KR20060123583A - 국부 발진기 신호를 생성하는 방법 및 회로 - Google Patents

국부 발진기 신호를 생성하는 방법 및 회로 Download PDF

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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 하나 이상의 주파수 합성기(예를 들어, PLL 등)와 하나 이상의 단일 측파대 혼합기를 사용하여 주파수 대역의 대응하는 부대역을 점유하고 있는 통신신호를 수신하기 위한 적어도 세 개의 국부 발진기 신호를 생성하는 것에 관한 것이다. 특정 실시예에 따르면, 소정의 국부 발진기 신호의 출력 경로를 따라 오직 하나의 단일 측파대 혼합기만 만나게 되어 스퍼를 감소시키게 된다. 다른 특정 실시예에 따르면, 세 개의 국부 발진기 신호가 계속적으로 생성된다.

Description

국부 발진기 신호를 생성하는 방법 및 회로{FREQUENCY GENERATION FOR A MULTI-BAND OFDM BASED ULTRA WIDE-BAND RADIO}
본 발명은 광대역 RF 통신 시스템, 특히 초광대역(ultra-wideband : UWB) 통신 시스템에 관한 것이다.
초광대역 신호는 FCC 보고서 및 명령서 02-48에 규정된 조건 하에서 2002년 2월 이후 미국에서 합법화되었다. 간략하게, UWB 신호는 3.1 GHz에서 10.7 GHz에 이르는 대역에서 -41.2 dBm/MHz를 넘는 파워 스펙트럼 밀도로는 전송되지 말아야 한다. 다른 경우에, 전력은 기존의 서비스를 훨씬 더 보호할 수 있도록 감소되어야 한다. 전력 한도는 파워 스펙트럼 밀도에 의해 정해지기 때문에, 전송 전력은 대역폭에 비례하고, 따라서 경제적인 타당성의 제약 내에서 가능한 한 넓은 대역폭을 확보하여 가능한 링크 범위를 최대화하는 것이 필요하다. 그러나 반도체 장치의 증가하는 잡음 특성뿐만 아니라 캐리어 주파수와 더불어 증가하는 RF 경로 손실로 인해, 초기 관심은 3.1 - 4.9 GHz의 스펙트럼을 이용하는데 집중되어 있다.
UWB에 대한 두 개의 경쟁하는 표준안은 합쳐졌는데, 하나는 모토롤라와 결부 되고 다른 하나는 다중 대역 OFDM 동맹(MBOA)라 불리는 회사들의 연합과 결부된다. MBOA-OFDM(이하에서는 "MB-OFDM"로 지칭됨) 시스템은 802.11a 및 802.11g에 대한 기존의 무선 LAN 개념으로부터 많이 차용한다. OFDM 신호는 128개의 부캐리어(sub-carrier)로 구성된다. 이들 캐리어는 528 MHz를 차지하므로 부캐리어 간격은 4.125 MHz가 된다. 캐리어 간격이 4.125 MHz이기 때문에, OFDM 심볼 길이는 1/4.125e6 = 242.42 ns가 되어야 한다. 심볼간 간섭을 고려하여 심볼길이의 1/4의 제로 에너지 프리픽스(prefix)(60.6ns)가 보다 전통적인 주기의 프리픽스 대신에 적용된다. 마지막으로 5개 샘플(9.47 ns)의 가드(guard) 주기가 추가된다. 전체 OFDM 심볼 길이는 312.5 ns가 된다.
128개의 부캐리어 중에서, 5개가 대역 끝에서 널(null)로 정해지고, 그 결과 실제로 점유된 대역폭은 단지 507.375 MHz(요구된 500 MHz 보다는 최소한도로 넓음)가 된다. 또한, 128개의 부캐리어 중에서 단지 100개만 정보를 포함하고 있고, 나머지는 파일럿, 사용자 정의 또는 널이 된다. 100개의 정보를 포함하고 있는 톤(tone)은 각각 2 비트를 제공하거나 OFDM 심볼당 200 비트를 제공하는 QPSK 변조를 운반한다. 따라서, 전체 그로스(gross) 정보 레이트(rate)는 (200/312.5e-9) 또는 640 Mbps가 된다. 채널 부호화 리던던시를 고려한 후의 최대로 보호된 데이터 레이트는 480 Mbps(3/4 레이트 코드)가 된다.
상기한 바와 같이 통상의 OFDM은 5 GHz 이하에서 사용가능한 UWB 스펙트럼의 1/3 보다 낮은 500 MHz를 약간 상회한 스펙트럼을 사용한다. 전송된 전력이 점유된 대역폭에 비례하기 때문에, 이를 전송하는 것에 실패하면 사용가능한 범위에 심 각한 영향을 미치게 된다. MB-OFDM 사양서는 3배 증가된 대역폭을 실현하기 위해 3-대역(band) 호핑(hopping) 방식을 사용한다. 이 방법은 사전에 정의된 길이 6의 호핑 시퀀스에 따라 연속하는 OFDM 심볼을 상이한 대역으로 전송하는 것이다. 이러한 호핑 시퀀스는 동등하지 않은 피코네트(piconet) 간의 충돌을 최소화하도록 설계되고, 시간-주파수 인터리빙(Time-Frequency Interleaving : TFI) 코드라 불린다. 예시적인 시퀀스는 {1,2,3,1,2,3}, {3,2,1,3,2,1}, {1,1,2,2,3,3} 등을 포함하고 각각의 인덱스는 특정 528 MHz 주파수대를 나타낸다.
다음 테이블은 53.5에서 480 Mbps에 이르는 PHY-SAP 데이터 레이트가 어떻게 기본적인 640 Mbps 부호화되지 않은 비트 레이트로부터 생성되는 지를 보여주고, 여기서 리던던시는 콘볼루션(convolutional) 부호화(레이트 1/3, 11/32, 1/2, 5/8 및 3/4), IFFT(1/2 인수를 도입함)에 대한 켤레(conjugate) 대칭 입력 그리고 시간 스프레딩을 포함하는 세 가지 메커니즘에 의해 얻어지며, 모든 OFDM 심볼은 서로 다른 주파수로 반복될 수도 있다.
Figure 112006060535571-PCT00001
도 1은 MB-OFDM UWB 제안서에서 부대역의 정렬을 보여준다. 부대역은 여러 그룹(그룹 A, 그룹 B, 그룹 C 및 그룹 D)으로 나누어진다. 초기 구현에서는 그룹 A의 세 가지 부대역의 사용을 고려하였다. 그룹 A 및 C의 부대역을 사용하는 7개의 대역 옵션이 제안되기도 했다. 그룹 B 및 D의 부대역은 현재로서는 미래에 사용 가능한 것으로 남겨져 있다.
도 2는 세 가지 주파수(MHz 단위), 3432, 3960 및 4488을 생성하기 위한 기존의 MB-OFDM UWB 수신기 주파수 생성기의 블록도를 나타낸다(달리 기술되지 않는다면, 여기서 설명하는 모든 주파수 값은 MHz 단위로 주어짐). 국부 발진기(203)에 연결된 PLL(201)은 4224의 주파수를 생성한다. 이 신호는 두 개의 상이한 경로(path)(210 및 220)로 공급된다. 제 1 경로는 4224 신호를 단일 측파대(SSB) 혼합기(231)의 하나의 입력에 직접 연결시킨다. SSB 혼합기(231)의 출력 신호는 목표 중앙 주파수, 즉 3432, 3960 또는 4488 중 하나이다.
제 2 경로는 또 다른 SSB 혼합기(221), 분주기(223, 225), 그리고 선택기(227)를 포함한다. 4224 입력 신호는 선택기(227)의 일 입력으로 제공되는 264 신호를 생성하기 위해 인수 8로 나누어진 후 다시 둘로 나누어진다. 264 신호는 또한 SSB 혼합기(221)의 하나의 입력으로 제공된다. SSB 혼합기의 다른 입력은 제 1 분주기(223) 이후에 얻어진 528 신호이다. SSB 혼합기는 선택기(227)의 다른 입력으로 제공되는 792 신호를 출력한다.
전술한 방식으로, 제 2 경로(220)는 264 및 792 주파수를 생성한다. 이 주파수 중의 하나는 선택기(227)에 의해 선택되어 SSB 혼합기(231)의 제 2 입력으로 제공되어 목표 중앙 주파수를 생성한다. 특히, 제 2 경로가 264 신호를 생성할 때, SSB 혼합기(231)는 4224±264, 즉 4488 및 3960 신호를 출력한다. 비록 도면(또는 후속하는 도면)에 도시되어 있지는 않지만, SSB 혼합기(231)는 합 또는 차분 ("+1 및 -1") 신호를 생성하고, 목표 중앙 주파수를 선택하도록 게이팅(gating) 회로가 사용된다. 제 2 경로가 792 신호를 생성할 때, SSB 혼합기(231)는 4224± 792, 즉 5016(사용 안 됨) 및 3432 신호를 출력한다.
SSB 혼합기는 상당한 면적을 차지하고 전력을 필요로 할뿐만 아니라, 전형적으로 상당한 "스퍼(spurs)", 즉 원하지 않는 주파수 성분을 포함하는 출력신호를 생성한다. 도 2에 도시된 바와 같이 다수 개의 SSB 혼합기가 다단식으로 연결될 때, 원하지 않는 스퍼가 발생할 가능성이 아주 높아진다. 또한, 오직 단일 목표 주파수가 한번에 하나만이 생성되기 때문에, 요구된 시간에 정확한 주파수가 유효하고 안전되어야 하는 시스템 설계 요구조건이 부과된다. 따라서 전술한 문제점을 해결하는 주파수 생성기가 필요하다.
일반적으로, 본 발명은 하나 이상의 주파수 합성기(예를 들어, PLL 등)와 하나 이상의 신호 측파대 혼합기를 사용하여 주파수 대역의 대응하는 부대역을 차지하는 통신신호를 수신하는 적어도 세 개의 국부 발진기 신호를 생성하기 위함이다. 특정 실시 예에 따르면, 소정의 국부 발진기 신호의 출력 경로를 따라 오직 하나의 단일 측파대 혼합기만 만나게 되어 스퍼를 감소시키게 된다. 다른 특정 실시 예에 따르면, 세 개의 국부 발진기 신호가 계속적으로 생성된다.
본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 후속하는 상세한 설명으로부터 보다 충분히 이해될 것이다.
도 1은 MB-OFDM UWB 제안서의 부대역 구조를 나타내는 도면,
도 2는 기존의 MB-OFDM UWB 수신기 주파수 생성기를 나타내는 블록도,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 생성기를 나타내는 블록도,
도 4는 주파수 생성기의 또 다른 실시예를 나타내는 블록도,
도 5는 도 4의 주파수 생성기의 일 변형예를 나타내는 블록도,
도 6은 도 4의 주파수 생성기의 다른 변형예를 나타내는 블록도,
도 7은 주파수 생성기의 또 다른 실시예를 나타내는 블록도,
도 8은 도 7의 주파수 생성기의 동작을 요약한 테이블,
도 9는 두 개의 PLL 및 두 개의 SSB 혼합기를 사용하는 클록 생성 회로도,
도 10은 단일 PLL 및 세 개의 SSB 혼합기를 사용하는 클록 생성 회로도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 생성기를 나타내는 블록도이다. 공통 수정 발진기 XO에 의해 구동되는 두 개의 PLL(310,320)을 제공한다. 제 1 PLL은 제어신호(311)를 수신하여 동일한 출력신호(313,315)를 출력하는 제 1 VCO(VCO1)를 포함한다. 기준 분주기(317)는 수정 발진기의 출력신호를 분할하여 이를 주파수/위상 비교기(319)에 제공한다. 유사하게, 출력 분주기(318)도 수정 발진기의 출력신호를 분할하여 이를 주파수/위상 비교기(319)에 제공한다. 주파수/위상 비교기(319)는 에러신호를 생성하고, 루프 필터(316)는 에러신호를 필터링하여 제어신호(311)를 생성한다. 도시된 실시예에서, 제 1 PLL은 부대역 간격과 동일한 528 주파수를 생성한다.
제 2 PLL(320)도 유사하게 정렬되어 있다. 도시된 실시예에서, 제 2 PLL(320)은 부대역 #2의 중앙 주파수인 3960 주파수를 생성한다. 제 1 및 제 2 PLL의 출력신호는 SSB 혼합기(331)에서 혼합되어 각각 부대역 #1 및 #3에 대응하는 3432 및 4488 주파수를 생성한다.
전술한 실시예 및 이하에서 기술할 다른 실시예에서, 하나 이상의 VCO가 분할되는 관련 출력신호와 함께 도시된 여러 개의 주파수에서 동작할 수도 있다. 그러한 정렬은 몇몇 예에서 VCO의 설계를 단순화시킬 수도 있다. 또한, PLL이 아닌 주파수 합성 기술, 예를 들어, 다이렉트 디지털 합성(direct digital synthesis : DDS) 또는 지연고정루프(DLL)가 사용될 수도 있다.
도 4에 다른 실시예가 도시되어 있다. 이 실시예에서, PLL1은 8976 주파수를 생성하고 PLL2는 6864 주파수를 생성한다. 분주기(401, 403)를 사용하여 이들 주파수를 둘로 분할하여 각각 부대역 #3 및 #1에 대응하는 4488 및 3432 주파수를 얻는다. 그 결과, 이 실시예에서, 세 개의 부대역 중의 두 개에 대한 주파수가 직접 생성되므로 스퍼가 줄어들게 된다. 직접 생성된 두 개의 주파수 중의 하나는 부대역 #3로서, 부대역 #3은 기존의 스펙트럼을 사용하기 때문에 스퍼 필터링 조건을 가장 필요로 할 수 있다. 부대역 #3의 주파수를 직접 생성함으로써, 하나 이상 의 SSB 혼합기(스퍼를 가짐)를 사용하여 부대역 #3을 생성하는 것과 비교하여 필터링 요구가 줄어든다.
부대역 #3 및 #1에 대한 주파수는 다시 둘로 분할되며(405, 407) 그 결과로 만들어진 주파수는 SSB 혼합기(409)에서 합쳐져서 부대역 #2에 대한 주파수를 얻게 된다(4488/2 + 3432/2 = 7920/2 = 3960).
도 4의 클럭 생성회로의 변형예가 도 5 및 도 6에 각각 도시되어 있다. PLL에 의해 생성된 특정 주파수와 분주기의 특별한 정렬형태는 도 5 및 도 6의 실시예에 의해 도시된 바와 같이 아주 많은 가능한 정렬형태로 변형될 수 있다.
비록 초기의 MB-OFDM 제안서가 부대역 #1-3을 사용하는 세 가지 부대역 시스템을 의도하고 있더라도, 확장을 통해 다른 시스템이 세 가지 부대역의 다른 세트를 사용하거나 더 많은 수의 부대역을 사용할 수 있다. 사용가능한 네 가지 추가 부대역은 예를 들어 6336, 6864, 7392 및 7920 주파수에 대응하는 부대역 #6-9이다.
도 7을 참조하면, 전술한 모든 주파수를 생성할 수 있는 클럭 생성회로가 도시되어 있다. 도 7의 클럭 생성회로에서, PLL1 및 PLL2에 의해 생성된 주파수는 각각 7392 및 12672이다. 7392 신호는 부대역 #8에 대응하고 직접 출력된다. 이 신호는 또한 SSB 혼합기(701)에 입력되어 부대역 #1-3, 6, 7 및 9를 생성하는데 사용된다. 12672 신호는 프로그램 가능한 1/K 분주기(703)에 의해 분할되며, 여기서 K는 2, 3 또는 6이 될 수 있다. 1/K 분주기(703)를 1/4 분주기(705)가 뒤따르며, 1/4 분주기의 출력 신호는 SSB 혼합기에 입력된다. SSB 혼합기에 의해 생성된 출 력신호는 부대역 #6, 7 및 9에 대한 주파수를 포함한다. 이러한 주파수들은 부대역 #1, 2 및 3에 대한 각 주파수의 두 배가 된다. 그러므로 부대역 #1, 2 및 3에 대한 주파수들은 SSB 혼합기의 출력신호를 둘로 분할(707)함으로써 얻어진다.
도 8은 도 7의 회로가 직접 생성되는 부대역 #8을 제외한 각각의 주파수를 생성하는 방법을 요약해서 나타내고 있다.
전술한 클럭 생성회로는 두 개의 PLL과 하나의 SSB 혼합기를 사용한다. 본 발명의 다른 실시예에 따른 다른 클럭 생성회로는 더 많은 혹은 더 적은 수의 PLL 및/또는 SSB 혼합기를 사용할 수도 있다.
도 9에는 두 개의 PLL(910 및 920)과 두 개의 SSB 혼합기(931 및 933)를 사용하는 클럭 생성회로를 도시하고 있다. 제 1 PLL은 부대역 #3에 대한 주파수를 직접 생성한다. 제 2 PLL은 부대역 간격의 두 배인 1056 주파수를 생성한다. 이 주파수는 두 개로 분할(935)되어 부대역 간격과 동일한 528 주파수를 얻게 된다.
두 개의 SSB 혼합기를 사용하여 각각 부대역 #1 및 2에 대한 주파수를 생성한다. 부대역 #1에 대한 주파수를 생성하기 위해 4488 신호가 1056 신호와 혼합된다. 부대역 #2에 대한 주파수를 생성하기 위해 4488 신호는 528 신호와 혼합된다.
도 10은 단일 PLL(1010)과 세 개의 SSB 혼합기(1011, 1013 및 1015)를 사용하는 클럭 생성회로를 도시하고 있다. PLL은 부대역 #3에 대한 주파수를 직접 생성한다. 혼합기(1011 및 1013)는 부대역 #3에 대한 주파수를 하나의 입력으로 사용하여 각각 부대역 #1 및 2에 대한 주파수를 생성하다. 다른 입력은 부대역 간격(SSB 혼합기(1013))과 동일한 528 주파수 또는 부대역 간격의 두 배(SSB 혼합 기(1015))와 동일한 1056 주파수이다. 후반의 주파수들은 일련의 2 분할 분주기(1017)와 SSB 혼합기(1015)에 의해 생성된다. SSB 혼합기(1015)는 부대역 #3에 대한 4488 주파수와 분주기 체인의 최종 출력신호인 264 주파수를 입력으로 수신하여 출력 신호로 4224 주파수를 생성한다. 분주기 체인은 중간 주파수 2112, 1056 및 528을 생성한다.
도 10의 실시예에서, 세 개의 국부 발진기 신호가 지속적으로 생성되어 시스템 설계를 단순화시킨다.
당업자라면, 본 발명의 사상 및 본질적 특성으로부터 벗어나지 않고서 다른 특정 형태로 구체화될 수도 있음을 이해할 것이다. 따라서, 본 명세서의 기재는 설명적인 것일 뿐 한정하기 위한 것이 아니다. 본 발명의 범위는 전술한 발명의 상세한 설명이 아니라 첨부된 특허청구범위에 의해 정해지며, 이와 균등의 범위 내에 모든 변형이 본 발명의 범위 내에 포함된다.

Claims (12)

  1. 하나의 주파수 대역의 대응하는 부대역을 각각 점유하고 있는 통신신호를 수신하기 위한 적어도 세 개의 국부 발진기 신호를 생성하는 방법에 있어서,
    주파수 합성을 사용하여 적어도 제 1 국부 발진기 신호를 직접 생성하는 단계와,
    상기 제 1 국부 발진기 신호와 추가 주파수 신호를 혼합하여 적어도 제 2 국부 발진기 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 추가 주파수 신호는 이웃하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수 또는 그 정수배를 포함하는
    방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 추가 주파수 신호는 이웃하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수를 포함하고, 상기 제 1 국부 발진기 신호와 상기 오프셋 주파수의 정수배인 추가 주파 수 신호를 혼합하여 적어도 제 3 국부 발진기 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 추가 주파수 신호는 인접하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수의 선택가능한 정수배를 포함하는
    방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    인접하는 세 개의 부대역에 대한 세 개의 국부 발진기 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 제 1 국부 발진기 신호가 상기 세 개의 부대역의 중앙 부대역에 대응하는
    방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    주파수 합성을 사용하여 제 1 및 제 3 국부 발진기 신호를 직접 생성하는 단계와,
    상기 제 1 및 제 3 국부 발진기 신호로부터 유도된 신호들을 혼합하여 상기 제 2 국부 발진기 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    방법.
  7. 하나의 주파수 대역의 대응하는 부대역을 각각 점유하고 있는 통신신호를 수신하기 위한 적어도 세 개의 국부 발진기 신호를 생성하는 회로에 있어서,
    제 1 국부 발진기 주파수를 합성하는 수단과,
    상기 제 1 국부 발진기 주파수와 추가 주파수 신호에 반응하여 적어도 제 2 국부 발진기 신호를 생성하는 단일 측파대 혼합기를 포함하는
    회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 추가 주파수 신호는 이웃하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수 또는 그 정수배를 포함하는
    회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 추가 주파수 신호는 이웃하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수를 포함하고, 상기 제 1 국부 발진기 신호와 상기 오프셋 주파수의 정수배인 추가 주파수 신호를 혼합하여 적어도 제 3 국부 발진기 신호를 생성하는 추가 단일 측파대 혼합기를 포함하는
    회로.
  10. 제 8 항에 있어서,
    인접하는 부대역을 분리시키는 오프셋 주파수의 선택가능한 정수배를 상기 추가 주파수 신호로 생성하는 프로그램가능한 분주기를 포함하는
    회로.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 세 개의 국부 발진기 신호는 인접하는 세 개의 부대역에 대한 것이고, 상기 제 1 국부 발진기 신호는 상기 세 개의 부대역의 중앙 부대역에 대응하는
    회로.
  12. 제 7 항에 있어서,
    제 3 국부 발진기 주파수를 합성하는 수단을 포함하고, 상기 단일 측파대 혼합기는 상기 제 1 및 제 3 국부 발진기 신호로부터 유도된 신호들을 혼합하는
    회로.
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