CN1115791C - 用于数字或模拟调制的双模式无线电电话机设备 - Google Patents

用于数字或模拟调制的双模式无线电电话机设备 Download PDF

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Abstract

双模式无线电电话机能够在模拟或数字模式操作。根据说明实施例，数字信号处理器接收将以数字或模拟模式发送的话音信号并产生同相(I)和正交(Q)调制信号。I和Q信号提供到用于产生数字调制信号的正交调制器和提供到用于产生模拟调制信号的模拟调制器。

Description

用于数字或模拟调制的双模式无线电电话机设备
发明领域
本发明一般涉及能够在发送信号上附加信息的数字和模拟调制的无线电发送机，并特别涉及诸如使用频率调制或正交调制的蜂窝电话机的个人便携式通信装置。
在1992年10月27日提交的美国专利系列号07/967,027中公开了具有数字信息传输模式和模拟传输模式二者的双模式无线电话机，其整体在此援引以供参考。通过首先计算表示希望调制的信号矢量的同相(I)和正交(Q)信号并通过I和Q的D/A转换器将I，Q信号施加到正交调制器上来采用数字或者模拟模式的调制。
授与Cahill的美国的专利号5,020,076公开了一种混合调制设备，它在数字调制模式施加I，Q调制到正交调制器，而在模拟调制模式施加模拟频率调制波形到锁相环以便产生一个信号，该信号然后径自经过以恒定I，Q信号偏置的I，Q调制器。
需要通过利用用于数字调制的数字信号处理器产生在Cahill方法中需要的模拟调制波形以便计算模拟调制波形的取样数字取样值，并随后利用I D/A转换器或Q转换器或二者来转换数字代表为需要的模拟调制波形。
还希望模拟调制实现避免通过永久偏移的I，Q调制器传送调制信号的Cahill的技术，因为Cahill方法可能有时导致模拟调制所不希望的数字调制频率。
发明概要
本发明是针对于发送机/接收机，诸如能以两种模式操作的无线电电话机。在第一模式中，发送机信号以数字信息调制。特别地，数字信号处理器计算具有实的或同相波形(I)和虚的或正交波形(Q)的取样的数字代表。
在相应的I和Q D/A转换器中数摸变换之后，正交调制器在中频无线电频率上压缩I，Q信号。中频频率随后利用无线电电话机接收机的本振信号上变换到希望的传输频率。
在第二模式中，发射机信号以模拟信号调制。特别是，数字信号处理器通过计算模拟调制信号的取样数字代表形成模拟信号。取样的数字信号代表利用I或Q的D/A转换器两者之一转换为模拟波形，并加到一个模拟调制器以便产生可以是第二中频的模拟调制无线电信号。此第二中频信号随后借助于无线电电话机接收机的本振信号转换为希望的传输频率。
在优选实施中，数字调制和模拟调制二者是只改变信号的相位角的恒定包络调制。传送希望的角度调制到希望的传输频率的优选方法是使用压控震荡器产生在希望的传输频率上的信号并将此信号与来自接收机的本振信号混合以便产生中频信号。此中频信号与调制的或未调制的基准信号进行相位比较以产生反馈信号来控制振荡器跟随希望的角度调制波形。反馈环路带宽还根据所选的调制模式或者适于在基准信号上跟随数字调制或者不跟随施加到压控振荡器的模拟调制。
附图的简要描述
当结合附图阅读以下优选实施例的详细说明时本发明将变得更容易理解，其中相同的标号表示相同的单元，其中：
图1是表示根据本发明的双模式无线电电话机示例的方框图；
图2是表示适宜用于图1的无线电电话机的正交调制器示例的方框图；
图3是表示在图1的无线电电话机中频率分配方案示例的方框图；
图4是表示适宜用于图1的无线电电话机的上变换电路示例的方框图；和
图5是适宜用于图1的无线电电话机的另一正交调制器示例的方框图。
优选实施例的详细说明
参考图1，表示根据本发明实施例的一个示例的双模式无线电电话机。图1的双模式装置适宜于当在第一频率波段操作时有选择地产生模拟调制或当以第二波段操作时产生数字调制。例如，第一频段可以是遵循美国AMPS标准的模拟调制的800MHz蜂窝波段而第二频段可以是最近由FCC批准的1900MHz的“PCS”波段，它采用根据GSM标准的数字调制。
双波段800/1900MHz天线10以两个频段操作。波段分离滤波器11分开用于加到800MHz AMPS波段的双工滤波器和用于加到最好采用时分双工的1900MHz波段的发送/接收(T/R)转换器13的两个波段信号。从双工器12和T/R转换器13输出的信号施加到接收机前端14的输入用于放大和下变换为合适的中频或频率。中频信号在中频处理器16中滤波和放大并可以在DSP17中进行用于数字信号处理的数字化。合适的数字化方法是在美国专利5,048,059中描述的logpolar数字化技术，其整体在此援引以供参考。前端14包括一个或多个本地振荡器以便提供用于下变换的混合频率，并输出用于发送机15的一个或多个本地振荡信号。本地振荡信号频率由根据选择信道频率可程控的频率合成器18控制。合成器最好根据在此合并作为整体援引的美国专利号5,095,288和5,180,993操作并从开机或者信道改变中提供最快锁定能力以便实施在也在此援引的于1996年10月22号出版的美国专利号5,569,513(Harte，Dent，Croft，Solve)描述的守侯省电特征。合成器18还可包含耦合到用于控制发送中频的发送器15的电路。
发送机15在模拟和数字频率波段的发送功率输出。这些输出分别经过双工滤波器12或T/R转换器13馈送给天线10。T/R转换器13由DSP和控制处理器17控制以便允许以已知的时分双工的交替方式或者发送或者接收TDMA信号脉冲串。发送机15还经过I波形连接19a或Q波形连接19b发送从DSP17接收或者模拟或者数字的调制波形。
I波形调制连接19a最好经过图1标注 I的两条线路提供平衡的I信号到发送器15。同样，Q波形调制连接最好经过Q和 Q提供平衡的Q信号到发送器15。这些信号最好由诸如在美国专利530722(Dent，1994年9月14日提交的)描述的I、Q调制器产生，5530722专利是美国申请号07/967,027的部分继续申请，在此作为整体援引。专利号5530722公开了利用数字转换器从数字地表示取样的I/Q波形的二进制字数据流、和单比特样值和全部的高比特率比特流中产生平衡的I/Q信号，其中希望的I或Q值是由一个数据流中的二进制1’与0’的比率来表示。这就允许模拟波形和其反向由低通滤波器简单地恢复，而不利用另外的D/A转换器。
提供到发送机15的平衡模拟I、Q波形然后馈送给由I调制器15a和Q调制器16b构成的正交调制器以便分别产生中频发送频率TXIF的cosine波形和sine波形。I、Q调制器最好在发送机15执行，同时cos/sin TXIF信号发生器可以包含在发送机15或可选地在接收机16中，这将在后面参考图3进行详细描述。
正如在申请系列号07/967,027中描述的，平衡I、Q波形代表以数字传输模式调制的数字信息调制，或者代表以模拟模式的模拟频率调制。应意识到模拟模式遵循美国AMPS标准或者实际的任何模拟FM蜂窝标准诸如英国ETACS或北欧NMT系统，所有这些采用压缩-扩展以便压缩话音幅度变化到为减小的动态范围。
根据本发明，可以获得采用来自DSP部分17调制线路19a和19b的另一模拟调制模式，其中此模拟调制不施加到I、Q调制器而是施加到分离的模拟调制器。图1表示一个示例实施例，其中模拟调制器通过合成经过模拟调制输入线路15c提供的I、Q信号(这里是I信号)之一与来自环路滤波器15d中合成器18的相位锁定反馈信号来形成。使用I信号的选择是任意的，因为 I信号或者Q信号之一或者二者或者全部应该与相位锁定反馈信号进行组合以便获得模拟频率调制。频率调制的选择也是任意的并且幅度调制可交替使用。图2更通俗地说明本发明的原理。
参考图2，可以看到DSP17包括数字信号处理器逻辑20，它用于计算或者是数字调制波形的取样值I、Q代表或者是模拟波形的取样值代表。计算的结果施加到至少D/A转换器21a和21b之一，最好通过转换输入为高比特率Δ-∑调制信号来操作然后在如前述参考的专利申请中公开的平衡低通滤波器22a和22b之一中低通滤波这些信号。D/A转换的、平衡波形施加到平衡调制器27a和27b，它们分别以第一发送频率或数字调制模式所希望的中频TXIF(D)来调制余弦和正弦波形。数字调制模式可以是例如GSM模式，其中话音解码器压缩比特率并因此利用1900MHz PCS波段的时分双工TDMA占据数字话音的传输波段；对于GSM模式，调制应该是270-822千比特每秒。
如果数字调制的信号由正交调制器25首先以中频发送频率产生，那么它就利用上变换器上变换到希望的最终发送频率。对于恒定幅度调制诸如GMSK，只有信号相位进行调制并必须变换为输出频率，这可以由后面参考图4描述的锁相环来执行。
图2还表示由D/A转换器21a和21b产生的I、Q信号可以经过选择/组合单元24提供到模拟调制器26以便产生以模拟调制希望的频率TXIF(A)的模拟调制信号。TXIF(A)可以或者是希望的传输频率或者是上变换到后面将参考图4描述的希望的传输频率的中频发送频率信号。选择/组合单元24可以是在I、 I、Q、 Q信号之一和调制器26之间简单地硬线连接，但还能够组合在平衡到非平衡转换器中的I和 I(或Q、 Q)信号，或者在原始代表和理想波形之间执行由表示模拟调制波形的I信号和表示差错的Q信号的更加改进的组合，以便获得减小的量化噪声。组合分离的I和Q信号以便产生希望的调制的另一个方法将是频率合成器的双点频率调制，其中I和Q信号之一用于频率调制压控振荡器(VCO)而其他信号注入到控制VCO，以反作用环路趋势的合成器环路以便校准VCO的第一信号调制。利用I和Q信号产生模拟调制信号的另以方法将包括频率调制具有I和Q波形之一的信号而利用其他确定传输幅度。
选择一个或多个I、Q信号或者利用它们的组合实现模拟调制同时旁路正交调制器25的以上方法中的任何一个可以在本发明中实现。
现在参考图3，表示根据本发明实施例的双波段、双模式装置的示例频率计划。为了进一步强调本发明，在两个波段中尽可能多地重用了一些部件以便获得最经济的设计。特别是，希望采用用于两个模式的双频率天线(图1的10)、合成器18、IF放大器16等。
采用合成器18来提供两个第一本地振荡频率并帮助产生发送频率的一个问题是双工间隔(发送接收频率对之间的频率差)在数字和模拟模式中或者在相对于1900MHz PCS波段的800MHz蜂窝波段中不相同。合成器18产生例如高于接收信道频率Frx所需的中频IF1的本地振荡器频率(L01)。当在相同波段(800MHz或1900MHz)操作时为了利用相同的L01值产生发送频率，装置必须包括偏移L01 TXIF(A或D)数量的装置以便产生所需的发送信道频率Ftx。可以容易地看到
Ftx＝L01-TXIF
Frx＝L01-IF1
其中双工间隔＝Frx-Ftx＝TXIF-IF1
或者TXIF＝IF1+双工间隔。
如果大体上相同频率IF1要用在两个模式中，但双工间隔不同，那么一个模式中的TXIF(A)将不与另一个模式中的TXIF(D)相同。这妨碍了用于两个模式调制的相同I、Q调制器的使用，因为可能难以产生在TXIF(A)和TXIF(D)很好执行的I、Q调制器。实际的双工间隔是在800MHz为45MHz而在1900MHz为80MHz。因此如果使用相同的IF1的话，TXIF(A)和TXIF(D)将相差大约80-45＝35MHz。通过替代允许的不同IF1s，这当然可能构成在两个波段和模式使用相同TXIF的设计。然而，这妨碍在接收路径中使用公共部件并增加了成本和复杂性。优选安排使用相同的或在两个模式中接近相同的IF1值，因此此允许TXIF(A)和TXIF(D)分离地适合产生希望的双工间隔。借助于本发明是很方便的，它提供了经济的方式来利用与数字调制的正交调制器25采用的TXIF(D)不同的TXIF(A)执行模拟调制。
图3表示根据13MHz基准振荡器的优选频率方案。13MHz是用于导出GSM比特率(13MHz/48)和在1900MHz波段中的GSM信道间隔(13MHz/65)的基础。在800MHz波段中为了获得30KHz的信道步长，合成器18需要30KHz倍数的基准频率，并最好是8X30KHz的倍数以便利用合并在美国专利5,180,993中的N分数技术提供快速信道改变时间和低相位噪声。既不是30KHz也不是240KHz分频为13MHz，但此问题通过在乘法器31中将自基准振荡器30的频率乘以6来解决以便得到78MHz，即325乘以240MHz。78MHz也是方便的第二本地振荡器频率用于在第二混频器33中以选择的72MHz第一中频混合为6MHz的第二中频。此6MHz第二中频然后在第二IF34中被放大和滤波以便产生用于在DSP17中基站数字化和处理的输出。等于6MHz的第二中频滤波器的选择允许使用在此频率可得到的现存现用的滤波器，但将意识到也可选择其它合适的频率。
在时分双工TDMA数字模式(1900MHz的GSM)中，双工间隔是80MHz，这要求TXIF(D)等于IF1(＝72MHz)加80MHz，或152MHz。通过进一步2倍频第二本地振荡器信号L02从78MHz到156MHz，可以获得可用的TXIF(D)。因为发送和接收不同时发生则能够容纳152MHz和156MHz之间的不一致。因此，通过利用转换合成器18，L01的值可以在接收和发送之间改变4MHz。为方便于此，在数字模式中合成器18使用的相位比较器参考频率是1MHz，由在基准分频器40中以78分频78MHz的信号而导出。N分数合成器电路41然后进一步插入5分数以便获得GSM所需的200KHz步长。在模拟模式中，首先在基准分频器40中以325分频78MHz来获得30KHz步长，然后利用N分数合成器41插入分数8。合成器8利用从DSP17控制处理器发出的控制信号对这些不同的模式和信道频率进行适当的编程。
用于产生78MHz和156MHz的频率乘法器可以采用锁相环，它6或12分频以希望频率运行的振荡器以便产生13MHz信号，与来自振荡器30的13MHz信号相比以便产生反馈控制信号来控制振荡器到希望的倍数。例如，可以以这种方式产生156MHz的信号，78MHz的信号可以从12分频环路输出的2分频中导出。
156MHz信号由I、Q调制器25以数字模式的数字信息进行调制，它包括正交网络28以便产生cosine和sine波形。以TXIF(D)(＝156MHz)的调制信号于是以应用于恒定包络调制的相同方式上变换到希望的1900MHz波段：压控振荡器54以希望的输出频率操作以便驱动发送功率放大器55。来自振荡器54的输出信号与上述在发送脉冲串期间已经躲过4MHz的接收本地振荡器信号L01混频。在滤波器51中低通滤波之后的所得信号是TXIF(D)并在比较器50中与来自正交调制器25的TXIF(D)的I、Q调制信号进行相位比较。比较器50产生相位差错信号，在利用滤波器53中的积分器进行低通滤波之后产生耦合到VCO54的控制信号，它控制其相位跟随由调制器25的TXIF(D)上的调制。以这种方式，相位调制转换到发送频率。
然而在模拟模式中，IF1选择为72.06MHz。此模拟模式的中频选择与数字模式的选择相同；但是可能已经选择了72MHz或者71.94MHz的相同中频。在模拟和数字模式之间如6MHz IF的小差别不损害相同的6MhzIF放大器34的使用，因为其滤波带宽足够宽以包含5.94MHz以及6MHz或6.06MHz。
在800MHz波段的45MHz的双工间隔导致TXIF(A)等于72.06+45＝117.06MHz。这是60KHz的倍数(X1951)并能利用辅助合成器43、和共享基准分频器40的主合成器41来容易地产生。辅助合成器可以进一步4分频40KHz以便获得希望的60KHz的基准信号，以此频率与以1951分频的信号TXIF(A)进行相位比较。工作在800MHz蜂窝频率的所要求的发射频率上的振荡器64驱动功放65并又与混频器62相连，在那里与用于接收800MHz的适当的频率的接收本机振荡器L01的信号相混频。混频后17.06MHz的信号经低通滤波后加到辅助综合器43，在那里被1951次分频为60KHz并与60KHz的基准信号比相产生一相位误差信号。相位误差信号在环路滤波器63中被滤波和积分后加到所选的I或Q或组合的信号，即所需的模拟频率调制波形以给振荡器64产生一控制信号。控制信号将振荡器64限制到所需的发送信道频率并用所需的调频波调制振荡器64。
应注意在图3中说明分离的混频器52、62、低通滤波器51、61和功率放大器55、65，任何或每对可以进行组合以便减小复杂性。例如，混频器52和62可以是相同的混频器，来选择是根据哪个振荡器54、64能够驱动它。如果模拟模式的IF1值已经选择为72MHz，那么TXIF(A)的值应是117MHz，它是1950×60KHz或975×120KHz。这将允许在辅助合成器中选择120KHz相位比较频率。或者，117MHz是9倍于13MHz的基准晶体频率，它能利用156MHz TXIF(D)的相同技术产生。如果正交调制器以所用的117MHz和156MHz操作，连同以模拟模式的I、Q调制，这将是个好的选择。但是产生宽带I、Q调制器较难并且成本高，因此本发明的说明实施例教导利用一个或多个I、QD/A转换信号为施加到辅助合成器环路的常规模拟调制信号。当合成环路用于控制相位或频率调制信号时，希望在环路中有大的分频系数(1950)以便减小达到在60或120KHz的相位比较器的调制量。这是因为由于调制的大相位差错信号能够导致调制频率相应的失真或由于相位检测器的非线性失真的非线性失真。
因此，图3的示例频率方案包括IF1的值和用于模拟调制模式的TXIF(A)的可选范围。IF1的选择，在模拟模式中为72.05或71.94MHz，在数字模式中也可用。根据数字GSM标准，蜂窝网络辐射称频率校准脉冲串或频率校准信道(FCH)为部分广播控制信道(BCCH)的特殊信号。此FDH是未调制的TDMA脉冲串。更精确地，此脉冲串是所有1’或所有0’的码型调制，由于高斯最小频移键控(GSMK)的特性，它产生1/4比特率偏移的CW载波。由于比特率是13MHz/48(270.833KB/s)，那么频率就偏移+67.708KHz。如果接收本地振荡器频率L01大于接收频率Frx那么该频率就转换到具有符号改变的第一中频。FCH脉冲串可以利用诸如图3的滤波器38的窄带波段滤波器集中在偏移频率上就容易地检测到。由于选择滤波器38的带宽接近模拟模式的±15KHz，那么就接近正确的带宽以便在数字模式中检测FCH脉冲串，而不管滤波器的选择集中在具有72.067708MHz的FCH频率或者集中在具有71.932292MHz的FCH频率。+7.708KHz的差错在滤波器的±15KHz带宽之内并如此通过DSP17用于检测。DSP17可以数字地校准7.708KHz的差错并能在检测之前进一步减小带宽。检测能够通过监视窄带滤波器输出的信号能量来执行以便确定与FCH脉冲串间隔之外的能量相比是否以预定的FCH脉冲串间隔重复率增加。所有可能的间隔定时都能检查。在窄带能量中表示最大增加的定时被用于建立原始TDMA网络定时，并随后在BCCH信号中搜索其它信号和信息内容。
图4表示在800MHz或1900MHz波段中从装配能够频发送频率TXIF(A)或TXIF(D)到最终发送频率Ftx的上变换处理细节。
由平衡I调制器27a和Q调制器27b组成的正交调制器25(图2)由来自正交VCO84的余弦和正弦输出通过缓冲器86、87驱动。通过缓冲器85的缓冲输出也被耦合以便由电路81、83进行12分频，电路81、83具有以通过缓冲器82到IF放大器16耦合的78MHz以2分频的中频。这个78MHz的输出被用在IF放大器16中的第二下变换混频器中，最好为图象注入类型。图象注入混频器也要求以78MHz的余弦和正弦注入波形，并能够通过产生延迟作为缓冲器82的非延迟输出的156MHz的半个周期的78MHz的2分频输出容易地从156MHz信号中导出。用于此实施例的另外的部件未在图4中表示，但对本领域技术人员来说，适宜的部件是显而易见的。
78MHz经过6分频电路81输出13MHz，与基准晶体振荡频率相同，在具有两极镜像电流输出的相位比较器80中与所述的13MHz进行比较。以电流正比于相位差错的形式产生由比较器80输出的相位差错信号，该差错信号能被低通滤波并利用纯无环路滤波器元件88积分。该滤波和积分的差错信号被反馈以便控制QVCO 84到希望的156MHz频率。环路最好是具有能够迅速加电和去电的快速锁定时间的第二指令伺服电路以便通过只在TDMA接收时隙和数字发送时隙或者在模拟接收周期启动整个QVCO和其控制环路来减小电池消耗。利用已知的电池省电技术在模拟控制信道接收期间装置在守侯中收听的占空系数可以为最小。
调制器27a、27b的输出通过低通滤波器51进行合并并施加到相位检测器50，其中通过在混频器52、62中的接收本地振荡器中下变换，GMSK调制的信号与从发送功率放大器55中导出的信号进行比较。图4说明组合公共于两个频率波段的某个部分的先前所提的发明特征。混频器52、62已经组合成具有由输入缓冲器521、621的使能输入选择的信号源。当要求在1900MHz波段传输时，缓冲器521由来自DSP17的信号EN1900使能以便允许耦合器552采用的1900MHz发送信号的样值传送到混频器522。或者，信号EN800被启动以便传送800MHz信号的样值到混频器522。在这个源，选择来自双波段前端14的本地振荡器以便发送适当的信号到选择的波段以便转换所选的发送信号频率为希望的发送IF TXIF(A)至TXIF(D)。转换的信号输出在组合的滤波器51、61中被低通滤波并由双输出缓冲器81馈送到包含分频器90、基准分频器91和相位检测器92的相位检测器50和辅助合成电路43二者。
当选择1900MHZ发送操作时，正交调制器25和相位检测器50就加电。相位检测器50比较在156MHZ的调制信号TXIF(D)的相位与缓冲器89的输出以便产生正比于相位差错的电流信号。电流被滤波并利用无源滤波器单元53积分。可选地，可以通过在DSP/控制处理器17内的查找表、对比信道频率的TDMA脉冲串传输末端上记录环路滤波器电容531的先前电压就可以最小化自加电的相位锁定时间。
预先数字化和存储的电压值然后被重呼、D/A变换和施加到主积分器电容531以便就在相同的前频率上传输TDMA脉冲串之前预充电此电容到接近此正确电压，因此减小重锁时间。当环路锁定时，由环路滤波器53提供的闭合环路带宽最好足够宽使得发送信号的相位受控以便跟随来自正交调制器25的GMSK信号的相位。
当选择800MHZ波段传输时，自缓冲器89的输出被1951程序分频器90分频并与60KHZ基准频率进行比较，所说的60KHZ是通过进一步分频分频器40输出的240KHZ，由分频器91进行四分频而得到的。两个60KHZ信号在相位检测器92的比较产生一个差错电流信号，其平均值正比于相位差错，能够被低通滤波并利用无源环路滤波器63积分以便获得800MHZ的控制信号发送到VCO 64。无源滤波器63包括设计滤波来自DSP17的平衡的I信号I’、 I’元件634、635、633、632和631以便产生来自调制器27a的平衡的I， I驱动信号以及具有不同滤波器特性的滤波器公共模式分量I’、 I用于经过电容634、635注入环路。此滤波器安排说明可选的利用I和 I二者以便产生模拟调制。在这种情况下，来自DSP17的信号I’和 I’不是补偿信号，而是被选为相同的或者具有表示希望的模拟调制的和或平均值。锁相环滤波器将传送调制信号到进行相位或频率调制的VCO 64。来自相位检测器92的反馈信号将趋向于反作用此调制，但这个趋势被分频器90所减小。否则，在最低调制频率的调制将部分地反作用，也许在DSP17的D/A变换之前有必要升高该低的调制频率。设计与DSP17中的数字域中的其它滤波操结合的这样一个升压以便为获得在模拟FM模式中希望的全部频率响应，包括预加重。
在PA65的实施中，震荡器64和混频器62构造为使用GalliumArsenide(GaAs)积分电路的单独单元，同时55、54和52形成第二GaAs电路。两个GaAs电路也可以组合成一个双模式GaAs积分电路。
在数字模式中，环路滤波器53最好设计为获得足够宽的闭合环路传送功能以便跟随数字调制。在模拟模式中，环路滤波器63最好窄，使得阻止环路试图校正压缩的模拟调制。特别地，通过满足环路积分滤波器53、63的特征，希望的模拟调制以输出频率被传送到振荡器同时抑制其它频率的噪声并特别在接收频率波段。第一环路滤波器特性采用AMPS调制，它希望调制分量达到约10KHz，而第二环路滤波器采用GSM 270.833KB/S GMSK波形，它希望分量达到150KHz。GSM情况的较宽环路滤波器特征允许在TDMA脉冲串的开始获得相位锁定使得能够在电路之后的几个十微妙内VCO准确地跟踪希望的角度波形。锁相电路因此可以去电以便在TDMA帧的接收部分期间节省电源并就在帧的发送部分加电。
本发明可以包括利用模/数转换器来测量在脉冲串末端的环路滤波器积分器电压并相对于信道频率的微处理器中数字地记录该数。当后来选择相同的信道频率时，此电压值被再用并施加到D/A转换器以便预充电环路积分器，例如在TDMA帧的接收或空闲部分。就在帧发送部分之前，连接到环路积分器电容的D/A为开放电路(三态)并且相位差错电流用于在闭合环路控制下微调振荡器控制电压。传输之后，微调电压可以读出以便在存储器中重写先前的值以便提供连续的再校准。此特征可以用于获得快速锁相，也可以通过记录每次以任何频率操作发送机时相对于频率的环路电压来用于模拟FM模式。
图5所示公开合并前述Cahill的另一实施例。这个情况下的控制处理器/DSP17产生I’、 I’和Q’和 Q’信号，这些信号利用混合的滤波器63a滤波以便获得第一平衡的、滤波的信号I和 I来驱动调制器27a、第二平衡滤波的信号Q， Q来驱动调制器27b以及公共模式滤波信号I’以便注入到组合的环路滤波器53、63。在数字模式中，通过导致I’和 I’产生为补偿信号来抑制公共模式信号。在模拟模式中，通过产生非反向信号I’和 I’来抑制平衡模式信号。这就导致在调制器27a不具有正常输出。在模拟模式的输出通过在其最大补偿电平上提供常数信号而导致以便允许在117MHz的QVCO信号在QVCO环路接收来自公共模式I’ I’信号的模拟调制注入的同时通过Q调制其27b。此外，根据是选择数字或模拟调制模式来编程基准分频器40和辅助分频器43为不同的值。
通过编程DSP17以便大致同时产生模拟和I、Q调制就能够获得优于Cahill的改进。在此模式中，所希望的模拟调制的高频分量在I’和 I’信号的公共模式部分和调制频率QVCO环路内的相位角度上产生。通过产生将分别正比于所需低频相位调制信号的余弦和正弦的I’、 I’和Q’、 Q’信号的平衡部分，就在环路外应用，否则会被环路的反馈动作反作用的所需角度调制的低频分量。以这种方式，能够获得下至零的相位调制。可选地Q和 Q’也可以馈送到环路滤波器(53，63)并且Q和 Q’的公共模式部分能与I’、 I’的公共模式部分一起使用以便提供频率调制VCO84的增强的准确性。通常，I信号可以产生为表示所需平衡(奇数模式)和非平衡(偶数模式)波形的和之半的Δ调制，而 I’是表示差之半的Δ调制。同样Q和 Q’表示所需的偶数和奇数波形的和之半和差之半。
分频比的选择已经在前面进行了论述。在数字模式中选择低分频比6和12分别导致用于控制QVCO84的频率到156MHz的高环路带宽。在模拟模式高分频比1300和1951的选择导致用于控制QVCO84到17.06MHz的低环路带宽。借助于适当地选择分频比和根据已知技术设计环路滤波器53、63，那么在相同的频率波段需要模拟和数字调制的情况下例如为实现申请系列号07/967，027的双模式电话机，即使以相同的中频发送频率(例如，117MHz)也可以产生不同的环路带宽。在那种情况下，数字模式中的调制不是纯相位调制，而是也包括幅度调制，所以上变换器100线性地上变换到最终发送频率，并且放大器551是个线性PA。
实现GSM和AMPS中使用的恒定幅度调制所需的功率放大器比用于D-AMPS中的可变幅度调制更容易，因此从发送机的观点看最好组合GSM和AMPS标准为双模式电话机。另一方面，AMPS和GSM使用不同的信道带宽和分别30KHz和200KHz的间隔。从接收机观点看，根据现有技术，在两个模式中最好使用相同的带宽。在此公开的双模式电话机的发明结构经济地取得低成本、双波段或单波段、发送机的数字和模拟调制同时包含用于分别接收GSM、AMPS或D-AMPS的宽波段和窄波段滤波器。
本发明的另一方面提供诸如数字蜂窝电话机或个人无线通信机的无线电发送机-接收机的方便的结构，它利用非整体相关的带宽或比特率根据两个不同的标准操作。
在说明实施中，GSM和AMPS信号的无线电接收机包括以39MHz频率的基准时钟，它以144分频以便产生270.833KS/S的第一取样率，或另外以150分频以便产生260KS/S的第二取样率。当接收GSM(数字)信号时，接收信号利用第一取样率的任何适当的方式(Cartesian或Logpolar)，进行数字化，并且当接收AMPS(模拟)无线电信号时接收信号利用第二取样率进行数字化。以第二速率取样的模拟信号数据流然后被数字滤波以便将接收机传送带宽变窄到适于AMPS模式的值，并且同时通过下取样到80KHz减小取样率，从而是用于AMPS的10KB/S的信令速率的方便倍数和用于处理取样的和数字化的(PCM)话音的标准8KS/S话音处理速率的方便倍数。
当输出取样率是输入取样率的整因数时在数字滤波器中的下取样是众所周知的。在上述说明的某个应用中，能够希望产生不是输入速率整因数的输出取样率，即80∶260或4∶13。本发明提供在数字下取样滤波器中通常计算用于M输入样值的N个输出样值的一个方式。
根据说明实施例，本发明的方法是利用诸如每个具有适宜的相关组滤波系数FIR滤波器来计算每M个输入样值的一个输出样值。选择这些系数使得由相继滤波器计算的输出样值表示在M个输入样值的每个周期间等间距的N个相继时间间隔的滤波信号值。在一个示例应用中，260KS/S输入样值率施加到四个滤波器，每个产生以20KHz速率的一个输出样值。四个20KHz的数据流然后可以复用以便产生一个80KS/S的数据流，它被进一步处理以便提取10KB/SManchester代码和频率调制的信令数据或8KS/S PCM话音，该话音然后利用PCM CODEC电路产生馈送到耳机的模拟话音波形。
对本领域技术人员来说，上述示意实施例的许多变形将容易显而易见，而不脱离随后权利要求和其等效物限定的精神和范畴。

Claims (25)

1.一种无线电发送机/接收机，用于有选择地发送以数字模式的数字调制信号或以模拟模式的模拟调制信号，包括：
数字信号处理装置，具有用于接收信息信号的一个输入端；用于提供同相I的一个第一输出和用于提供正交调制信号Q的一个第二输出；
正交调制装置，耦合到该第一和第二输出用于以数字模式数字地调制一个载波频率以便产生数字调制的信号；和
模拟调制装置，耦合到该第一和第二输出，用于以模拟模式产生载频的模拟调制以便产生一个模拟调制信号。
2.根据权利要求1所述的发送机/接收机，其中数字信号处理装置包括用于计算信息信号的取样数值代表的逻辑电路；用于将取样数值代表转换为同相调制信号I和正交调制信号Q的D/A转换装置。
3.根据权利要求1所述的发送机/接收机，其中数字调制信号是以第一频率，模拟调制信号是以第二频率，并且发送机还包括用于转换该数字调制信号为第三频率和转换该模拟调制信号为第四频率的上变换装置。
4.根据权利要求3所述的发送机/接收机，其中上变换装置包括分别控制数字和模拟压控振荡器的数字和模拟环路综合滤波器以便转换数字调制信号为第三频率以及模拟调制信号为第四频率，同时抑制其他频率噪声。
5.根据权利要求4所述的发送机/接收机，其中数字环路综合滤波器比模拟环路综合滤波器有更宽的传递函数。
6.根据权利要求1所述的发送机/接收机，其中发送机在数字模式中根据GSM标准操作，在模拟模式中根据AMPS标准操作。
7.根据权利要求1所述的发送机/接收机，其中数字信号处理装置基本同时产生同相调制信号I和正交调制信号Q。
8.根据权利要求4所述的发送机/接收机，其中上变换装置还包括一种装置，该装置用于测量和存储环路滤波器积分器电压和在每个接收的传输脉冲串之后的相应的频率，并用于利用在发送相应频率之前预先存储的环路滤波器积分器电压预充电环路综合滤波器之一。
9.根据权利要求1所述的发送机/接收机，还包括用于接收数字调制信号或模拟调制信号的一个接收机部分，该接收机部分包括用于数字化以第一取样率取样接收的数字调制信号和数字化以第二取样率取样接收的模拟调制信号的数字化装置，和用于变窄数字化的模拟信号的带宽和减小第二取样率为输出取样率的一个或多个数字滤波器。
10.根据权利要求9所述的发送机/接收机，其中输出取样率不是第二取样率的整因数。
11.根据权利要求9所述的发送机/接收机，其中有N个数字滤波器，每个具有用于计算每M个输入样值的一个输出样值的相关组滤波器系数。
12.根据权利要求11所述的发送机/接收机，其中选择滤波器系数使得由连续滤波器计算的一个输出样值代表在M个输入样值每个周期等间距的N个连续时间间隔处的滤波的信号值。
13.用于有选择地发送带宽压缩的数字话音信号或幅度压缩的模拟话音信号的无线电发送机/接收机，包括：
模-数变换装置，具有用于接收模拟话音信号的输入和用于产生表示模拟话音信号的数字样值的样值数据流的输出；
数字信号处理装置，具有用于接收该样值数据流的输入和用于提供同相调制信号I和正交调制信号Q的一个或多个输出，该数字信号处理装置转换样值数据流为带宽压缩的和编码数字话音信号以及在表示模拟话音信号的幅度扩展压缩方案的至少一个或多个输出上表示带宽压缩的数字话音信号或数值流的数字矢量调制I和Q取样数据流。
数字/模拟变换装置，用于变换I和Q样值数据流为相应的I和Q模拟调制波形；
正交调制器装置，耦合到数字/模拟变换装置，用于矢量调制具有I和Q的调制波形以便发送带宽压缩的数字话音信号；和
和
模拟调制装置，耦合到数字/模拟变换装置，用于利用I或Q模拟调制波形的至少之一产生载频的模拟调制以便发送幅度压缩的模拟话音信号。
14.根据权利要求13所述的发送机/接收机，其中带宽压缩的数字话音信号为第一频率，幅度压缩的模拟话音信号为第二频率，并且发送机还包括用于转换该数字调制信号为第三频率和转换该模拟调制信号为第四频率的上变换装置。
15.根据权利要求14所述的发送机/接收机，其中上变换装置包括分别控制数字和模拟压控振荡器的数字和模拟环路综合滤波器以便转换数字话音信号为第三频率以及模拟话音信号为第四频率，同时抑制其他频率噪声。
16.根据权利要求15所述的发送机/接收机，其中数字环路综合滤波器比模拟环路综合滤波器有更宽的传递函数。
17.根据权利要求15所述的发送机/接收机，其中上变换装置还包括一种装置，该装置用于测量和存储环路滤波器积分器电压和在每个接收的传输脉冲串之后的相应的频率，并用于利用在发送相应频率之前预先存储的环路滤波器积分器电压预充电环路综合滤波器之一。
18.根据权利要求13所述的发送机/接收机，其中发送机根据GSM标准操作以发送数字话音信号，和根据AMPS标准操作以发送模拟话音信号。
19.根据权利要求13所述的发送机/接收机，其中数字信号处理装置基本同时产生同相调制信号I和正交调制信号Q。
20.根据权利要求13所述的发送机/接收机，还包括用于接收数字调制信号或模拟调制信号的一个接收机部分，该接收机部分包括用于数字化以第一取样率取样接收的数字调制信号和数字化以第二取样率取样接收的模拟调制信号的数字化装置，和用于变窄数字化的模拟信号的带宽和减小第二取样率为输出取样率的一个或多个数字滤波器。
21.根据权利要求20所述的发送机/接收机，其中输出取样率不是第二取样率的整因数。
22.根据权利要求21所述的发送机/接收机，其中有N个数字滤波器，每个具有用于计算每M个输入样值的一个输出样值的相关组滤波器系数。
23.根据权利要求22所述的发送机/接收机，其中选择滤波器系数使得由连续滤波器计算的一个输出样值代表在M个输入样值每个周期等间距的N个连续时间间隔处的滤波的信号值。
24.权利要求1所述的无线电发送机/接收机，
其中的数字信号处理装置还包括另一个数字信号处理装置，该另一个数字信号处理装置具有：用于接收信息信号的输入端，用来提供表示或者数字调制信号的平衡同相分量或者模拟频率调制信号的非平衡高频分量加同相平衡低频分量的第一对delta-调制比特流的第一输出端，和提供表示或者数字调制信号的平衡正交分量或者模拟调制波形的平衡正交低频分量的第二对delta-调制比特流的第二输出端；
其中的正交调制器装置响应平衡的同相和正交信号，用于正交调制数字调制信号；和
其中的模拟调制装置包括响应于非平衡高频分量的频率调制装置，用来频率调制模拟调制信号。
25.权利要求24所述的装置，其中数字信号处理装置基本同时产生同相和正交信号。
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