JP2007522726A - マルチバンドofdmベースの超広帯域無線の周波数発生 - Google Patents
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Abstract
本発明は、一般的に言えば、1つまたは複数の周波数シンセサイザ(たとえばPLLなど)および1つまたは複数の単一サブバンド・ミキサを使用して、周波数帯域の対応するサブバンドを占有する通信信号を受信するために少なくとも3つのローカル発振器信号の発生を提供する。ある実施形態によれば、所与のローカル発振器信号の出力パスには1つの単一サイドバンド・ミキサしかなく、それによってスパーを低減する。ある他の実施形態によれば、3つのローカル発振器信号が連続して発生される。
Description
本発明は、広帯域RF通信システムに関し、より詳細には超広帯域(UWB)通信システムに関する。
超広帯域信号は、米国では2002年2月以来FCC報告および命令02−48によって規定されている条件下で合法とされている。簡単に述べると、UWB信号は3.1GHzから10.7GHzの帯域では−41.2dBm/MHzより大きい電力スペクトル密度で送信されてはならない。他の場合には、電力は、既存のサービスを保護するために、さらに低減されなければならない。電力制限は、電力スペクトル密度として規定されているので、送信電力は帯域幅に比例し、したがって、実用性と実現可能性の制約の中で、できるだけ多くの帯域幅を占有し、それによって、可能なリンク範囲を最大化することが望ましい。しかし、搬送波周波数のRF経路損失が増大し、半導体デバイスの雑音指数も増大するので、最初の関心は3.1〜4.9GHzのスペクトラムを利用することに集中される。
UWBに関する2つの競合する標準提案が現れ、1つはモトローラ社で識別され、他方はマルチバンドOFDM連合(Multiband OFDM Alliance)(MBOA)と呼ばれる企業連合で識別されている。MBOA−OFDM(以後「MB−OFDM」と言う)システムには、802.11aおよび802.11gに対応した既存の無線LANの概念からの借用が非常に多い。OFDM信号は128の副搬送波から成っている。これらの搬送波は528MHzを占有し、したがって副搬送波間隔は4.125MHzである。搬送波間隔が4.125MHzなので、その結果OFDMシンボル長は1/4.125e6=242.42nsでなければならない。シンボル間干渉に対応するために、シンボル長(60.6ns)の1/4のゼロ・エネルギ・プレフィックスが従来のサイクリック・プレフィックスの代わりに使用される。最後に、5つのサンプルのガード期間(9.47ns)が付加される。全OFDMシンボル長は、312.5nsである。
128の副搬送波のうち、5つが帯域幅の両端でヌルに設定され、その結果、実際に占有される帯域幅は、507.375MHzしかない(かろうじて、必須の500MHzより広い)。さらに、128の副搬送波のうち情報を担持するのは100だけであり、その他は、パイロットか、ユーザ定義されたものか、あるいはヌルのいずれかである。100の情報担持トーンは、QPSK変調を実行し、したがって、それぞれに2ビット、またはOFDMシンボルごとに200ビットを提供する。したがって、総情報転送速度は、(200/312.5e−9)または640Mbpsである。チャネル・コーディング冗長が考慮に入れられた後で、最大保護データ転送速度は480Mbps(3/4レート・コード)である。
上記で分かるように、OFDMを単純に使用すると、5GHzより下で利用可能なUWBスペクトラムの1/3より低い500MHzをちょうど超えた占有スペクトラムになる。送信電力は占有帯域幅に比例するので、これに対処しないと、利用可能範囲に重大な影響があるであろう。MB−OFDM仕様では、3バンド・ホッピング方式を使用して、帯域幅の3倍増を実現する。採用された方法は、連続するOFDMシンボルが長さ6の所定のホッピング・シーケンスに応じて異なる帯域で送信されるものである。これらのホッピング・シーケンスは、調整されていないピコネット間の衝突を最少化するように設計され、時間周波数インターリービング(TFI)コードと呼ばれる。シーケンスの例には、{1、2、3、1、2、3}、{3、2、1、3、2、1}、{1、1、2、2、3、3}などがあり、ここで各インデックスは特定の528MHz周波数帯を表す。
以下の表は、53.3から480MbpsまでのPHY−SAPデータ転送速度が基本の640Mbpsの符号化されていないビット・レートからどのようにして得られるかを示し、この場合、畳み込み符号化(レート1/3、11/32、1/2、5/8および3/4)、IFFTへの共役対称入力(係数1/2を導入する)、および時間拡散を含む3つのメカニズムによって、冗長が導入され、また、完全なOFDMシンボルがそれぞれ異なる周波数で繰り返されてよい。
図1は、MB−OFDM UWB提案のサブバンドの構成を示す。サブバンドはグループ(グループA、グループB、グループCおよびグループD)に分割される。最初の実装は、グループAの3つのサブバンドの使用を想定する。また、グループAおよびCのサブバンドを使用する7帯域オプションも提案されている。グループBおよびDのサブバンドは、現在、可能な将来の使用のために取っておかれている。
図2を参照すると、以下の(MHz単位の)3つの周波数、すなわち3432、3960および4488を発生するための公知のMB−OFDM UWB受信器周波数発生器のブロック図が示されている。(別段の注意がない限り、本明細書中で説明される全ての周波数の値は、MHz単位で与えられる。)ローカル発振器203に結合されたPLL201は、4224の周波数を発生する。この信号は、2つの異なるパス210および220に印加される。第1のパスは、4224信号をシングル・サイドバンド(SSB)ミキサ231の1つのインプットに直接接続する。SSBミキサの出力信号は、所望の中心周波数、すなわち3432、3960、あるいは4488のどれかである。
第2のパスは、別のSSBミキサ221、ディバイダ223および225、ならびにセレクタ227を含む。4224入力信号は、係数8によって、さらに2によって連続して分周されて、セレクタの1つの入力に印加される264信号を生成する。264信号もまた、SSBミキサの1つの入力に印加される。SSBミキサへのもう1つの入力は、第1のディバイダ223の後で得られた528信号である。SSBミキサは、セレクタのもう1つの入力に印加される792信号を出力する。
前述のやり方で、第2のパス220は、264および792の周波数を発生する。これらの周波数のうちの1つは、セレクタ227によって選ばれ、SSBミキサ231の第2の入力に印加されて所望の中心周波数を発生する。具体的には、第2のパスが264信号を発生する場合、SSBミキサは4224±264、すなわち、4488および3960の信号を出力する。この図には(後に続く図にも)示されていないが、SSBミキサ231は和および差(「+および−1」)両方の信号を発生し、ゲート回路が所望の中心周波数を選ぶために使用される。第2のパスが792信号を発生する場合、SSBミキサは、4224±792、すなわち、5016(使用されない)および3432の信号を出力する。
SSBミキサは、かなり大きな面積および電力要件を有する上に、通常、かなり大きな「スパー」、すなわち望ましくない周波数構成要素を含む出力信号を生成する。マルチSSBミキサが図2のようにカスケードに接続されている場合、望ましくないスパー発生の可能性は非常に大きくなる。さらに、一時に単一の所望の周波数しか発生されないので、システム設計要件は、正しい周波数が必要な時間に利用可能で安定していることを保証するために強いられる。したがって、前述の問題を克服する周波数ジェネレータの必要性が存在する。
本発明は、一般的に言えば、1つまたは複数の周波数シンセサイザ(たとえば、PLLなど)および1つまたは複数の単一サイドバンド・ミキサを使用して、周波数帯域の対応するサブバンドを占有した通信信号を受信する少なくとも3つのローカル発振器信号の発生を提供する。
ある実施形態によれば、所与のローカル発振器信号の出力パスには1つの単一サイドバンド・ミキサしかなく、それによってスパーを低減する。他のある実施形態によれば、3つのローカル発振器信号が連続して発生される。
本発明は、添付の図面に関連する以下の説明からより完全に理解され得る。
ここで図3を参照すると、本発明の一実施形態による周波数ジェネレータのブロック図が示されている。共通の水晶発振器XOによって駆動される2つのPLL310および320が提供されている。第1のPLLは、制御信号311を受信し同一の出力信号313および315を生成する第1のVCO、VCO1を含む。リファレンス・ディバイダ317は、水晶発振器の出力信号を分周し、その結果の信号を周波数/位相コンパレータ319に印加する。同様に、出力ディバイダ318は、水晶発振器の出力信号を分周し、その結果の信号を周波数/位相コンパレータ319に印加する。周波数/位相コンパレータ319はエラー信号を生成し、このエラー信号はループ・フィルタ316でフィルタされて制御信号311を生成する。図示された実施形態では、第1のPLLは、サブバンド間隔に等しい528の周波数を発生する。
第2のPLL320の構成も同様である。図示された実施形態では、第2のPLL320は、サブバンド#2の中心周波数である3960の周波数を発生する。第1および第2のPLLの出力信号は、SSBミキサ331で一緒に混合されて、それぞれサブバンド#1および#3に対応する3432および4488の周波数を発生する。
前述の実施形態および以下で説明される他の実施形態では、1つまたは複数のVCOが、分周された関連する出力信号と共に示されたいくつかの複数の周波数で稼働されうることに留意されたい。そのような構成は、VCOの設計を簡単にする場合もある。さらに、直接デジタル合成(DDS)または遅延ロック・ループ(DLL)など、PLL以外の周波数合成技法が使用されてもよい。
一代替実施形態が図4に示されている。この実施形態では、PLL1は8976の周波数を発生し、PLL2は6864の周波数を発生する。これらの周波数は、ディバイダ401および403を使用して二分周されて、それぞれサブバンド#3およびサブバンド#1に対応する4488および3432の周波数を得る。したがって、この実施形態では、3つのサブバンドのうちの2つの周波数は直接発生され、その結果、スパーが低減される。直接発生された2つの周波数の1つは、サブバンド#3であり、これには、存在しているスペクトラムの使用により、最も強く要求するスパー・フィルタリング要件が必要となる可能性がある。直接サブバンド#3の周波数を発生することによって、1つまたは複数のSSBミキサを使用してサブバンド#3を発生する(結果としてスパーを生じる)ことに比べて、フィルタリング要求は低減される。
サブバンド#3およびサブバンド#1の周波数は、再度二分周され(405、407)、その結果の周波数がSSBミキサ409内で一緒に混合されて、サブバンド#2の周波数を得る(4488/2+3432/2=7920/2=3960)。
図4のクロック発生回路の変形例が、それぞれ図5および6に示されている。PLLによって発生された特定の周波数およびディバイダの特定の構成は、図5および6の例示的実施形態によって示されているように、多数の可能な構成の間で変化してよい。
最初のMB−OFDM提案は、サブバンド#1〜3を使用する3つのサブバンドシステムを想定するが、他のシステムは、拡張によって異なる組の3つのサブバンドを使用してよく、あるいは多数のサブバンドを使用してもよい。使用するために利用可能な4つの追加サブバンドは、たとえば、それぞれ6336、6864、7392、および7920の周波数に対応するサブバンド#6、7、8、および9である。
図7を参照すると、前述の周波数を全て発生することが可能なクロック発生回路が示されている。図7のクロック発生回路では、PLL1およびPLL2によって発生された周波数は、それぞれ7392および12672である。7392信号は、サブバンド#8に対応し、直接出力される。これはまた、サブバンド#1、2、3、6、7および9を発生する際に使用されるSSBミキサ701にも入力される。12672信号は、プログラム可能な1/Kディバイダ703によって分周され、この場合、Kは2、3または6であってよく、その後に1/4ディバイダ705が続く。1/4ディバイダの出力信号はSSBミキサに入力される。SSBミキサによって発生された出力信号は、サブバンド#6、7および9の周波数を含む。これら後者の周波数は、サブバンド#1、2および3のそれぞれの周波数の2倍である。したがって、サブバンド#1、2および3の周波数は、SSBミキサの出力信号を2(707)で分周することによって得られる。
図8は、図7の回路が、直接発生されるサブバンド#8を除いて、関係する周波数それぞれをどのように発生するかを概説している。
前述のクロック発生回路は、2つのPLLおよび1つのSSBミキサを使用する。本発明の他の実施形態による他のクロック発生回路は、より多数のあるいはより少数のPLLおよび/またはSSBミキサを使用してもよい。
図9を参照すると、2つのPLL910および920、ならびに2つのSSBミキサ931および933を使用するクロック発生回路が示されている。第1のPLLは、直接サブバンド#3の周波数を発生する。第2のPLLは、サブバンド間隔の2倍の周波数(1056)を発生する。この周波数は、二分周され(935)、サブバンド間隔に等しい周波数(528)を得る。
それぞれサブバンド#1および2の周波数を発生するために、2つのSSBミキサが使用される。サブバンド#1の周波数を発生するために、4488信号が1056信号と混合される。サブバンド#1の周波数を発生するために、4488信号が528信号と混合される。
図10を参照すると、単一のPLL1010および3つのSSBミキサ1011、1013および1015を使用するクロック発生回路が示されている。PLLは、直接サブバンド#3の周波数を発生する。ミキサ1011および1013は、サブバンド#3の周波数を1つの入力として使用して、それぞれサブバンド#1および2の周波数を発生する。他の入力は、サブバンド間隔(SSBミキサ1013)に等しい528の周波数、またはサブバンド間隔(SSBミキサ1015)の2倍に等しい1056の周波数である。後者の周波数は、二分周されるディバイダ1017およびSSBミキサ1015のストリングによって発生される。SSBミキサ1015は、サブバンド#3(4488)の周波数と、264の周波数であるディバイダ・チェーンの最後の出力信号とを入力として受信し、4224の周波数を出力信号として発生する。ディバイダ・チェーンは、2112、1056および528の中間周波数を生成する。
図10の実施形態では、3つのローカル発振器信号が連続して発生され、システム設計を簡単にする。
本発明は、その主旨および重要な特徴から逸脱することなく、他の特定の形態で実施されてよいことが当業者によって理解されるであろう。したがって本説明は全ての点で例示的であって制限的ではないと考えられる。本発明の範囲は、前述の説明によってではなく、添付の特許請求の範囲の請求項によって示され、その同等物の意味および範囲に含まれる全ての変更は、その中に包含されるものとする。
Claims (12)
- 周波数帯域の対応するサブバンドを占有する通信信号を受信するために、少なくとも3つのローカル発振器信号を発生する方法であって、周波数合成を使用して、少なくとも第1のローカル発振器信号を直接発生すること、および、前記第1のローカル発振器信号と別の周波数信号を混合することによって少なくとも第2のローカル発振器信号を発生することを含む方法。
- 前記別の周波数信号が、隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数またはその整数倍を含む、請求項1に記載の方法。
- 前記別の周波数信号が、隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数を含み、前記第1のローカル発振器信号と、前記オフセット周波数の整数倍である別の周波数信号を混合することによって、少なくとも第3のローカル発振器信号を発生することをさらに含む、請求項2に記載の方法。
- 前記別の周波数信号が、隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数の選択可能な整数倍の周波数を含む、請求項2に記載の方法。
- 3つの連続するサブバンドについて3つのローカル発振器信号を発生することを含み、前記第1のローカル発振器信号が前記3つのサブバンドの中心サブバンドに対応する、請求項2に記載の方法。
- 周波数合成を使用して、直接第1および第3のローカル発振器信号を発生すること、および、前記第1および第3のローカル発振器信号から得た信号を混合することによって前記第2のローカル発振器信号を発生することとを含む、請求項1に記載の方法。
- 周波数帯域の対応するサブバンドを占有する通信信号を受信するために少なくとも3つのローカル発振器信号を発生する回路であって、第1のローカル発振器周波数を合成する手段と、前記第1のローカル発振器周波数と少なくとも第2のローカル発振器信号を発生する別の周波数信号とに反応する単一のサイドバンド・ミキサとを含む、回路。
- 前記別の周波数信号が、隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数またはその整数倍を含む、請求項7に記載の回路。
- 前記別の周波数信号が、隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数を含み、前記第1のローカル発振器信号と前記オフセット周波数の整数倍である別の周波数信号を混合することによって、少なくとも第3のローカル発振器信号を発生する別の単一サイドバンド・ミキサを含む、請求項8に記載の回路。
- 隣接するサブバンドを分離するオフセット周波数の選択可能な整数倍を前記別の周波数信号として発生するプログラム可能なディバイダを含む、請求項8に記載の回路。
- 前記3つのローカル発振器信号が、3つの連続するサブバンドのためのものであり、前記第1のローカル発振器信号が前記3つのサブバンドの中心サブバンドに対応する、請求項8に記載の回路。
- 第3のローカル発振器周波数を合成する手段を含み、前記単一サブバンド・ミキサが前記第1および第3のローカル発振器信号から得た信号を混合する、請求項7に記載の回路。
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