CN100456643C - 双频带通信无线装置及其本机振荡信号生成方法 - Google Patents

双频带通信无线装置及其本机振荡信号生成方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种可进行对应不同频带的信号的频率转换，实现无线通信的无线装置。该无线装置中所包含的本机振荡信号生成装置具有：第1信号生成部，第2信号生成部和生成本机振荡信号的频率合成部。第1信号生成部生成具有第1频率的第1信号，第2信号生成部由PLL频率合成电路构成，生成具有比第1频率低的第2频率的第2信号。频率合成部把第1信号及第2信号合成，生成具有把第2频率与第1频率相加后的频率的，或者具有从第1频率中减去第2频率后的频率的本机振荡信号。

Description

双频带通信无线装置及其本机振荡信号生成方法
技术领域
本发明涉及无线装置，具体涉及一种为了能够通过在2个通信频带间的实时切换来进行通信，而具备生成具有2种频率的本机振荡信号的本机振荡信号生成装置的无线装置。并且，本发明涉及这种无线装置的具有2种频率的本机振荡信号生成方法。
背景技术
近年，移动体通信广泛普及，移动电话、车载电话、移动信息终端(PDA：个人数字助理：Personal Data Assistant)等的移动体通信终端的用户不断增大。
在国内(日本)的移动体通信方面，提供有：所谓的被称为800M频带的UHF800MHz频带，所谓的被称为1.5G频带的准微波1.5GHz频带，以及PHS(个人移动电话系统：Personal Handy-phone System)的1.9GHz频带。其中，特别是为移动电话用而提供的800M频带，用户不断增大，而且在数据通信方面得到利用，由于此等原因，线路容量不足是值得关注的问题。
因此，为了消除该线路容量不足，需要一种即使在通话中，也能实时移动到线路容量具有空余的其它频带并能继续通话的移动体通信终端。例如需要一种与800M频带和1.5G频带的两频带对应，在800M频带通信中，一旦该频带不足，就自动移动(跳转)到1.5G频带，或者反过来也能自动移动的移动体通信终端，即双频带移动体通信终端。
也就是说，双频带移动体通信终端实时从一个频带发现另一频带的空时隙，催促基站向该空时隙移动，并进行执行向该空时隙移动的移动辅助越区切换(MAHO：Mobile Assisted Hand-Over)。并且，双频带移动体通信终端即使在呼叫或者信息包的待接收中和通话中，也根据来自基站的指示实时把时隙从一个频带移动到另一频带。
对这种双频带移动体通信终端的要求，就国外的移动体通信终端而言也存在。例如，国外开始了基于GPRS(GSM分组无线电服务：GSM PacketRadio Service)的数据通信，这是因为担心频率不足。
并且，对于IMT2000，宽带CDMA的服务被预定在2GHz频带，在该服务中，在服务提供区域充分扩展之前，与现有UHF频带的服务匹配是必要的，为此，双频带移动体通信终端是必要的。
为了实现这种双频带移动体通信终端，有必要在1个移动体通信终端设置各自处理2个频带的2台收发信机。图6是表示使用现有技术构成与800M频带和1.5G频带对应的双频带移动体通信终端的情况的构成的方框图。
图6所示的双频带移动体通信终端，为了处理800M频带和1.5G频带这两个频带，具有处理800M频带信号的收发部103和处理1.5G频带信号的收发部104。
当天线101收到的无线频率信号(RF接收信号)是800M频带时，该RF接收信号通过天线开关102被提供给收发部103的放大器301进行放大。放大后，RF接收信号通过乘法器(混频器)303，与来自电压控制振荡器(VCO)308的本机振荡信号相乘，并转换成中频(130MHz)信号(IF接收信号)，之后被提供给中频部105。
另一方面，当RF接收信号是1.5G频带时，该RF接收信号通过天线开关102被提供给收发部104的放大器401进行放大。放大后，RF接收信号通过乘法器(混频器)403，与来自VCO408的本机振荡信号相乘，并转换成中频(130MHz)的IF接收信号，之后被提供给中频部105。
在中频部105，选择来自收发部103或104的IF接收信号中的一个，并把所选择的IF接收信号进一步频率转换，之后，将其提供给基带处理/控制部106。
另一方面，从基带处理/控制部106提供给中频部105的发送信号，在该发送信号由800M频带的信道发送时被转换成260MHz的信号(IF发送信号)，在由1.5G频带的信道发送时被转换成82MHz的IF发送信号，并被提供给收发部103的乘法器(混频器)304或者收发部104的乘法器(混频器)404。
在乘法器304，IF发送信号与来自VCO308的本机振荡信号相乘，并被频率转换成800M频带的RF发送信号。在乘法器404，IF发送信号与来自VCO308的本机振荡信号相乘，并频率被转换成1.5G频带的RF发送信号。这些RF发送信号在由放大器302或402分别放大后，通过天线开关102从天线101被发送。
另外，对于天线开关102的切换由基带处理/控制部106进行控制。
但是，在这种构成的双频带移动体通信终端，不能迅速进行2个频带间的信道切换。即，在双频带移动体通信终端，实时切换信道是有必要的，具体地说，该切换所容许的时间为约1000之1秒(1ms)以内是有必要的。但是，在图6所示的构成中，从800M频带到1.5G频带的切换时间为4ms。其原因如下所示。
RF接收信号和RF发送信号，对于800M频带和1.5G频带，在规定范围(如下述图1所示，对于800M频带的RF接收信号为810～885MHz的范围)内，是在通信时根据所指配的信道而变化的可频率转换率。
为了把具有该可频率转换率的RF接收信号转换成恒定的130MHz的IF接收信号，或者把恒定的260MHz或82MHz的IF发送信号频率转换成可变的RF发送信号，VCO308或408的本机振荡信号的频率也被控制成与RF接收信号或RF发送信号的频率对应而变化。
现在如果把这些频率用可变范围来表示，则变得复杂，因而表示为，按如下决定代表值，根据该代表值说明切换时间为4ms原因。
假设800M频带的RF发送频率的代表值为949MHz(发送频率(上升频率)的中心值)，接收频率的代表值为819MHz(接收频率(下降频率)的中心值)，本机振荡频率的代表值为689MHz(发送频率949MHz和接收频率819MHz时的本机振荡频率)。并且，假设1.5G频带的发送频率的代表值为1441MHz(上升频率的中心值)，接收频率的代表值为1489MHz(下降频率的中心值)，本机振荡频率的代表值为1359MHz(发送频率1441MHz和接收频率1489MHz时的本机振荡频率)。
800M频带的本机振荡信号是通过使信号从整数分频器305通过相位比较器306、低通滤波器(LPF)307和VCO308返回到整数分频器305的锁相环(PLL)生成的。同样，1.5G频带的本机振荡信号是通过使信号从整数分频器405通过相位比较器406、LPF407和VCO408返回到整数分频器405的PLL生成的。
输入到相位比较器306和406的比较频率是为了把作为800M频带和1.5G频带的信道间隔的25KHz间隔的本机振荡频率合成而设定成25KHz以下。此处，假设比较频率如图6所示为25KHz。
在该情况下，1.5G频带的本机振荡频率1359MHz中的整数分频器405的分频数N为N＝1359MHz÷25KHz＝54,360。
PLL的环路增益K与分频数N成反比。因此，对于1.5G频带，PLL的环路增益为小值。这就是信道切换时间为约4ms的原因。
具体地说，在移动体通信终端的LPF307和407方面，一般，如图7所示，使用被称为由固定电阻R1和R2以及固定电容器C组成的阻容滤波器的二次延迟滤波器。这是因为该滤波器的电路构成简单，可实现LPF小型化，并且，可各自设定自然角频率ωn和阻尼系数ζ。
根据图7所示的LPF，如图7所示的计算结果那样，自然角频率ωn＝2.266K[rad/s](360.8Hz)，PLL一面按照自然振动周期T＝1÷Fn＝1÷360.8＝2.772ms振动，一面收敛。此处，Fn是自然频率，由Fn＝ωn/2π来表示。
该过渡响应假设阻尼常数ζ＝0.6(0.5～0.7被认为是妥当的)，如图8所示，由振动引起的跳回约3次面向收敛。此处，被视为收敛的范围是在相位误差处在±π/10的范围内(本机振荡频率的误差在例如近似±1kHz的范围内)的时间。在相位误差(或者频率误差)处在被视为收敛的范围内之前的时间被当作收敛时间。
因此，当从800M频带切换到1.5G频带时，从响应到收敛的时间为振动周期T＝2.772ms的约1.5倍，即约4ms。即，本机振荡频率在发生从800M频带到1.5G频带的切换之后，在成为与接收信道或发送信道对应的频率之前，需要约4ms。另外，关于从1.5G频带到800M频带的移动时间，通过同样的计算，约2ms。
另一方面，为了实现高速切换，如图9所示，使用分数分频器，也能将本机振荡信号合成。图9除了图6的整数分频器305和405被各自置换成分数分频器315和415，同时比较频率被置换成400KHz和600KHz这点以外，具有与图6相同的构成。
整数分频器只能取整数值的分频数，而分数分频器315和415能取分数的分频数(例如分频数＝54383÷24＝2265+23/24＝2265.9583(循环小数))。
分数分频器的优点是可把分频数的设定间隔设定成整数值以下(例如0.1间隔等)，结果，可设定得比比较频率25KHz高。这样，PLL的环路增益K增大，结果，可缩短收敛时间。例如，假设本机振荡频率为1359.575MHz，分频数为54383÷24＝2265+23/24＝2265.95833…(循环小数)，则比较频率为1359.575MHz÷{2265+(23/24)}＝600KHz。
这相当于图6的比较频率的24倍(＝600KHz/25KHz)，可取PLL的环路增益K仅该倍数高。因此，频率的收敛时间为图6的约24分之1，可获得
Figure C0182368800111
。因此，可满足双频带移动体通信终端的要求。
然而，如果使用分数分频器，则由于分频数的端数调整，所分频的信号的波形发生不规则的抖动。这与噪声重叠是等价的，因而所合成的本机振荡频率也有噪声重叠。为此，如图10所示，存在本机振荡信号的频谱纯度劣化的问题。
并且，如果本机振荡频率的信号的频谱纯度劣化，则存在的问题是，移动体通信终端很难适应其发送特性中的邻接信道漏泄电力的规格，和以接收特性中的邻接信道和次邻接选择度，以及由相互调制响应抑制度为代表的耐干扰波特性的规格。
而且，为了实现终端的小型轻量化，优选，分数分频器和相位比较器由1个单片集成电路构成，然而如果使分数分频器集成电路化，则存在成本增高的问题。即，在超过1GHz的频率时，实现可设定任意分数分频数的分频器的电路的集成化由于电路规模大而存在困难。另外，虽然也提出了克服与上述分频分数的端数处理相关的问题的附加电路的技术，然而该附加电路使电路规模进一步增大。即使制造单片PLL的LSI，价格也增高，与移动体通信终端的低成本化的技术动向背道而驰。
发明内容
本发明是鉴于这种背景而提出的，本发明的目的是提供一种可高速进行2个通信频带间的切换的具有本机振荡信号生成装置的无线装置，以及该无线装置的2种本机振荡信号的生成方法。
并且，提供一种频率的频谱纯度不劣化的具有本机振荡信号生成装置的无线装置，以及该无线装置的本机振荡信号生成方法。
而且，本发明的另一目的是提供一种实现小型轻量化且集成电路化容易的具有本机振荡信号生成装置的无线装置。
根据本发明第1方面的无线装置，可进行对应不同频带的信号的频率转换，实现无线通信，其特征在于：包括本机振荡信号生成装置，该本机振荡信号生成装置具有：第1信号生成部，生成具有第1频率的第1信号；第2信号生成部，具有：第2分频器，输入有反馈信号；第2相位比较器，把该第2分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第2基准输入信号的相位进行比较；第2滤波器，对该第2相位比较器的输出信号进行滤波；以及第2电压控制振荡器，根据该第2滤波器的输出信号生成具有比上述第1频率低的第2频率的第2信号，同时把该第2信号作为上述反馈信号反馈到上述第2分频器；以及频率合成部，把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号；把上述频率合成部生成的上述本机振荡信号用于上述无线通信的频率转换。
并且，本发明的第1方面的本机振荡信号生成方法，是一种在进行对应不同频带信号的频率转换，实现无线通信的无线装置中生成在上述频率转换中使用的本机振荡信号的本机振荡信号生成方法，其特征在于：生成具有第1频率的第1信号；使用锁相环生成具有比上述第1频率低的第2频率的第2信号，该锁相环具有：电压控制振荡器；分频器，输入有来自该电压控制振荡器的反馈信号；相位比较器，把该分频器的输出信号的相位和具有规定频率的基准输入信号的相位进行比较；以及滤波器，对该相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述电压控制振荡器；以及把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号。
根据本发明的第1方面，具有第1频率的第1信号由第1信号生成部生成，具有比第1频率低的第2频率的第2信号由第2信号生成部生成。把这些第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把第2频率与第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从第1频率中减去第2频率后的频率的本机振荡信号。
根据本发明的第1方面，可生成具有把第2频率与第1频率相加后的频率的本机振荡信号，以及具有从第1频率中减去第2频率后的频率的本机振荡信号的2种本机振荡信号。这样，可生成把在2个通信频带间切换频率进行通信的无线装置(例如双频带移动体通信终端)的2个通信频带的各通信频率转换成其它频率(例如中频)的本机振荡信号。
并且，可使第2信号的频率比通过加法生成的本机振荡信号的频率低。这样，可使第2分频器的分频数的值比由第2信号生成部直接生成本机振荡信号的情况小。结果，可使第2信号生成部的收敛时间比以往短，当该本机振荡信号生成装置在双频带移动体通信终端使用时，可高速进行2个通信频带间的切换。
优选具有如下特征：由上述第1信号生成部生成的第1信号的第1频率是恒定频率，上述第2信号生成部的上述第2分频器可设定可变分频数，由上述第2信号生成部生成的第2信号的第2频率根据上述分频数可变。这样，即使在改变本机振荡信号的频率的情况下，其控制也容易。
而且优选具有如下特征：上述第2分频器是其分频数取正整数值的整数分频器。这样，包括第2分频器的装置的集成化容易，同时可实现该装置的小型轻量化。并且，可防止使用分频器情况这样的频谱纯度的低下。
根据本发明的第1方面的一种实施方式，特征在于：上述频率合成部具有：第1移相器，使上述第1信号的相位偏移，并生成相位相对超前π/2的第3信号和相位相对滞后π/2的第4信号；第2移相器，使上述第2信号的相位偏移，并生成相位相对超前π/2的第5信号和相位相对滞后π/2的第6信号；非反转/反转器，当生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号时，使上述第5信号的正负符号反转，当生成具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号时，使上述第5信号的正负符号不反转；第1乘法器，把上述第3信号和经由上述非反转/反转器的上述第5信号相乘；第2乘法器，把上述第4信号和上述第6信号相乘；以及加法器，把上述第1乘法器的输出信号和上述第2乘法器的输出信号相加。这样，可实现频率合成部的小型化和低成本化，同时可实现低消耗电力化。
根据本发明的第2方面的无线装置，该无线装置可进行对应不同频带的信号的频率转换，实现无线通信，其特征在于：包括本机振荡信号生成装置，该本机振荡信号生成装置具有：
第1信号生成部，具有：第1分频器，输入有反馈信号；第1相位比较器，把该第1分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第1基准输入信号的相位进行比较；第1滤波器，对该第1相位比较器的输出信号进行滤波；以及第1电压控制振荡器，根据该第1滤波器的输出信号生成具有第1频率的第1信号，同时把该第1信号作为上述反馈信号反馈到上述第1分频器；第2信号生成部，具有：第2分频器，输入有反馈信号；第2相位比较器，把该第2分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第2基准输入信号的相位进行比较；第2滤波器，对该第2相位比较器的输出信号进行滤波；以及第2电压控制振荡器，根据该第2滤波器的输出信号生成具有与上述第1频率不同的第2频率的第2信号，同时把该第2信号作为上述反馈信号反馈到上述第2分频器；以及频率合成部，把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率和上述第2频率中的高频率中减去低频率后的频率的本机振荡信号；把上述频率合成部生成的上述本机振荡信号用于上述无线通信的频率转换。
根据本发明的第2方面的本机振荡信号生成方法，是一种在进行对应不同频带信号的频率转换，实现无线通信的无线装置中生成在上述频率转换中使用的本机振荡信号的本机振荡信号生成方法，其特征在于：使用锁相环生成具有第1频率的第1信号，该锁相环具有：第1电压控制振荡器；第1分频器，输入有来自该第1电压控制振荡器的反馈信号；第1相位比较器，把该第1分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第1基准输入信号的相位进行比较；以及第1滤波器，对该第1相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述第1电压控制振荡器；使用锁相环生成具有与上述第1频率不同的第2频率的第2信号，该锁相环具有：第2电压控制振荡器；第2分频器，输入有来自该第2电压控制振荡器的反馈信号；第2相位比较器，把该第2分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第2基准输入信号的相位进行比较；以及第2滤波器，对该第2相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述第2电压控制振荡器；根据该第2滤波器的输出信号生成具有与上述第1频率不同的第2频率的第2信号，以及把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率和上述第2频率中的高频率中减去低频率后的频率的本机振荡信号。
根据本发明的第2方面，与上述第1方面相同，可生成具有把第2频率与第1频率相加后的频率的本机振荡信号，以及具有从第1频率和第2频率中的高频率中减去低频率后的频率的本机振荡信号这2种本机振荡信号。这样，可生成把双频带移动体通信终端这样的无线装置的2个通信频带的各通信频率转换成其它频率(例如中频)的本机振荡信号。
并且，可使第1信号的频率比通过加法生成的本机振荡信号的频率低。这样，可使第1分频器的各分频数的值比由第1信号生成部直接生成本机振荡信号的情况小。结果，可使第1信号生成部的收敛时间比以往短，当该本机振荡信号生成装置在双频带移动体通信终端使用时，可高速进行2个通信频带间的切换。可以说第2信号也同样。
根据本发明的第3方面的无线装置，该无线装置通过使用第3频带的信号的频率转换生成第1频带的信号，并通过使用第4频带的信号的频率转换生成第2频带的信号，可把该第1频带的信号或者该第2频带的信号全都发送到其它无线装置，其特征在于，具有：第1输出部，输出属于夹在上述第3频带和上述第4频带内的频带的规定频率的信号；第2输出部，输出规定频带的信号；以及生成输出部，使用来自上述第1输出部和上述第2输出部的信号，生成和输出具有两信号的频率之和的频率的信号或者具有两信号的频率之差的频率的信号，分别作为上述第3频带的信号或者上述第4频带的信号。
根据本发明的第4方面的无线装置，该无线装置通过使用第3频带的信号对第1频带的信号进行频率转换，并通过使用第4频带的信号对第2频带的信号进行频率转换，即使该第1频带的信号或者该第2频带的信号全都从其它无线装置被发送，也能进行接收处理，其特征在于，具有：第1输出部，输出具有属于被夹在上述第3频带和上述第4频带之间的频带内的规定频率的信号；第2输出部，输出规定频带的信号；以及生成输出部，使用来自上述第1输出部和上述第2输出部的信号，生成具有两信号的频率之和的频率的信号或者具有两信号的频率之差的频率的信号，并分别将其作为上述第3频带的信号或者上述第4频带的信号输出。
附图说明
图1是供日本的800M频带和1.5G频带使用的频带的说明图。
图2是表示本发明的实施方式的移动体通信终端的构成的方框图。
图3表示第1频率FH、第2频率FL以及由这些第1频率FH和第2频率FL合成的本机振荡频率的关系。
图4是表示本发明的实施方式的频率合成器的一构成例的方框图。
图5是表示本发明的实施方式的频率合成器的另一构成例的方框图。
图6是表示使用现有技术构成与800M频带和1.5G频带对应的双频带移动体通信终端的情况的构成的方框图。
图7是表示低通滤波器的构成例的电路图。
图8表示本机振荡频率的收敛状态。
图9是表示使用现有技术构成与800M频带和1.5G频带对应的双频带移动体通信终端的情况的另一构成的方框图。
图10表示本机振荡频率的信号的频谱纯度的劣化状态。
具体实施方式
以下，对本发明的实施方式进行说明，然而这是一例，不限定本发明的技术范围。
在本实施方式中，以日本的移动体通信为例，对可使用800M频带和1.5G频带的双方进行通信的双频带移动体通信终端进行说明。
为了有助于理解该双频带移动体通信终端，在对双频带移动体通信终端进行具体说明之前，对日本的800M频带和1.5G频带的通信频带进行简单说明。
图1是供日本的800M频带和1.5G频带使用的频带的说明图。
对于800M频带，作为从基站到移动体通信终端的下行通信频带(移动终端接收频带)而使用810MHz～885MHz的频带，作为从移动体通信终端到基站的上行通信频带(移动终端发送频带)而使用893MHz～958MHz的通信频带。下行通信频带和上行通信频带全都通常分割成A频带(旧模拟频带)、C频带和D频带(数字频带)，这对本发明所属技术领域的普通技术人员(行业人员)是周知的，因而此处省略其说明。
对于1.5G频带，作为下行通信频带而使用1477MHz～1501MHz的频带，作为上行通信频带而使用1429MHz～1453MHz的通信频带。
通信时，使用下行通信频带的某一频率(25KHz间隔的频率)来设定接收信道，使用上行通信频带的某一频率(25KHz间隔的频率)来设定发送信道。
并且，在800M频带中，为了把中频(IF：Intermediate Frequency)发送信号转换成射频(RF：Radio Frequency)发送信号而使用的本机振荡信号(发送局部信号)的本机振荡频率为633MHz～698MHz的频带，为了把RF接收信号转换成IF接收信号而使用的本机振荡信号(接收局部信号)的本机振荡频率为633MHz～755MHz。在1.5G频带中，发送本机振荡信号的本机振荡频率和接收本机振荡信号的本机振荡频率一致，为1374MHz～1371MHz。
下面，对根据本发明的实施方式的双频带移动体通信终端的构成进行说明。图2是表示根据本发明的实施方式的双频带移动体通信终端的构成的方框图。该双频带移动体通信终端(以下仅称“终端”)，作为一例，可使用800M频带和1.5G频带的双方频带进行通信。
该终端具有：天线1，天线开关2，800M频带用的收发部3，1.5G频带用的收发部4，中频部5，基带处理/控制部6，以及用户输入输出部7。
800M频带用的收发部3具有：放大器31和32，乘法器(混频器)33和34，整数分频器35，相位比较器36，低通滤波器(以下称为“LPF”)37，以及电压控制振荡器(以下称为“VCO”)38。1.5G频带用的收发部4具有：放大器41和42，乘法器(混频器)43和44，整数分频器45，相位比较器46，LPF47，以及VCO48。而且，收发部3和4共同具有频率合成器30和DMUX40。
此处，优选，VCO38和48是为实现终端的小型轻量化而由1个集成电路10构成。
中频部5具有：选择器(以下称为“SEL”)51和56，乘法器(混频器)52，生成129.55MHz的本机振荡信号的振荡器53，多路分解器(以下称为“DMUX”)54，正交调制器55，生成260MHz的本机振荡信号的振荡器57，以及生成82MHz的本机振荡信号的振荡器58。
天线1收发800M频带和1.5G频带的无线信号，例如，包括鞭状天线、分集天线等。
天线开关2把从天线1输入的800M频带的信号提供给收发部3，并把1.5G频带的信号提供给收发部4，同时选择从收发部3或4输入的信号，并通过天线1发送。天线开关2的这种切换控制由基带处理/控制部6进行。
收发部3把从天线开关2输入的800M频带的RF接收信号(以下称为“RF接收信号”)转换成IF(130MHz(固定))接收信号(以下称为“IF接收信号”)，并把该IF接收信号提供给中频部5，同时把从中频部5输入的IF(260MHz(恒定))发送信号(以下称为“IF发送信号”)转换成800M频带的RF发送信号(以下称为“RF发送信号”)，并将其提供给天线开关2。
同样，收发部4把1.5G频带的RF接收信号转换成IF接收信号(130MHz(固定))，同时把IF发送信号(62MHz(恒定))转换成1.5G频带的RF发送信号，并将其提供给天线开关2。
IF接收信号和IF发送信号具有恒定频率，而RF接收信号和RF发送信号，在上述图1所示的频带内，具有根据所设定的信道而变化的频率。
在中频部5,800M频带的IF接收信号或者1.5G频带的IF接收信号的一方由SEL51选择，并被提供给乘法器52。本机振荡频率129.55MHz的信号由振荡器53提供给乘法器52。这样，IF接收信号被转换成具有450KHz(恒定)频率的信号，并被提供给基带处理/控制部6。SEL51的选择控制由基带处理/控制部6进行(控制线图示略)。
另一方面，发送信号从基带处理/控制部6，按照同相信号(I信号)和正交信号(Q信号)的形式被输入到中频部5。这些发送信号被提供给中频部5的正交调制器55。
振荡器57的260MHz(恒定)的本机振荡信号(局部信号)或者振荡器58的82MHz(恒定)的本机振荡信号从SEL56被输入到正交调制器55。SEL56在正交调制器55处理800M频带的发送信号时，选择振荡器57的本机振荡信号，在正交调制器55处理1.5G频带的发送信号时，选择振荡器58的本机振荡信号。SEL56的这种选择由基带处理/控制部6控制(控制线图示略)。
正交调制器55对从基带处理/控制部6输入的I信号和Q信号进行正交调制，同时使用从SEL56输入的本机振荡信号，把正交调制后的信号转换成具有260MHz或82MHz频率的IF发送信号。该IF发送信号被提供给DMUX54，800M频带的IF发送信号被提供给乘法器34，1.5G频带的IF发送信号被提供给乘法器44。DMUX54的这种输出路由选择由基带处理/控制部6控制(控制线图示略)。
基带处理/控制部6对从中频部5输入的信号进行处理，并将其输出到用户输入输出部7，同时对从用户通过用户输入输出部7输入的信号(声音信号，图像信号等)进行处理，并将其提供给中频部6。并且，基带处理/控制部6对上述SEL51、56、DMUX54、40、频率合成器30(后面详述)等进行控制。
用户输入输出部7具有：扬声器，麦克风，显示装置(液晶显示器等)，照相机等。而且，用户输入输出部7把从基带处理/控制部6提供的信号输出到扬声器、显示装置等，同时把从麦克风、照相机等输入的信号提供给基带处理/控制部6。
从收发部3的整数分频器35通过相位比较器36、LPF37和VCO38返回到整数分频器35的信号的环路形成锁相环(以下称为“PLL”)。
在整数分频器35内设定固定值的分频数N1(整数值)。该分频数N1可以预先存储在整数分频器35内，也可以在该终端上升时由基带处理/控制部6设定。
整数分频器35的输出信号和从未图示的振荡器(例如晶体振荡器)提供的具有恒定频率FI的信号被输入到相位比较器36。该信号可以从振荡器通过未图示的分频器来提供。这样，具有恒定频率FU(以下称为“第1频率”)的信号从VCO38被提供给频率合成器30和整数分频器35。
同样，从收发部4的整数分频器45通过相位比较器46、LPF47和VCO48返回到整数分频器45的信号的环路也形成PLL。
在整数分频器45内，与800M频带的RF接收信号或RF发送信号的频率，或者1.5G频带的RF接收信号或RF发送信号的频率对应的可变分频数N2(整数值)由基带处理/控制部6设定(用于设定的信号线图示略)。
整数分频器45的输出信号和从未图示的振荡器(例如晶体振荡器)提供的具有恒定频率FII的信号被输入到相位比较器46。该信号可以从振荡器通过未图示的分频器来提供。这样，具有与RF接收信号或RF发送信号的频率对应的值(每隔频率FU可变)的频率FL(以下称为“第2频率”)的信号从VC048被提供给频率合成器30和整数分频器45。
此处，RF接收信号和RF发送信号的频率，对于800M频带和1.5G频带，在图1所示的频带宽度内，在通信时根据所指配的信道而变化(按照25KHz间隔变化)，以下为了容易理解说明，使用代表值来说明。
与上述背景技术部分相同，把800M频带的本机振荡频率的代表值设定为在发送频率949MHz和接收频率819MHz时的本机振荡频率689MHz。并且，把1.5G频带的本机振荡频率的代表值设定为在发送频率1441MHz和接收频率1489MHz时的本机振荡频率1359MHz。
这2个本机振荡频率间的差为1359MHz-689MHz＝670MHz，两频率充分远离。因此，即使考虑到两本机振荡频率可变，这些本机振荡频率也不会重合或接近。因此，规定这些频率的中点，并把该中点的频率作为从VCO38提供给频率合成器的第1频率FU。
第1频率FU＝(689+1359)÷2＝1024[MHz](恒定值)…(1)
然而，该值是一例，没有必要是正确的中点，也可以是位于2个本机振荡频率之间的其它频率。
由于FU＝1024MHz，因而设定例如成分频数N1＝1024，FI＝1000KHz。该分频数N1的值和频率FI的值的组合也是一例，也可以是VCO38能生成第1频率FU的其它组合。
另一方面，第2频率FL通过在频率合成器30与第1频率FU合成，被设定成可生成800M频带的本机振荡信号的频率(代表值689MHz)和1.5G频带的本机振荡信号的频率(代表值1359MHz)的值(可变)。
作为频率合成器30的频率合成的一例，可使用频率加法或减法。即，频率合成器30通过把第2频率FL的信号与第1频率FU的信号相加来生成1.5G频带的本机振荡频率1359MHz(代表值)的信号，通过从第1频率FU的信号中减去第2频率FL的信号来生成800M频带的本机振荡频率689MHz(代表值)的信号。
在这种情况下，第2频率FL，作为代表值，被设定成：
FL＝1024-689＝|1024-1359|＝335[MHz](代表值)…(2)
该第2频率FL是UHF频带下限的较低频率。
提供给相位比较器46的恒定比较频率FII的信号，由于收发用的信道间隔为25KHz，因而为了将25KHz间隔的本机振荡频率的信号(基准输入信号)合成而被设定成25KHz。另一方面，整数分频器45的分频数N2是为了生成第2频率FL＝335MHz(代表值)而被设定成N2＝13400(代表值)。通过使该分频数N2的值各增减1，生成25KHz间隔的邻接信道的本机振荡频率。
图3表示第1频率FU、第2频率FL以及由这些第1频率FU和第2频率FL合成的本机振荡频率的关系。考虑800M频带的本机振荡频率的变化宽度和1.5G频带的本机振荡频率的变化宽度，第2频率FL被设定在269MHz～391MHz的范围内。换言之，分频数N2被设定在10760(＝269MHz÷25KHz)～15640(＝391MHz÷25KHz)之间可变。另外，如图3所示，由于1.5G频带的本机振荡频率范围比800M频带的本机振荡频率范围窄，因而对于1.5G频带，分频数N2的变动范围为1294～13880。
这种整数分频器46的分频数是以往分频数54,360的4分之1。结果，第2频率FL的收敛时间也是以往的约4ms的约4分之1，即1ms(1000分之1秒)。
该第2频率FL是为了生成800M频带的本机振荡频率和1.5G频带的本机振荡频率的双方而使用的。因此，800M频带的本机振荡频率和1.5G频带的本机振荡频率的收敛时间为4ms的4分之1的1ms。另一方面，由于第1频率FU固定，因而没有必要考虑收敛时间(总是收敛)。
结果，可把从800M频带到1.5G频带的切换时间和从1.5G频带到800M频带的切换时间的双方设定成约1ms以内。因此，可满足需要实时切换的终端的要求。
并且，根据本实施方式，由于使用整数分频器35和45，因而也容易将图2的符号21所示的部分(即：由整数分频器35、相位比较器36和频率FI的发生电路(例如晶体振荡器(和整数分频器))组成的部分)和符号22所示的部分(即：由整数分频器45、相位比较器46和频率FII的发生电路(例如晶体振荡器(和整数分频器))组成的部分)各自用单片集成电路(PLL集成电路)来构成。结果，也能实现终端的小型化、轻量化和低消耗电力化。
而且，由于使用整数分频器35，因而也能防止本机振荡频率的信号的频谱纯度的劣化，并且也容易各自适应发送特性中的邻接信道漏泄电力的规格，以及接收特性中的邻接信道和次邻接选择度和由相互调制响应抑制度代表的耐干扰波特性的规格。
下面，对频率合成器30的详细构成进行说明。频率合成器30通过从第1频率FU中减去第2频率FL，生成800M频带的本机振荡信号的频率(代表值689MHz)，通过把第2频率FL与第1频率FU相加，生成1.5G频带的本机振荡信号的频率(代表值1359MHz)。
这样，这些本机振荡频率由2个频率通过信号运算处理而间接合成。间接是指，频率源不是直接本机振荡频率源。
此处，一般，2个频率的频率和或者频率差通过用乘法器将2个频率相乘来求得。通过将2个频率相乘，可对作为2个频率源的载波信号进行抑制，并将其能量等分成作为频率差的下侧频带和作为频率和的上侧频带。然后，使用滤波器，可将不使用的一个频率进行衰减，并可将仅要使用的另一频率通过滤波器。
然而，为此，使用TEM模式的电介体、个别的线圈和电容器等的电路元件或者叠层陶瓷LC型滤波器，是与终端的小型化和低成本化的技术趋势背道而驰。并且，由于两方的侧频带的能量按上述进行等分，因而必要一方的侧频带的能量在原理上是最初的一半，没有必要的另一方的侧频带的能量在原理上也是最初的一半。使用滤波器，硬把不使用的另一方的能量削掉，是与移动体通信终端的低消耗电力化的技术趋势背道而驰。
因此，不使用这种现有方法进行频率合成。图4是表示根据本发明的实施方式的频率合成器30的详细构成的方框图。
频率合成器30具有：-π/4移相器11和15，+π/4移相器12和16，乘法器13和14，非反转/反转切换开关17，以及加法器18。
从VCO38(参照图2)输出的具有第1频率FU的本机振荡信号S1被输入到-π/4移相器11和+π/4移相器12。并且，从VCO48(参照图2)输出的具有第2频率FL的本机振荡信号S2被输入到-π/4移相器15和+π/4移相器16。
为了容易理解计算，假设本机振荡信号S1＝cos(ωUt)，(ωU＝2πFU)，则来自移相器11的输出信号S11＝cos(ωUt-π/4)，来自移相器12的输出信号S12＝cos(ωUt+π/4)。并且，假设本机振荡信号S2＝cos(ωLt)，(ωL＝2πFL)，则来自移相器15的输出信号S15＝cos(ωLt-π/4)，来自移相器16的输出信号S16＝cos(ωLt+π/4)。
在非反转/反转切换开关17中，根据来自基带处理/控制部6的控制信号(控制信号的信号线图示略)，在获得频率差时，来自-π/4移相器15的信号的符号不被反转(即输入信号照原样被输出)，当获得频率和时，符号被反转(即输入信号的电压值被反转输出)。
由于在获得频率差(FL-FU)时不反转，因而在该情况下，乘法器13把移相器11的输出信号S11＝cos(ωUt-π/4)和移相器15的输出信号S15＝cos(ωLt-π/4)相乘，并输出相乘结果A1。
A1＝(1/2)·{cos(ωUt+ωLt-π/2)+cos(ωUt-ωLt)}
＝(1/2)·{sin(ωUt+ωLt)+cos(ωUt-ωLt)}…(3)
另一方面，乘法器14把移相器12的输出信号S12和移相器18的输出信号S16相乘，并输出相乘结果A2。
A2＝(1/2)·{cos(ωUt+ωLt+π/2)+cos(ωUt-ωLt)}
＝(1/2)·{-sin(ωUt+ωLt)+cos(ωUt-ωLt)}…(4)
加法器18把相乘结果A1和A2相加，并输出相加结果R。
R＝A1+A2＝cos(ωU-ωL)t＝cos2π(FU-FL)t  …(5)
该相加结果R的频率是第1频率FU和第2频率FL的差。
另一方面，当获得频率差(FL-FU)时，由于移相器15的输出信号S15被反转，因而乘法器13把移相器11的输出信号S11＝cos(ωUt-π/4)和使移相器15的输出信号S15反转的-S15＝-cos(ωLt-π/4)相乘，并输出相乘结果A3。
A3＝-(1/2)·{cos(ωUt+ωLt-π/2)+cos(ωUt-ωLt)}
＝-(1/2)·{sin(ωUt+ωLt)+cos(ωUt-ωLt)}…(6)
另一方面，乘法器14的相乘结果与上述相乘结果A2相同。因此，加法器18的相加结果R为
R＝A3+A2＝-sin(ωU+ωL)t＝-sin2π(FU+FL)t  …(7)
获得第1频率FU和第2频率FL的和。
这种构成的频率合成器30可作为小规模的集成电路来实现。频率合成器30如果采用例如芯片尺寸封装(CSP：Chip Size Package)，则可作为数平方毫米大小的集成电路来实现。并且，如果频率合成器30是这种程度规模的电路，则也可在终端中使用的定制芯片和ASIC(专用集成电路：Application Specific Integrated Circuit)中装入频率合成器30。而且，通过把频率合成器30作为集成电路内装在图1所示的VCO芯片10中，作为用1个输出对应2个频带的集成电路，较之以往也能实现功能更高的装置。
具体地说，在频率合成器30内设置有4个π/4移相器，然而在集成电路化方面，这些可容易实现。原因是，如果使用单片微波集成电路的处理，则通过设置具有合适长度的传送线路，可任意改变相位。或者，也能形成分布常数线圈、电容器并将其组合来组成相位电路。可以把集中常数线圈形成为螺旋状，也可以形成合适面积来形成集中常数电容器。可以使用延迟线。
并且，乘法器13和14可由被称为吉尔伯特混频器(Gilbert Cell)的电路构成。该吉尔伯特混频器的基本电路由多个晶体管及其附带的约10个固定电阻构成。因此，该吉尔伯特混频器通过做成单片集成电路，使用相对特性齐备的晶体管，因而作为大致理想的乘法器而行使功能也是周知的。由于电路规模如上所述较小，因而可将频率合成器30作为集成电路来实现。
非反转/反转切换开关，对信号作了2个分支，一个照原样通过，另一个由增益1的反转放大器放大，如果通过控制逻辑使用开关选择任何一个路径，则可容易实现。或者，即使把移相π的延迟线或者与移相π相当的传送线路插入到单个路径内，也能容易实现。
因此，使用频率合成器30，可实现终端的小型化、低成本化和低消耗电力化。
另外，在图4中，针对作了分支的第1频率FU的信号设置有-π/4移相器11和+π/4移相器12，然而这些移相器11和12的各移相量不限于这种值，如果是使作了分支的2个第1频率FU的信号相互移相π/2(90度)的移相量，则可以是其它移相量。移相器15和16的移相量也同样。
并且，如图5所示，也能设置使仅一个信号移相π/2的π/2移相器19和20。
以上，对与800MHz频带和1.5GHz频带对应的终端作了说明，然而与其它频带对应的终端也能应用本发明。例如，与北美的800M频带和1.9频带对应的终端，或者与欧洲的900M频带和1.8G频带对应的终端也能应用本发明。
另外，以上是使第1频率固定，使第2频率可变，但也能使双方可变，也能使第1频率可变，使第2频率固定。
另外，当使第1频率固定时，对于具有第1频率的第1信号，可以不是由PLL，而是由例如晶体振荡器(和分频器)构成。
本发明涉及一种生成供信号的频率转换所用的本机振荡信号的本机振荡信号生成装置和本机振荡信号生成方法，具体涉及一种生成具有2种频率的本机振荡信号的本机振荡信号生成装置和本机振荡信号生成方法。这种本机振荡信号生成装置和本机振荡信号生成方法能在可与2个频带对应的双频带移动体通信终端利用。
根据本发明，可缩短本机振荡信号的收敛时间，当在双频带移动体通信终端中利用本发明时，可在2个频带间实时切换进行通信。

Claims (18)

1.一种无线装置，可进行对应不同频带信号的频率转换，实现无线通信，其特征在于：包括本机振荡信号生成装置，
该本机振荡信号生成装置具有：
第1信号生成部，生成具有第1频率的第1信号；
第2信号生成部，具有：第2整数分频器，输入有反馈信号；第2相位比较器，把该第2整数分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第2基准输入信号的相位进行比较；第2滤波器，对该第2相位比较器的输出信号进行滤波；以及第2电压控制振荡器，根据该第2滤波器的输出信号生成具有比上述第1频率低的第2频率的第2信号，同时把该第2信号作为上述反馈信号反馈到上述第2整数分频器；以及
频率合成部，把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号，
把上述频率合成部生成的上述本机振荡信号用于上述无线通信的频率转换。
2.根据权利要求1所述的无线装置，其特征在于：由上述第1信号生成部生成的第1信号的第1频率是恒定频率，上述第2信号生成部的上述第2整数分频器可设定可变的分频数，由上述第2信号生成部生成的第2信号的第2频率可对应上述分频数而变化。
3.根据权利要求1或2所述的无线装置，其特征在于：上述第2整数分频器是其分频数取正整数值的整数分频器。
4.根据权利要求1或2所述的无线装置，其特征在于：上述第2信号生成部中的至少上述第2整数分频器和上述第2相位比较器由1个集成电路构成。
5.根据权利要求1或2所述的无线装置，其特征在于：上述第1信号生成部具有：
第1整数分频器，输入有反馈信号；
第1相位比较器，把该第1整数分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第1基准输入信号的相位进行比较；
第1滤波器，对该第1相位比较器的输出信号进行滤波；以及
第1电压控制振荡器，根据该第1滤波器的输出信号生成具有上述第1频率的第1信号，同时把该第1信号作为上述反馈信号反馈到上述第1整数分频器。
6.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：上述第1电压控制振荡器和上述第2电压控制振荡器由1个集成电路构成。
7.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：上述第1整数分频器是其分频数取正整数值的整数分频器。
8.根据权利要求5所述的无线装置，其特征在于：上述第1信号生成部中的至少上述第1整数分频器和上述第1相位比较器由1个集成电路构成。
9.根据权利要求1或2所述的无线装置，其特征在于：上述频率合成部具有：
第1移相器，使上述第1信号的相位偏移，并生成相位相对超前π/2的第3信号和相位相对滞后π/2的第4信号；
第2移相器，使上述第2信号的相位偏移，并生成相位相对超前π/2的第5信号和相位相对滞后π/2的第6信号；
非反转/反转器，当生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号时，使上述第5信号的正负符号反转，当生成具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号时，使上述第5信号的正负符号不反转；
第1乘法器，把上述第3信号和经由上述非反转/反转器的上述第5信号相乘；
第2乘法器，把上述第4信号和上述第6信号相乘；以及
加法器，把上述第1乘法器的输出信号和上述第2乘法器的输出信号相加。
10.根据权利要求9所述的无线装置，其特征在于：上述第1移相器由使上述第1信号的相位超前π/4来生成上述第3信号的移相器和使上述第1信号的相位滞后π/4来生成上述第4信号的移相器构成。
11.根据权利要求9所述的无线装置，其特征在于：上述第2移相器由使上述第2信号的相位超前π/4来生成上述第5信号的移相器和使上述第2信号的相位滞后π/4来生成上述第6信号的移相器构成。
12.根据权利要求9所述的无线装置，其特征在于：上述第1移相器具有使上述第1信号的相位超前π/2来生成上述第3信号的移相器，并使上述第1信号的相位不偏移来生成上述第4信号。
13.根据权利要求9所述的无线装置，其特征在于：上述第2移相器具有使上述第2信号的相位超前π/2来生成上述第5信号的移相器，并使上述第2信号的相位不偏移来生成上述第6信号。
14.根据权利要求1或2所述的无线装置，其特征在于：由上述第2信号生成部生成的上述第2信号的收敛时间为1000分之1秒以内。
15.一种本机振荡信号生成方法，是一种在进行对应不同频带信号的频率转换，实现无线通信的无线装置中生成在上述频率转换中使用的本机振荡信号的本机振荡信号生成方法，其特征在于：
使用锁相环生成具有比第1频率低的第2频率的第2信号，该锁相环具有：电压控制振荡器；分频器，输入有来自该电压控制振荡器的反馈信号；相位比较器，把该分频器的输出信号的相位和具有规定频率的基准输入信号的相位进行比较；以及滤波器，对该相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述电压控制振荡器，
使用频率合成部把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率中减去上述第2频率后的频率的本机振荡信号。
16.根据权利要求15所述的本机振荡信号生成方法，其特征在于：
由锁相环生成具有第1频率的第1信号，该锁相环具有：第1电压控制振荡器；第1分频器，输入有来自该第1电压控制振荡器的反馈信号；第1相位比较器，把该第1分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第1基准输入信号的相位进行比较；以及第1滤波器，对该第1相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述第1电压控制振荡器，
由锁相环生成具有与上述第1频率不同的第2频率的第2信号，该锁相环具有：第2电压控制振荡器；第2分频器，输入有来自该第2电压控制振荡器的反馈信号；第2相位比较器，把该第2分频器的输出信号的相位和具有规定频率的第2基准输入信号的相位进行比较；以及第2滤波器，对该第2相位比较器的输出信号进行滤波，并把该输出信号提供给上述第2电压控制振荡器，
使用频率合成部把上述第1信号和上述第2信号合成，并生成具有把上述第2频率与上述第1频率相加后的频率的本机振荡信号，或者具有从上述第1频率和上述第2频率中的高频率中减去低频率后的频率的本机振荡信号。
17.一种无线装置，该无线装置通过使用第3频带的信号的频率转换生成第1频带的信号，并通过使用第4频带的信号的频率转换生成第2频带的信号，能够向其它无线装置进行该第1频带的信号或者该第2频带的信号的任意信号的发送或者接收，其特征在于，具有：
第1信号生成部，输出具有属于被夹在上述第3频带与上述第4频带之间的频带内的第1频率的信号；
第2信号生成部，输出与上述第1频率不同的第2频率的信号；以及
生成输出部，使用来自上述第1输出部和上述第2输出部的信号，生成具有两信号的频率之和的频率的信号或者具有两信号的频率之差的频率的信号，并分别将其作为上述第3频带的信号或者上述第4频带的信号输出，
通过使用上述生成输出部所输出的上述第3频带的信号或者上述第4频带的信号的频率转换，从而分别生成上述第1频带的信号或者上述第2频带的信号。
18.一种无线装置，该无线装置通过使用第3频带的信号对第1频带的信号进行频率转换，并通过使用第4频带的信号对第2频带的信号进行频率转换，能够向其它无线装置进行该第1频带的信号或者该第2频带的信号的任意信号的发送，也能进行接收处理，其特征在于：具有：
第1输出部，输出具有属于被夹在上述第3频带与上述第4频带之间的频带内的规定频率的信号；
第2输出部，输出规定频带的信号；以及
生成输出部，使用来自上述第1输出部和上述第2输出部的信号，生成具有两信号的频率之和的频率的信号或者具有两信号的频率之差的频率的信号，并分别将其作为上述第3频带的信号或者上述第4频带的信号输出。
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