CN1047898C - 频率合成器 - Google Patents

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    • H03L2207/10—Indirect frequency synthesis using a frequency multiplier in the phase-locked loop or in the reference signal path

Abstract

一种频率合成器，其相位比较器(91)比较基准信号振荡器(90)来的基准振荡信号与分频器(98)来的分频信号的相位。该比较产生的相位误差信号经LPF(92)产生频率控制电压加给VCO(94)。倍频器(96)倍频VCO(94)来的振荡信号。分频器(98)分频倍频后的输出振荡信号SO，并输出给相位比较器(91)。倍频后的输出振荡信号SO输送给接收电路(43)及发送电路(45)。

Description

频率合成器
技术领域
本发明涉及一种对由PLL(锁相环)稳定频率的振荡信号进行倍频后供给发送系统、接收系统的频率合成器，该频率合成器通常用于无线通信机中的发送单元振荡器、接收单元变频电路中的本振等场合。
背景技术
迄今，这类频率合成器是用备有晶振、相位比较器、分频器(可编程除法器)、电压控制振荡器(VCO)等的PLL构成。该频率合成器，根据振荡器的基准振荡信号与输出振荡信号的相位差锁定VCO，且用分频器产生一定频率间隔的振荡信号输出。
图1为使用上述已有频率合成器的无线发送机构成框图。图1中，在该无线发送机中设有：输出稳定且具有一定频率间隔的输出振荡信号SA的频率合成器1；用相位调制信号(I信号、Q信号)对频率合成器1的输出振荡信号SA进行QPSK(四相移相键控)、QAM(正交振幅调制)等调制的正交调制器2；对来自该正交调制器2的已调高频信号SM放大输出的功率放大器3；将来自该功率放大器3的高频功率SP作为电波发射的天线4。在频率合成器1中设有：振荡产生基准信号的基准信号振荡器5，和对该基准信号振荡器5的基准振荡信号与分频信号的相位进行比较的相位比较器6。进而还备有：滤除相位比较器6相位误差信号中不需要的高次谐波和噪音且输出直流电压的低通滤波器(LPF)7；用该LPF7输出的直流电压锁定频率并输出输出振荡信号SA的电压控制振荡器(VCO)8；对输出振荡信号SA分频，获得一定频率间隔后输出给相位比较器6的分频器9。
下面说明该已有技术例无线发送机的工作。
频率合成器1中的相位比较器6对基准信号振荡器5的基准振荡信号和分频器9的分频信号的相位进行比较。将这种比较产生的相位误差信号通过LPF7产生直流电压，并将这种频率控制电压加到VCO8的控制端。此时，在LPF7中滤除包含在相位比较器6的相位误差信号中的不需要的高次谐波，形成直流电压。用LPF7的振幅特性和相位特性来确定该频率合成器1中的PLL的响应特性、同步特性。即通过选择LPF7的电感、静电电容来设定分频器9的频率切换时间特性。
从频率合成器1输出的稳定且一定频率间隔的输出振荡信号SA被输入到正交调制器2。在该正交调制器2中由相位调制信号(I、Q信号)对输出振荡信号SA进行QPSK、QAM方式等的调制后输出。功率放大器3放大该调制高频信号SM，由并天线将该放大后的高频电能SP作为电波进行发射。
这种无线发送机，其功率放大器3输出的高频电能SP有较大的功率。因此，为了阻止来自功率放大器3的高频电能SP泄漏的无用辐射和天线4发射电波等的回馈，要用金属屏蔽筐体(屏蔽壳)等盖住包括频率合成器1在内的其它电路实施屏蔽。虽然进行了这种屏蔽，但在频率合成器1的VCO8中，决定振荡频率的谐振器，如介质谐振元件上往往存在回馈的无用辐射和发射电波。这种回馈使VCO8的振荡信号受相位调制，改变了谐振频率。因此，在正交调制器2中进行QPSK方式等调制后的电波在接收侧解调时其解调错误率高。
图2为接收侧对调制高频信号SM解调后，示于IQ轴上的图，图3表示在接收侧解调频率变动时的调制高频信号SM并示于IQ轴上的图。图2中，这是一个解调没有频率变动理想状态的调制高频信号SM并示于IQ轴上，具有4相位(4点)位置的例子。在这种理想状态下，IQ轴上的各个位置点相互离的相当开，因而在接收侧解调数据的错误率小。
而图3所示，在频率变动的调制高频信号SM中存在频率变动，也即在频率合成器1输出的输出振荡信号SA中存在频率变动，输出振荡信号SA的相位在变化，当将此种情况的解调数据示于IQ轴上时，如图3所示将会扩展到圆周上。此时，解调数据有时切割IQ轴，在接收侧会产生极高的解调数据错误率。即使解调数据不切割IQ轴，也会因解调时的相位变动出现高错误率的解调数据。
这种频率合成器1虽用PLL处理对其输出振荡信号SA的频率变动进行补偿，但由于用正交调制器2进行调制，所以其相位和振幅会以对应于调相信号的频率的速度随时间而变化。而且，为了提高频率利用率等，以较高调制速度进行处理。因此，输出振荡信号SA的频率高速地随时间变化，这样在多数情况下，PLL处理抑制不了频率合成器1的输出振荡信号SA频率变动。为了谋求改善这种频率变动，有人提出使发送频率与频率合成器的振荡频率不同的无线通信机的结构分案。
图4为表示这类发送频率与频率合成器振荡频率不同的无线发送装置的框图。图4中，该例设有两个频率合成器10a、10b和混频器11，该混频器11对频率合成器10a、10b的两输出振荡信号SC、SD进行加法或减法混频后输出稳定并具有一定频率间隔的包含和频或差频的输出振荡信号SE。该例还设有：用相位调制信号(I、Q信号)对输出振荡信号SE实施QPSK、QAM等方式调制的正交调制器12；放大和输出调制高频信号SM的功率放大器13；将该功率放大器13输出的高频电能SP作为电波发射的天线14。
下面，说明该已有技术的工作。在混频器11中对两频率合成器10a、10b输出的输出振荡信号SC、SD进行混频，并输出包含其和频或差频的稳定且具有一定频率间隔的输出振荡信号SE。该输出振荡信号SE随相位调制信号(I、Q信号)输入正交调制器12，进行QPSK、QAM方式等调制。功率放大器13对此调制高频信号SM放大，所得高频电能SP作为电波由天线14发射。在上述工作中，因高频电能SP的频率与输出振荡信号SC及SD的频率不同，所以能避免功率放大器13泄漏高频电能SP的无用辐射及天线发射的电波等回馈VCO时的干扰。因此，在频率合成器10a、10b中VCO频率变动小。
上述结构需两个频率合成器10a、10b，所以电路构成复杂。也即增加了元件量有碍于装置小型化，尤其不适用于便携式无线机。而且用频率混合器11获得和频及差频，容易产生无用高次谐波辐射(杂散信号)，在接收单元中混合无用辐射，从而产生不能接收的接收频道。此时，为滤除无用辐射(杂散信号)需用带通滤波器，其特性也要求进行具有急陡的边缘特性的麻烦处理。为了改进上述情况，已知的有对来自频率合成器的输出振荡信号进行倍频的无线通信机(如实开平2-1930号公报)。
图5为表示对频率合成器的输出振荡信号进行倍频的已有无线通信机结构的框图。图5中，该例设有：输出振荡信号SA的频率合成器16；对该频率合成器16的输出振荡信号SA进行倍频的倍频器17；用相位调制信号(I、Q信号)对倍频器17输出的倍频信号实施QPSK、QAM方式等调制的正交调制器18；对调制高频信号SM进行放大输出的功率放大器19；发射该功率放大器19输出的高频电能SP的天线20。
下面，说明这种已有例的工作。
倍频器17对频率合成器16的输出振荡信号SA进行倍频，而正交调制器实施调制。功率放大器19对上述调制高频信号SM进行放大，放大后的高频电能SP作为电波经天线20发射。此时，由于高频电能SP的频率(发送频率)与频率合成器16的输出振荡信号SA的频率不同，即使有功率放大器19的高频电能SP泄漏的无用辐射和天线20发射的电波回馈到频率合成器16中的VCO内，在频率合成器16的VCO中也不会产生频率变动。
但是，这种结构的无线通信机，其频率合成器16的传递函数必须近似线性，固有频率表达的频率转换快慢，与没有倍频器17的情况下必须一样。即，这种结构的无线通信机使用频率转换速度能与不设倍频器时一样的频率合成器，且使用其线性传递函数的某一所需特性部分。
在频率合成器16中，每增减一级分频器(可编程除法器)的分频数，则产生一定间隔的无线频道。另一方面，频率合成器16中的相位比较器通常由逻辑电路构成，适合集成(IC)化。因此，实际相位比较器将输入信号整形成方波，并用该波形的上升、下降时间进行相位比较。即输入相位比较器的信号每个周期检测一次相位误差信号。
因此，固有频率不能比相位比较频率高。在频率合成器16中，必须滤除每个相位比较周期实际从相位比较器输出的脉冲分量，且必须将比固有频率低的分量作为VCO的控制电压加给VCO。于是，固有频率必须比相位比较频率足够低。而且考虑到输出振荡信号SA的倍频，所以必须将相位比较频率设定为无线频道间隔的1/M。
在实现相同间隔的无线频道情况下，频率合成器16能实现的固有频率的上限，其例子为减小到图1所示结构频率合成器能实现的固有频率上限的1/M。另一方面，将频率合成器用于数字通信的TDMA，其猝发段(子帧)间的无线频道转换，速度需要更快。因此，在图5所示结构情况下，虽能解决由高频电能SP泄漏的无用辐射或天线20发射电波回馈VCO引起的频率变动，但不能适应无线频道的高速转换。
本发明用于解决上述已有技术存在的缺点，其目的在于提供这样一种频率合成器，它不增大装置规模而能高速转换频道，同时对提取倍频后预定频带信号进行分频时的带通滤波器，无特殊频带特性要求。这种频率合成器能降低制造成本且可通用。
发明内容
为完成上述目的，本发明的频率合成器备有：输出基准振荡信号的基准振荡器；输出基准振荡信号与分频信号的相位误差信号的相位比较器；由相位误差信号生成控制电压输出的环路滤波器；输出频率对应于控制电压值的振荡信号的电压控制振荡器；倍频振荡信号并输出该倍频信号的倍频器；对倍频器倍频后的倍频信号进行分频并输出给相位比较器的分频器。
倍频器输出端取出的倍频信号供给分频器，而输出振荡信号做成将供给该输出振荡信号的高频信号处理电路连接于倍频器的输出端，同时从该高频信号处理电路的输入端取出的信号输出给分频器。
又，本发明的频率合成器做成备有：输出基准振荡信号的基准振荡器；输出基准振荡信号与分频信号的相位误差信号的相位比较器；由相位误差信号生成控制电压输出的环路滤波器；输出频率对应于控制电压值的振荡信号的电压控制振荡器；倍频振荡信号后并输出该倍频信号的倍频器；对倍频信号分频并输出给相位比较器的分频器；使倍频信号通过预定频带的带通滤波器。
上述结构还可作成将供给带通滤波器输入端的倍频信号输出，即将倍频信号作为输出振荡信号从倍频器的输出端和带通滤波器的输入端之间输出。倍频器设有：与电压控制振荡器输出的振荡信号同频率的输入谐振电路，和对该输入谐振电路来的振荡信号放大和倍频的放大倍频电路。又，倍频器也可这样设置，它备有对振荡信号放大倍频的放大倍频的电路，和与倍频频率谐振的输出谐振电路。倍频电路可用晶体管构成。倍频器也可由与设于输入侧的电压控制振荡器来的振荡信号同频率的谐振电路、和使该谐振电路来的信号产生畸变的半导体元件等构成。倍频器还可这样构成，即备有：使电压控制振荡器来的振荡信号产生畸变的半导体元件，和连接于该半导体元件的输出侧并与倍频频率谐振的输出侧谐振电路。在该结构中，使倍频信号畸变的半导体元件用可变电容二极管构成。谐振电路用电感和电容的串联谐振电路或并联谐振电路构成。而电容可由电路的分布静电容构成。分频器的构成是将电压控制振荡器来的振荡信号分频成一定间隔的多个频率。
分频器备有将来自电压控制振荡器的振荡信号分频成一定间隔的多个频率的设定器。
一种无线发送装置，备有：输入发送信号的信号输入器；对信号输入器输入的信号进行调制的调制器；产生本地振荡信号的频率合成器；将在调制器中调制本地振荡信号后的信号变换成射频信号进行发送的发送器。其中。频率合成器的构成包含：输出基准振荡信号的基准振荡器；输出基准振荡信号与分频信号的相位差信号的相位比较器；由相位误差信号生成控制电压输出的环路滤波器；输出频率对应于控制电压值的振荡信号的电压控制振荡器；将振荡信号倍频后所得的倍频信号作为本地振荡信号送出的倍频器；对倍频器倍频后的倍频信号进行分频并输出给相位比较器的分频器。
因此，在本发明中，相位比较频率与无线频道间隔相等，可进行与常用频率合成器同样程度的无线频道高速转换。由于电压控制振荡器的振荡信号与高频电能泄漏的无用辐射或天线发射的电波在频率上不同，所以回馈难以构成对电压控制振荡器的干扰，因而电压控制振荡器的频率变动小。另外，倍频器结构简单，能抑制装置规模的增大。取出倍频后预定频带信号分频时带通滤波器不需要特殊的频带特性，从而降低成本并可通用。
附图概述
下面详细说明本发明附图所示实施例以便对本发明有进一步理解，附图所示实施例并不是用来限定本发明，而是为了容易说明理解本发明。
图1为使用已有技术频率合成器的无线发送机结构框图；
图2为在接收侧将调制高频信号解调后示于IQ轴上的图；
图3为在接收侧解调频率变动时的调制高频信号SM并示于IQ轴上的图；
图4为表示已有技术的发送频率与频率合成器振荡频率不同的无线发送装置结构的框图；
图5为表示对频率合成器输出振荡信号进行倍频的已有技术无线通信机结构的框图；
图6为将本发明频率合成器用于无线发送机的第一实施例结构框图；
图7为表示图6中频率合成器结构的框图；
图8为表示图7中倍频器详细结构的电路图；
图9为表示第二实施例频率合成器结构的框图。
本发明的最佳实施方式
下面参照图6、7、8及9说明本发明较佳实施例的频率合成器。
图6为将本发明频率合成器用于无线发送机的第一实施例结构框图。该无线通信机为模拟型和数字型合用的双重型。在模拟方式(型)下，对载波进行诸如调频(FM)之类的发送，接收装置接收发送装置发送的调制波，经FM解调后再生成模拟声音信号及数据。数字方式(型)，在发送装置中对声音信号及数据进行编码，用如π/4移相差分编码四相移相键控(π/4DQPSK：π/4shifted，Differentially encoded Quadrature Phase Shift Keying)方式由上述编码后的信号对载波进行数字调制并发送。接收装置接收该发送电波，对接收信号数字解调后，经对该解调信号解码再生成声音信号及数据。
图6中，数字型接收系统中设有：通过未图示的基站无线电路收发电波的天线41；天线共用器42；对接收信号变频后输出中频信号的接收电路43。而且进一步设有：将本振信号送给接收电路43且将发送信号送给发送电路的频率合成器44；将中频信号数字化的A/D变换器46；将A/D变换器46的数字化中频信号变换成数字基带信号的数字解调电路47。还设有：进行纠错解码处理的纠错编码解码电路48；对数字受话信号进行声音解码处理的声音编码解码电路49；对模拟型和数字型进行切换的切换电路50、57；为消除切换电路50的数字受话信号RS中的音响回波进行处理的回波消除器60。在数字型接收系统中还设有：将回波消除器60输出的数字受话信号模拟化的D/A变换器51；对该模拟受话信号放大的放大器52；使放大器52输出的模拟受话信号变为声音输出的扬声器53。
数字型发送系统中设有：拾音器54；放大送话信号的放大器55；数字化送话信号的A/D变换器56；A/D变换器56输出的数字送话信号通过回波消除器60、切换电路57、声音编码解码电路49和纠错编码解码电路48编码，并将数字送话信号变换成π/4移相DQPSK方式的调制信号的数字调制电路58。还设有：将数字调制电路58输出的调制信号模拟化的D/A变换器59，和对用D/A变换器59输出的调制信号进行调制的高频波电能进行输出的发送电路45。模拟型接收系统设有：对来自接收电路43的中频信号进行FM解调的模拟声音电路70；将FM解调信号数字化后，通过切换电路50使模拟受话信号(RS)输出给回波消除器60的A/D变换器61。从回波消除器60输出后，与数字型接收系统一样，经D/A变换器51、放大器52、扬声器53输出声音。
模拟型发送系统设有，通过拾音器54、放大器55、A/D变换器56、回波消除器60和切换电路57将送话信号模拟化并提供给模拟声音电路70的D/A变换器62。来自模拟声音电路70的调制信号经发送电路45、天线共用器42和天线41发送。
在这种无线通信机中，还进一步设有：控制数字型、模拟型发送/接收系统各部分的控制电路80；控制台单元83；将电池81输出电压生成预定工作电压Vcc供给各电路的电源电路82。控制台单元83上设有键控开关组和显示器。该显示器可用诸如液晶显示器等。
下面说明频率合成器44的详细结构。
图7为频率合成器44的结构框图。图7中，频率合成器44设有：产生基准振荡信号的基准信号振荡器90；比较该基准信号振荡器90来的基准振荡信号和分频后的分频信号的相位的相位比较器91。还进一步备有：滤除相位比较器91相位误差信号中的无用高次谐波及杂音、并输出直流电压的低通滤波器(LPF)92；用该LPF92的直流电压锁定频率、输出一定频率间隔振荡信号的电压控制振荡器(VCO)94；对VCO94的振荡信号进行M倍倍频并输出振荡信号SO的倍频器96；输入输出振荡信号SO，并将分频后获得一定频率间隔的分频信号输出给相位比较器91的分频器98。
图8为倍频器96的详细结构图。图8中，该倍频器96设有：与VCO94的振荡信号相同谐振频率的输入侧谐振电路(L1，C1)；晶体管Q1；给该晶体管Q1的基极设置偏压的电阻R1、R2；和连接于晶体管Q1集电极、与倍频频率谐振的输出谐振电路(L2、C2)。还设有将晶体管Q1集电极的谐振信号作为倍频信号ST输出的耦合电容C3，和阻抗匹配用电容C4。
虽用晶体管Q1放大和倍频VCO94的振荡信号，但也可用可变电容二极管(バラクタ)代替该晶体管Q1。此时，可利用非线性输入输出特性使输入信号畸变进行倍频。也可用与输入输出特性阻抗匹配的并联谐振电路代替输入侧的谐振电路(L1、C1)，同样也可用串联谐振电路代替输出谐振电路(L2，C2)。此外，输入侧谐振电路(L1，C1)、输出谐振电路(L2，C2)，可分别用线圈或印刷电路板布线线条的电感作为L1、L2，用分布静电容作为C1、C2。
下面说明该第一实施例的工作。
图6中，当设定为数字型状态时，经未图示的基站数字通话信道发送的电波，由天线41接收后经天线共用器42输入接收电路43。在该接收电路43中，天线共用器2输出的接收信号与频率合成器44输出的本振信号混频后变换成中频信号。且频率合成器44产生的本振信号的频率由控制电路80输出的控制信号SYC设定。中频信号由A/D变换器46变换成数字信号后输入数字解调电路47。在数字解调电路47中，中频信号进行数字解调，变换成数字基带信号。在该数字解调电路47输出的数字基带信号中，存在数字受话信号和数字控制信号。这种数字控制信号DCS输入控制电路80进行识别。
与此相反，数字受话信号输入纠错编码解码电路48。在这纠错编码解码电路48中，对数字解调电路47供给的数字受话信号进行纠错解码处理，该纠错解码后的数字受话信号输入声音编码解码电路49。它对数字受话信号进行声音解码处理。
该声音编码解码电路49输出的数字受话信号RS，经切换电路50输入回波消除器60。通过它的数字受话信号在D/A变换器51中变换成模拟受话信号后，由放大器52放大，供给扬声器53，并由它扩音输出。
另一方面，拾音器54的送话信号经放大器5 5放大后在A/D变换器56中变换成数字送话信号，进而输入回波消除器60。它对包含在数字送话信号中的音响回波进行消除处理。该回波消除器60输出的数字送话信号TS经切换电路57输入声音编码解码电路49。它对数字送话信号进行声音编码处理。该声音编码解码电路49输出的数字送话信号随同控制电路80输出的数字控制信号，一起输入纠错编码解码电路48。它对数字送话信号及数字控制信号进行纠错编码处理。编码后的数字送话信号输入数字调制电路58。它根据数字送话信号，用π/4相移DQPSK方式实施调制，这种调制信号在D/A变换器59中变换成模拟信号后输入发送电路45。在发送电路45中，调制信号与频率合成器44输出的对应于数字通话信道的无线频率的发送本振信号合成，变换成无线发送信号，并进一步高频放大。然后，该发送电路45输出的无线发送信号经天线共用器42供给天线41，由该天线41发送给未图示的基站。切换电路50、57由控制电路80输出的切换控制信号SWC分别进行切换控制。
下面，在设定为模拟型状态下，未图示的基站经模拟通话信道发送的电波，由天线41接收后经天线共用器42输入接收电路43，在这里被变换成低频率的中频信号。该接收电路43输出的中频信号输入模拟声音电路70，对中频信号进行FM解调后进行声音放大。该模拟声音电路70输出的基带的模拟通话信号由A/D变换器61变换成数字信号后经切换电路50输入回波消除器60。然后通过该回波消除器60的数字受话信号在D/A变换器51中变换为模拟受话信号后，用放大器52放大，并供给扬声器53输出声音。拾音器54输出的送话信号由放大器55放大后在A/D变换器56中被数字化并输入回波消除器60，这里对包含在数字送话信号中的音响回波进行消除处理。该回波消除器60输出的数字送话信号TS经切换电路57输入D/A变换器62，在这里变换成模拟信号后输入模拟声音电路70。在这里，按照送话信号生成调频(FM)的调制信号，该调制信号输入发送电路45。在发送电路45中，调制信号与频率合成器44产生的对应于模拟通话信道无线频率的发送本振信号混频，变换成发送频率，进而被放大。然后，该发送电路45输出的高频电能经天线共用器42供给天线41，并由天线41发送给未图示的基站(基地局)。控制电路80根据控制台单元83的操作对数字型、模拟型等收发进行控制。
下面，说明频率合成器44的工作。
图7中，频率合成器44中的相位比较器91比较基准信号振荡器90输出的基准振荡信号与分频器98分频的分频信号的相位。该比较产生的相位误差信号通过LPF92生成直流电压，并将该直流电压作为频率控制电压加给VCO94的控制端。此时，相位比较器91与VCO94间的LPF92滤除包含在相位比较器91输出的相位误差信号中的无用高次谐波及噪声后输出直流电压。该LPF92的振幅及相位特性决定了该频率合成器44中的PLL的响应特性、同步特性。选择LPF92的诸如电感、静电电容等，来设定分频器98的频率切换时间特性等，倍频器96对VCO94的振荡信号进行倍频。倍频生成的预定频率输入接收电路43及发送电路45。倍频器96如图8所示，VCO94的振荡信号输入输入端(侧)的谐振电路(L1、C1)，使振荡信号升压Q倍，再用晶体管Q1放大。然后，用输出谐振电路(L2、C2)的谐振频率倍频后的倍频信号ST经电容C3、C4截去直流电压，并与下级连接阻抗匹配后输出。
如上成生的、由频率合成器44输出的、稳定并具有一定频率间隔的输出振荡信号SO输入接收电路43及发送电路45。此时，频率合成器44的输出振荡信号SO受控制电路80控制，接收时供给接收电路43而停止输出给发送电路45。发送时输出给发送电路45而停止供给接收电路43，尤其在接收时能防止因发送电路45输出信号回馈、无用辐射(杂散信号)回馈等产生的不能接收的频道。
此时，与无线发送频率相同的输出振荡信号SO输入分频器98。分频器98对该SO分频并输出给相位比较器91。因此，相位比较频率与无线信道频率相同，具有常用的频率合成器其VCO的振荡信号与无线发送频率相同的结构，也即可具有与对VCO振荡信号不倍频时相同程度的无线信道的高速切换。
而且，VCO94的振荡信号的频率，与发送电路45高频电能泄漏的无用辐射的和天线41发射的电波的频率不同。因此，无用辐射和电波回馈入频率合成器44中的VCO94时，难以产生干扰，且VCO94振荡信号的频率变动极小。另外，该结构可用晶体管或可变电容二极管和谐振电路等构成倍频器96，因而该装置规模增加也小。
下面，说明第二实施例频率合成器44。
图9为第二实施频率合成器44的结构框图。图9中，该频率合成器44，在图6所示第一实施例结构中的倍频器96之后，设有将滤除倍频信号的高频及低频的输出振荡信号SO供给图6中的接收电路43及发送电路45的带通滤波器(BPF)97。其它结构与第一实施例的相同。
下面说明第二实施例的工作。
基准信号振荡器90至倍频器96间的工作与第一实施例的相同。倍频器96输出的倍频信号ST输出给分频器98，同时也输入BPF97。BPF97从倍频信号ST滤除倍频器96产生的高次谐波的高频区信号和噪声等的低频区信号后，供给图6中的接收电路43及发送电路45。而且与发送频率相同的倍频信号ST输入分频器98，对该信号ST分频并输出给相位比较器。
因此，可进行与第一实施例相同的无线频道高速切换。无用辐射和电波回馈时不易产生干扰。而且对从倍频信号ST提取预定频带信号的BPF97没有特殊带通特性要求。即，在BPF97中，对于通带内的低波动及低插入衰耗的平坦的频率特性没有特殊要求，倍频信号电平低又不变动，从分频器98至相位比较器91的PLL(闭环控制)能正常工作。因此，即使使用通用的BPF也能使从分频器98至相位比较器91的PLL(闭环控制)正常工作，无需制作特殊的BPF97，从而降低成本。
在如上所述的第一实施例频率合成器中，相位比较频率与无线频道的频率相同，能具有与常用的频率合成器相同程度的无线频道高速切换的效果。VCO的振荡信号，与高频电能泄漏的无用辐射和天线发射的电波的频率不同，因而具有回馈VCO时难以产生干扰，使VCO振荡信号的频率变动极小的效果。加之倍频器结构也简单，具有能抑制装置规模增大的效果。
在第二实施例中，使倍频信号通过带通滤波器并将该信号供给无线通信机的调制器等，从而具有与第一实施例相同的高速切换，且能防止因无用辐射和发射电波回馈引起的频率变动，同时对于提取倍频后预定频带信号分频时的带通滤波器，没有特殊的频带特性要求，能使用通用品，具有降低成本的效果。
作为本发明的示例对实施例进行了说明，不言而喻，本领域中的技术人员不脱离本发明要旨及实质范围，可对所揭示实施例作种种变化。因此，必须理解，本发明并不限定于所记载的具体实施例，而是应以所附权利要求书对其范围及其等效范围加以限定。
工业应用性
如上所述，对于发送较大功率的无线通信机中的发送部分的振荡器、接收部分频率变换电路中的本振等而言，本发明的频率合成器极有应用价值。

Claims (10)

1.  一种频率合成器，其特征在于，备有：输出基准振荡信号的基准振荡器；输出上述基准振荡信号与分频信号的相位误差信号的相位比较器；由所述相位误差信号生成控制电压输出的环路滤波器；输出频率对应于所述控制电压值的振荡信号的电压控制振荡器；倍频所述振荡信号并输出该倍频信号的倍频器；对所述倍频信号进行分频并输出给所述相位比较器的分频器；使所述倍频信号的预定带域通过作为合成器输出的带通滤波器。
2.  如权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述倍频器包含：与电压控制振荡器来的振荡信号频率相同的输入谐振电路；对该输入谐振电路来的振荡信号放大和倍频的放大倍频电路；和与倍频频率谐振的输出谐振电路。
3.  如权利要求2所述频率合成器，其特征在于，放大倍频电路可用晶体管构成。
4.  如权利要求2所述频率合成器，其特征在于，倍频器可由使输入谐振电路来的信号产生畸变的半导体元件构成。
5.  如权利要求4所述频率合成器，其特征在于，所述半导体元件可采用可变电容二极管。
6.  如权利要求2所述频率合成器，其特征在于，所述输入谐振电路可采用串联谐振电路构成。
7.  如权利要求2所述频率合成器，其特征在于，输出谐振电路可由并联谐振电路构成。
8.  如权利要求2所述频率合成器，其特征在于，谐振电路可由电感和电容构成。
9.  如权利要求8所述频率合成器，其特征在于，电容利用电路的分布静电容。
10.  一种无线发送装置，备有：输入发送信号的信号输入器；对所述信号输入器输入的信号进行调制的调制器；产生本地振荡信号的频率合成器；将在所述调制器中调制所述本地振荡信号后的信号变换成射频信号进行发送的发送器，其特征在于，所述频率合成器备有：输出基准振荡信号的基准振荡器；输出所述基准振荡信号与分频信号的相位误差信号的相位比较器器；由所述相位误差信号生成控制电压输出的环路滤波器；输出频率对应于所述控制电压值的振荡信号的电压控制振荡器；将所述振荡信号倍频后输出该倍频信号的倍频器；对所述倍频信号进行分频并输出给所述相位比较器的分频器；使所述倍频信号的预定带域通过、作为合成器输出的带通滤波器。
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