成するために，Ｎ２＝１３４００（代表値）に設定される。この分周数Ｎ２の値を１ずつ増減させることにより，２５ＫＨｚ間隔の隣接チャネルの局部発振周波数が生成される。
図３は，第１周波数Ｆ_Ｈ，第２周波数Ｆ_Ｌ，およびこれら第１周波数Ｆ_Ｈおよび第２周波数Ｆ_Ｌから合成される局部発振周波数の関係を示している。８００Ｍ帯の局部発振周波数の変化の幅，および，１．５Ｇ帯の局部発振周波数の変化の幅を考慮して，第２周波数Ｆ_Ｌは２６９ＭＨｚから３９１ＭＨｚの範囲に設定される。換言すると，分周数Ｎ２は，１０７６０（＝２６９ＭＨｚ÷２５ＫＨｚ）〜１５６４０（＝３９１ＭＨｚ÷２５ＫＨｚ）の間で可変に設定される。なお，図３に示すように，１．５Ｇ帯における局部発振周波数の範囲は８００Ｍ帯のそれより狭いので，１．５Ｇ帯では，分周数Ｎ２の変動範囲は１２９４〜１３８８０となる。
このような整数分周器４６の分周数は，従来の分周数５４，３６０の４分の１程度である。その結果，第２周波数Ｆ_ＩＩの収束時間も従来の約４ｍｓの約４分の１，すなわち１ｍｓ（１０００分の１秒）程度である。
この第２周波数Ｆ_Ｌは，８００Ｍ帯の局部発振周波数および１．５Ｇ帯の局部発振周波数の双方を生成するために使用される。したがって，８００Ｍ帯の局部発振周波数および１．５Ｇ帯の局部発振周波数の収束時間は，４ｍｓの４分の１の１ｍｓ程度となる。一方，第１周波数Ｆ_Ｕは固定であるので，収束時間は考慮する必要がない（常に収束している）。
その結果，８００Ｍ帯から１．５Ｇ帯への切り換え時間および１．５Ｇ帯から８００Ｍ帯への切り換え時間の双方を約１ｍｓ以内とすることができる。したがって，実時間の切り換えを必要とする端末の要求を満足することができる。
また，本実施の形態によると，整数分周器３５および４５を使用するので，図２に符号２１で示す部分（すなわち整数分周器３５，位相比較器３６，および周波数Ｆ_Ｉの発生回路（たとえば水晶発振器（および整数分周器））からなる部分）および符号２２で示す部分（すなわち整数分周器４５，位相比較器４６，および周波数Ｆ_ＩＩの発生回路（たとえば水晶発振器（および整数分周器））からなる部分）を，それぞれモノリシックな集積回路（ＰＬＬ集積回路）により構成することも容易となる。その結果，端末の小型，軽量化，低消費電力化を図ることもできる。
さらに，整数分周器３５を使用するので，局部発振周波数の信号のスペクトラム純度の劣化も防止でき，送信特性における隣接チャネル漏洩電力の規格に，受信特性における隣接チャネルおよび次隣接選択度，ならびに相互変調応答抑圧度に代表される耐妨害波特性の規格に，それぞれ適合することも容易となる。
次に，周波数合成器３０の詳細な構成について説明する。周波数合成器３０は，第１周波数Ｆ_Ｕから第２周波数Ｆ_Ｌを減算することにより，８００Ｍ帯の局部発振信号の周波数（代表値６８９ＭＨｚ）を生成し，第１周波数Ｆ_Ｕに第２周波数Ｆ_Ｌを加算することにより，１．５Ｇ帯の局部発振信号の周波数（代表値１３５９ＭＨｚ）を生成する。
このように，これら局部発振周波数は，２つの周波数から，信号の演算処理により間接的に合成される。間接的とは，周波数源が直接局部発振周波数の源ではないことを意味する。
ここで，一般に，２つの周波数の周波数和または周波数差は，２つの周波数を乗算器で乗算することにより求められる。２つ周波数を乗算することにより，２つの周波数源である搬送波信号は抑圧され，そのエネルギーは周波数差である下側波帯と周波数和である上側波帯に等分される。そして，フィルタによって，使用しない一方の周波数が減衰され，使用する他方の周波数のみがフィルタを通過して得られる。
しかし，そのために，ＴＥＭモードの誘電体，個別のコイルやコンデンサ等の回路素子あるいは積層セラミックＬＣ型のフィルタを使用することは，端末の小型化や低コスト化の技術的な流れに逆行する。また，両方の側波帯のエネルギーは前述の様に等分されるので，必要な一方の側波帯のエネルギーは原理的に元の半分であり，必要としない他方の側波帯のエネルギーも原理的に元の半分である。フィルタにより，使用しない他方のエネルギーをあえて削り落とすことは，移動体通信端末の低消費電力化の技術的な流れに逆行する。
そこで，このような従来の方法ではない周波数合成を行うこととする。図４は，本発明の実施の形態による周波数合成器３０の詳細な構成を示すブロック図である。
周波数合成器３０は，−π／４移相器１１および１５，＋π／４移相器１２および１６，乗算器１３および１４，非反転／反転切り換えスイッチ１７，ならびに加算器１８を備えている。
ＶＣＯ３８（図２参照）から出力された第１周波数Ｆ_Ｕを有する局部発振信号Ｓ１は，−π／４移相器１１および＋π／４移相器１２に入力される。また，ＶＣＯ４８（図２参照）から出力された第２の周波数Ｆ_Ｌを有する局部発振信号Ｓ２は，−π／４移相器１５および＋π／４移相器１６に入力される。
計算を分かり易くするために，局部発振信号Ｓ１＝ｃｏｓ（ω_Ｕｔ）とすると（ω_Ｕ＝２πＦ_Ｕ），移相器１１からの出力信号Ｓ１１＝ｃｏｓ（ω_Ｕｔ−π／４）となり，移相器１２からの出力信号Ｓ１２＝ｃｏｓ（ω_Ｕｔ＋π／４）となる。また，局部発振信号Ｓ２＝ｃｏｓ（ω_Ｌｔ）とすると（ω_Ｌ＝２πＦ_Ｌ），移相器１５からの出力信号Ｓ１５＝ｃｏｓ（ω_Ｌｔ−π／４）となり，移相器１６からの出力信号Ｓ１６＝ｃｏｓ（ω_Ｌｔ＋π／４）となる。
非反転／反転切り換えスイッチ１７には，ベースバンド処理／制御部６からの制御信号（制御信号の信号線は図示略）に基づいて，周波数差を得る場合には，−π／４移相器１５からの信号の符号が反転されず（すなわち入力信号がそのまま出力され），周波数和を得る場合には，符号が反転される（すなわち入力信号の電圧値の反転され出力される）。
周波数差（Ｆ_Ｌ−Ｆ_Ｕ）を得る場合には反転されないので，この場合に，乗算器１３は，移相器１１の出力信号Ｓ１１＝ｃｏｓ（ω_Ｕｔ−π／４）と，移相器１５の出力信号Ｓ１５＝ｃｏｓ（ω_Ｌｔ−π／４）とを乗算し，乗算結果Ａ１を出力する。

一方，乗算器１４は，移相器１２の出力信号Ｓ１２と，移相器１８の出力信号Ｓ１６を乗算し，乗算結果Ａ２を出力する。

加算器１８は，乗算結果Ａ１およびＡ２を加算し，加算結果Ｒを出力する。

この加算結果Ｒの周波数は，第１周波数Ｆ_Ｕと第２周波数Ｆ_Ｌとの差である。
一方，周波数差（Ｆ_Ｌ＋Ｆ_Ｕ）を得る場合には，移相器１５の出力信号Ｓ１５が反転されるので，乗算器１３は，移相器１１の出力信号Ｓ１１＝ｃｏｓ（ω_Ｕｔ−π／４）と，移相器１５の出力信号Ｓ１５を反転した−Ｓ１５＝−ｃｏｓ（ω_Ｌｔ−π／４）とを乗算し，乗算結果Ａ３を出力する。

一方，乗算器１４の乗算結果は，上記乗算結果Ａ２と同じである。したがって，加算器１８の加算結果Ｒは，

となり，第１周波数Ｆ_Ｕと第２周波数Ｆ_Ｌとの和が得られる。
このような構成の周波数合成器３０は，小規模の集積回路として実現することができる。周波数合成器３０は，たとえばチップサイズパッケージ（ＣＳＰ：Ｃｈｉｐ Ｓｉｚｅ Ｐａｃｋａｇｅ）を適用すれば数ミリメートル角の大きさの集積回路として実現できる。また，周波数合成器３０がこの程度の規模の回路であれば，端末の中で使用されているカスタムチップやＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）の中に周波数合成器３０を取り込むことも可能である。さらに，図１に示すＶＣＯチップ１０に周波数合成器３０を集積回路として内蔵することにより，１つの出力で２つの帯域対応の集積回路として，従来に較べより高機能なデバイスを実現することも可能である。
具体的には，周波数合成器３０には，４つのπ／４の移相器が設けられているが，集積回路化において，これらは容易に実現できる。なぜならば，モノリシックなマイクロウェーブ集積回路のプロセスを用いるならば，適切な長さを持つ伝送線路を設けることで位相を任意に変化させることができるからである。あるいは，分布定数なコイル，コンデンサを形成しこれらを組み合わせて位相回路を組むことも可能である。スパイラル状に集中定数なコイルを形成してもよいし，適切な面積を形成して集中定数なコンデンサを形成してもよい。遅延線を使用してもよい。
また，乗算器１３および１４は，ギルバートセル（Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｃｅｌｌ）と呼ばれる回路により構成することができる。このギルバートセルの基本回路は，数個のトランジスタと，それに付随する約１０個の固定抵抗で構成される。したがって，このギルバートセルは，モノリシックな集積回路にすることにより，相対特性のそろったトランジスタを使用することになるので，ほぼ理想的な乗算器として機能することも周知である。回路規模は前述のように小さいので，周波数合成器３０を集積回路として実現することができる。
非反転／反転切り換えスイッチは，信号を２分岐して，一方はそのままスルーし，他方を利得１の反転増幅器で増幅し，制御論理によりスイッチでどちらかの経路を選択すれば，容易に実現できる。あるいは，移相πの遅延線または移相πに相当する伝送線路を片方の経路に挿入しても容易に実現できる。
したがって，周波数合成器３０により，端末の小型化，低コスト化，および低消費電力化を図ることができる。
なお，図４では，分岐された第１周波数Ｆ_Ｕの信号に対して−π／４移相器１１および＋π／４移相器１２が設けられているが，これらの移相器１１および１２の各移相量はこのような値に限られるものでなく，分岐された２つの第１周波数Ｆ_Ｕの信号を相互にπ／２（９０度）移相させる移相量であれば他の移相量であってもよい。移相器１５および１６の移相量についても同様である。
また，図５に示すように，一方の信号のみをπ／２移相させるπ／２移相器１９および２０を設けることもできる。
以上，８００ＭＨｚ帯および１．５ＧＨｚ帯に対応する端末について説明したが，他の帯域に対応する端末にも本発明を適用することができる。たとえば，北米における８００Ｍ帯および１．９Ｇ帯に対応する端末，あるいは，欧州における９００Ｍ帯および１．８Ｇ帯に対応する端末にも本発明を適用することができる。
また，第１周波数を固定とし，第２周波数を可変としたが，双方を可変とすることもできるし，第１周波数を可変とし，第２周波数を固定とすることもできる。
なお，第１周波数を固定とする場合には，第１周波数を有する第１信号は，ＰＬＬではなく，たとえば水晶発振器（および分周器）により構成されてもよい。
産業上の利用の可能性
本発明は，信号の周波数変換に用いられる局部発振信号を生成する局部発振信号生成装置および局部発振信号生成方法に関し，特に２種類の周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成装置および局部発振信号生成方法に関する。このような局部発振信号生成装置および局部発振信号生成方法は，２つの帯域に対応可能なデュアルバンド移動体通信端末に利用することができる。
本発明によると，局部発振信号の収束時間を短くすることができ，本発明がデュアルバンド移動体通信端末に利用された場合に，２つの帯域間を実時間で切り換えて通信することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
図１は，日本における８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯に使用される周波数帯域の説明図である。
図２は，本発明の実施の形態による移動体通信端末の構成を示すブロック図である。
図３は，第１周波数Ｆ_Ｈ，第２周波数Ｆ_Ｌ，およびこれら第１周波数Ｆ_Ｈおよび第２周波数Ｆ_Ｌから合成される局部発振周波数の関係を示す。
図４は，本発明の実施の形態による周波数合成器の一構成例を示すブロック図である。
図５は，本発明の実施の形態による周波数合成器の他の構成例を示すブロック図である。
図６は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従来の技術により構成した場合の構成を示すブロック図である。
図７は，低域通過フィルタの構成例を示す回路図である。
図８は，局部発振周波数の収束の様子を示す。
図９は，８００Ｍ帯および１．５Ｇ帯に対応するデュアルバンド移動体通信端末を従来の技術により構成した場合の他の構成を示すブロック図である。
図１０は，局部発振周波数の信号のスペクトラム純度の劣化の様子を示す。

Claims (19)

1. 異なる２つの周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い，無線通信を実現する無線装置において，
   第１周波数を有する第１信号を生成する第１信号生成部と，
   帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングする第２フィルタと，該第２フィルタの出力信号に基づいて前記第１周波数より低い第２周波数を有する第２信号を生成するとともに，該第２信号を前記第２分周器に前記帰還信号として帰還する第２電圧制御発振器とを有する第２信号生成部と，
   前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する第１の局部発振信号，及び前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する第２の局部発振信号を生成する周波数合成部と，
   を有する局部発振信号生成装置を含み，
   前記周波数合成部が生成する前記第１及び第２の局部発振信号を前記無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする無線装置。
2. 請求の範囲第１項において，
   前記第１信号生成部により生成される第１信号の第１周波数が一定の周波数であり，前記第２信号生成部の前記第２分周器が可変の分周数を設定可能であり，前記第２信号生成部により生成される第２信号の第２周波数が前記分周数に応じて可変である，ことを特徴とする無線装置。
3. 請求の範囲第１項または第２項において，
   前記第２分周器は，その分周数が正の整数値をとる整数分周器である，ことを特徴とする無線装置。
4. 請求の範囲第１項から第３項のいずれか１項において，
   前記第２信号生成部のうち，少なくとも前記第２分周器および前記第２位相比較器が１つの集積回路により構成される，ことを特徴とする無線装置。
5. 請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項において，
   前記第１信号生成部が，
   帰還信号が入力される第１分周器と，
   該第１分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第１基準入力信号の位相とを比較する第１位相比較器と，
   該第１位相比較器の出力信号をフィルタリングする第１フィルタと，
   該第１フィルタの出力信号に基づいて前記第１周波数を有する第１信号を生成するとともに，該第１信号を前記第１分周器に前記帰還信号として帰還する第１電圧制御発振器を有する，
   ことを特徴とする無線装置。
6. 請求の範囲第５項において，
   前記第１電圧制御発振器および前記第２電圧制御発振器が１つの集積回路により構成される，ことを特徴とする無線装置。
7. 請求の範囲第５項または第６項において，
   前記第１分周器は，その分周数が正の整数値をとる整数分周器である，ことを特徴とする無線装置。
8. 請求の範囲第５項から第７項のいずれか１項において，
   前記第１信号生成部のうち，少なくとも前記第１分周器および前記第１位相比較器が１つの集積回路により構成される，ことを特徴とする無線装置。
9. 請求の範囲第１項から第８項のいずれか１項において，
   前記周波数合成部は，
   前記第１信号の位相に対して位相制御を施して，互いに位相がπ／２異なる進み位相の第３信号および，遅れ位相の第４信号を生成する第１移相器と，
   前記第２信号の位相に対して位相制御を施して，互いに位相がπ／２異なる進み位相の第５信号および，遅れ位相の第６信号を生成する第２移相器と，
   前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する局部発振信号を生成する場合には，前記第５信号の正負の符号を反転し，前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する局部発振信号を生成する場合には，前記第５信号の正負の符号を反転しない非反転／反転器と，
   前記第３信号と前記非反転／反転器を経由した前記第５信号とを乗算する第１乗算器と，
   前記第４信号と前記第６信号とを乗算する第２乗算器と，
   前記第１乗算器の出力信号と前記第２乗算器の出力信号とを加算する加算器と，
   を備えていることを特徴とする無線装置。
10. 請求の範囲第９項において，
    前記第１移相器は，前記第１信号の位相をπ／４進めて前記第３信号を生成する移相器と，前記第１信号の位相をπ／４遅らせて前記第４信号を生成する移相器とにより構成される，ことを特徴とする無線装置。
11. 請求の範囲第９項または第１０項において，
    前記第２移相器は，前記第２信号の位相をπ／４進めて前記第５信号を生成する移相器と，前記第２信号の位相をπ／４遅らせて前記第６信号を生成する移相器とにより構成される，ことを特徴とする無線装置。
12. 請求の範囲第９項において,
    前記第１移相器は，前記第１信号の位相をπ／２進めて前記第３信号を生成する移相器を備え，前記第１信号の位相をシフトさせることなく前記第４信号を生成する，ことを特徴とする無線装置。
13. 請求の範囲第９項または第１２項において,
    前記第２移相器は，前記第２信号の位相をπ／２進めて前記第５信号を生成する移相器を備え，前記第２信号の位相をシフトさせることなく前記第６信号を生成する，ことを特徴とする無線装置。
14. 請求の範囲第１項から第１３項のいずれか１項において，
    前記第２信号生成部により生成される前記第２信号の収束時間が1000分の１秒以内である，ことを特徴とする無線装置。
15. 異なる２つの周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い，無線通信を実現する無線装置において，
    帰還信号が入力される第１分周器と，該第１分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第１基準入力信号の位相とを比較する第１位相比較器と，該第１位相比較器の出力信号をフィルタリングする第１フィルタと，該第１フィルタの出力信号に基づいて第１周波数を有する第１信号を生成するとともに，該第１信号を前記第１分周器に前記帰還信号として帰還する第１電圧制御発振器とを有する第１信号生成部と，
    帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングする第２フィルタと，該第２フィルタの出力信号に基づいて，前記第１周波数と異なる第２周波数を有する第２信号を生成するとともに，該第２信号を前記第２分周器に前記帰還信号として帰還する第２電圧制御発振器とを有する第２信号生成部と，
    前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する第１の局部発振信号，及び前記第１周波数および前記第２周波数のうち，大きい方から小さい方を減算した周波数を有する第２の局部発振信号を生成する周波数合成部と，
    を有する局部発振信号生成装置を含み，
    前記周波数合成部が生成する前記第１及び第２の局部発振信号を前記２つの周波数帯域の無線通信における周波数変換に用いることを特徴とする無線装置。
16. 異なる２つの周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法において，
    第１周波数を有する第１信号を生成し，
    電圧制御発振器と，該電圧制御発振器からの帰還信号が入力される分周器と，該分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する基準入力信号の位相とを比較する位相比較器と，該位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記電圧制御発振器に与えるフィルタとを有するフェーズロックループにより，前記第１周波数より小さな第２周波数を有する第２信号を生成し，
    前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する第１の局部発振信号，及び前記第１周波数から前記第２周波数を減算した周波数を有する第２の局部発振信号を生成する，
    ことを特徴とする局部発振信号生成方法。
17. 異なる２つの周波数帯域の信号に対応した周波数変換を行い無線通信を実現する無線装置における前記周波数変換に用いられる局部発振信号を生成するための局部発振信号生成方法において，
    第１電圧制御発振器と，該第１電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第１分周器と，該第１分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第１基準入力信号の位相とを比較する第１位相比較器と，該第１位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記第１電圧制御発振器に与える第１フィルタとを有するフェーズロックループにより，第１周波数を有する第１信号を生成し，
    第２電圧制御発振器と，該第２電圧制御発振器からの帰還信号が入力される第２分周器と，該第２分周器の出力信号の位相と所定の周波数を有する第２基準入力信号の位相とを比較する第２位相比較器と，該第２位相比較器の出力信号をフィルタリングし，その出力信号を前記第２電圧制御発振器に与える第２フィルタとを有するフェーズロックループにより，前記第１周波数と異なる第２周波数を有する第２信号を生成し，
    前記第１信号と前記第２信号を合成し，前記第１周波数に前記第２周波数を加算した周波数を有する第１の局部発振信号，及び前記第１周波数および前記第２周波数のうち，大きい方から小さい方を減算した周波数を有する第２の局部発振信号を生成する，
    ことを特徴とする局部発振信号生成方法。
18. 第１周波数帯域の信号を第３周波数帯域の信号を用いた周波数変換により生成し，第２周波数帯域の信号を第４周波数帯域の信号を用いた周波数変換により生成することで，他の無線装置に対して該第１周波数帯域の信号または該第２周波数帯域の信号のいずれでも送信可能な無線装置において，
    前記第３周波数帯域と前記第４周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周波数の信号を出力する第１出力部と，
    所定の周波数帯域の信号を出力する第２出力部と，
    前記第１出力部および前記第２出力部からの信号を用いて，両信号の周波数の和の周波数を有する信号，及び両信号の周波数の差の周波数を有する信号を，それぞれ前記第３周波数帯域の信号，及び前記第４周波数帯域の信号として生成し出力する生成出力部と，
    を備えていることを特徴とする無線装置。
19. 第１周波数帯域の信号を第３周波数帯域の信号を用いて周波数変換し，第２周波数帯域の信号を第４周波数帯域の信号を用いて周波数変換することで，他の無線装置から該第１周波数帯域の信号または該第２周波数帯域の信号のいずれが送信されても受信処理可能な無線装置において，
    前記第３周波数帯域と前記第４周波数帯域に挟まれる帯域に属する所定の周波数の信号を出力する第１出力部と，
    所定周波数帯域の信号を出力する第２出力部と，
    前記第１出力部および前記第２出力部からの信号を用いて，両信号の周波数の和の周波数を有する信号，及び両信号の周波数の差の周波数を有する信号を，それぞれ前記第３周波数帯域の信号，及び前記第４周波数帯域の信号として生成し出力する生成出力部と，
    を備えていることを特徴とする無線装置。

Images