CN1819471A - 具有可变预失真的极化调制器的发射/接收装置 - Google Patents
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Abstract
发射/接收装置具有极化调制器、接收路径(25)以及耦合路径，其中极化调制器具有可变前置补偿器(11，12)和可以调制的放大器(8)，该接收路径在常规接收过程以及调整前置补偿器(11，12)以确定一个依赖于放大器(8)输出信号的测量信号(35)的过程中都可以工作，耦合路径用于耦合接收路径(25)到放大器(8)的输出。另外提供控制和评估装置(34，36)以调整前置补偿器(11，12)。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于移动无线电的发射/接收装置，其具有极化调制器，该极化调制器具有可变预失真。本发明还涉及调整这种极化调制器中预失真的方法。
背景技术
移动无线电的发射器中的调制器用于将二进制数据流转换成调制的载波信号。为达此目的，二进制数据流首先转换成复值数字数据符号(是调制类型的函数)。该数据符号然后在发射端经过脉冲成形以增加谱效率。合成的基带信号然后与载波混频。
这种情况调制器可以是I/Q调制器或极化调制器形式。
在I/Q调制器的情况，复合基带信号分别在实部和虚部的基础上以笛卡儿表示方式与两个正交的载波信号混频。实部和虚部也称为I部分(同相)和Q部分(正交相)。两个合成射频信号然后相加并放大。和下文描述的极化调制器相比，I/Q调制器具有这样的缺点，它的功耗较高且其占用芯片上较大的面积。
在极化调制器的情况，极性方式表示的复合基带信号在幅度和相位的基础上分开处理。图1示出了一种极化调制器的概括的电路图。二进制数据流b首先通过符号测绘仪1转换成复值符号序列a(k)。这种情况下复值符号序列a(k)包括I成分和Q成分。复值符号序列a(k)然后通过复合脉冲成形滤波器2转换成复合基带信号x(k)＝i(k)+jq(k)。数字计算电路3用来将这种笛卡儿方式表示的复合基带信号x(k)转换成相应的极性方式表示的信号x(k)＝r(k)·ej (k)。在这种情况下，变量r(k)表示幅度信号，变量(k)表示相位信号。
作为相位信号(k)的函数被调制的模拟载波信号y(t)～cos(ωc·t+Φ(t))通过一个基于PLL(锁相环)尤其是直接调制的PLL的升压转换器4从数字相位信号(k)中产生。在这种情况下，变量ωc对应于载波圆频率。相位Φ(t)依赖于相位信号(k)和调制类型，例如相位调制或频率调制。数字幅度信号r(k)被数字/模拟转换器5转换成模拟信号，该信号然后由噪声滤波器6滤波以减小量化噪声，产生模拟幅度信号r(t)。模拟载波信号y(t)和模拟幅度信号r(t)由乘法器7相乘。这样乘法器7幅度调制了模拟载波信号y(t)，它是模拟幅度信号r(t)的函数。合成信号s(t)＝r(t)·y(t)在通过天线发射之前由功率放大器(未示出)放大。
图2中阐述了极化调制器的一个实施例。图1和图2中相同参考符号提供的电路部分和信号相互对应。与图1示出的极化调制器相对照，在这种情况下幅度调制仅在功率放大器8的输出级实施。为达此目的，功率放大器8的功率增益通过作为模拟幅度信号r(t)函数的调制输入10调制。功率放大器8的输出级的电源电压一般被调制以调制功率增益。备选地，支配增益的功率放大器的输出级的静电流也可以被调制。电源电压通过LDO电压调节器(低压差稳压器)调制，该调节器在图3中没有示出。图2中的极化调制器不需要图1所示的附加乘法器7。
和图1所述的极化调制器相比，图2所述的极化调制器的主要优点在于，在输入信号y’(t)(y’(t)由限制放大器9从信号y(t)产生)和功率放大器8的输出信号之间不需要线性关系。需要发射的符号x(k)中的幅度信息r(k)在输出级之前在任何情况都不计入计算。这种极化调制器在功率方面工作极为有效，这是因为在功率放大器8中线性需求减少。这种直到功率放大器8的输出级才执行幅度调制的方法也被称为EER(Envelope Elimination and Restoration包络消除及再生)方法，它基于1952年7月的Proceeding of I.R.E第803到806页的由L.Kahn撰写的“Single Sideband Transmission byEnvelope Elimination and Restoration”。图2示出的极化调制器具有这样的缺点，即输出信号s(t)由功率放大器8产生失真。这样功率放大器8，特别是跟随调制输入10的模拟电路部分以及驱动调制输入10的模拟电路部分，导致幅度失真，也称为AM-AM失真(AM＝Amplitude Modulation幅度调制)，也就是说输出信号s(t)和幅度信号r(k)的幅度之间不是线性关系。而且，功率放大器8导致相位失真，也称为AM-PM失真(PM＝Phase Modulation相位调制)，即作为幅度信号r(k)的幅度函数的一个附加相移。
W.Sander等在2003年9月的Proc.IEEE Custom IntegratedCircuits Conf.，439-445页上的文献“Polar Modulator forMulti-mode Cell Phones”中公开了每个都经过预失真的数字幅度信号r(k)和数字相位信号(k)，以便补偿AM-AM失真和AM-PM失真。图3示出了一种极化调制器，其增加了预失真，且其基于图2所示的极化调制器。图2和图3中相同参考符号提供的电路部分和信号相互对应。该极化调制器具有数字幅度前置补偿器11和数字相位前置补偿器12，它们补偿由功率放大器8导致的AM-AM失真和AM-PM失真。
文件US 6,366,177 B1描述了一种调整预失真的方法。为此，在功率放大器的输出提供特殊的测量电路，它确定失真的射频信号s(t)(在各种情况下具有固定的相位调制)的幅度和相位调制。测量的幅度信息和相位信息用来调整预失真使得由功率放大器导致的失真被基本补偿。该方法具有这样的缺点，即测量电路设计涉及的电路复杂程度高。尤其是，首先需要射频信号s(t)到基带信号的降压转换以确定相位调制。
发明内容
本发明的一个目标是提供一种具有极化调制器的发射/接收装置，它的预失真可以用比常规方法电路复杂度小的方式调整。本发明的另一个目标是指定一种相应的方法调整发射/接收装置中的极化调制器中的预失真。
本发明基于的目标通过独立权利要求1和12的特征获得。
根据本发明的用于移动无线电的发射/接收装置具有基于EER方法的极化调制器，即该调制器具有可调制的放大器。而且，提供至少一个前置补偿器，其在信号方向连接在放大器的上游，该前置补偿器是可变的。例如该前置补偿器基于查询表。而且，该发射/接收装置具有接收路径，其可选地要么用于接收射频信号，要么用于调整至少一个前置补偿器的目的。在后面一种情况下，接收路径产生一个依赖于放大器的输出信号的测量信号。而且，在发射/接收装置中提供耦合路径以调整至少一个前置补偿器，且接收路径的输入电连接到放大器的输出。发射/接收装置还具有控制和评估装置，其用来调整至少一个作为测量信号函数的前置补偿器。
根据本发明的发射/接收装置的一个主要思想是接收路径的双重用途。作为接收器的部分，一方面接收路径用于射频信号的接收，而另一方面，接收路径用于至少一个前置补偿器的调整。在第二种情况，放大器的输出信号通过耦合路径注入到接收路径，在接收路径中的信号处理过程中产生一个测量信号。这种情况接收路径一般用于注入的失真信号的降压转换，可选的，用于后续的模拟/数字转换，例如，基带信号的I部分和Q部分的取样值被确定成测量信号。例如在与不失真的基带信号的测量信号比较期间，通过控制和评估装置，该测量信号然后可以用作预失真调整的基础，使得功率放大器导致的失真基本上被补偿。
由于本发明的接收路径的双重用途，不需要现有技术中提供的特殊测量电路以确定失真的射频信号的幅度和相位调制，所以电路复杂度大为降低。
这里，需要注意接收路径中的方框没有必要全部用作预失真的调整。例如，用于信道均衡的接收端滤波器一般没有必要用于预失真的调整，这是因为，在这种情况下，没有信号通过空气信道发射。
耦合路径优选地具有一个可切换耦合装置，例如是MOS晶体管(MOS-金属氧化物半导体)或MOS传输门的形式，其在调整至少一个前置补偿器过程中具有低阻抗，在正常接收过程具有高阻抗。然而，下面情况也是可行的，即耦合路径在正常接收和调整至少一个前置补偿器期间都是有效的。当耦合路径基于寄生耦合时便是这种情况。例如，天线收发转换开关具有发射器连接和接收器连接之间的寄生耦合。
极化调制器优选地具有可变幅度前置补偿器和可变相位前置补偿器以补偿两种类型的失真，特别是AM-AM失真和AM-PM失真。
极化调制器和接收路径一般具有升压转换器，特别是直接调制PLL形式或具有本地振荡器发生器的混频器形式的升压转换器和/或降压转换器。这种情况下降压转换器用于将数字相位信号或依赖于所述数字相位信号的一个信号转换成调制的射频信号。
在这种情况下，根据第一优选实施例，降压转换器的LO输入(LO：本地振荡器)作为由升压转换器产生的射频信号的函数被驱动，特别是作为调制的射频信号的函数或依赖于所述调制的射频信号的信号的函数被驱动。
该措施意味着极化调制器和接收路径在频率上同步工作。在这种情况下，没有必要确定接收路径上的注入信号的载波频率fC。如果接收路径是零差式接收路径，其中接收的信号与基带混合而不使用中间频率，通过在载波频率fC混合LO信号，注入信号的中频可以直接下变频到0Hz。在升压转换器是直接调制PLL的情况下，PLL不产生载波频率fC的单频射频信号，而是一个中频是fC的调制的射频信号。为了防止自混频，调制的射频信号可选的在输入到降压转换器的LO输入之前被窄带宽滤波，所以调制被抑止。
本文中，应当理解产生I和Q信号成分的降压转换器一般具有两个独立的混频器，它们通过两个相互正交的LO信号驱动，也就是说两个射频信号通过降压转换器的LO输入端输入(或者第二正交信号在降压转换器内部产生)。如果在升压混频器中使用分频比为2的分频器，产生两个正交的射频信号，而不需要任何附加的电路复杂度(频率供给器的第一锁存之后和第二锁存之后取样)。
根据第二优选实施例，例如，在具有分频器的直接调制的PLL的情况下，升压转换器与参考频率通过参考信号同步。在这种情况下参考频率一般明显比载波频率fC低；例如，参考频率是26MHz，而载波频率在910MHz(分频比35∶1)。发射/接收装置具有谐波发生器用以产生参考频率的一个或多个谐波。降压转换器的本地振荡器输入作为谐波发生器产生的一个或多个谐波的函数被驱动。谐波发生器一般是方波发生器，其产生方波信号，该方波信号的基频对应于参考频率。在这种情况下，输出信号是具有大量谐波的梳形频谱。
特别是当接收路径基于外差概念时，例如在低IF接收器的情况下该备选方法可以使用。
本文中，应当理解谐波发生器的输出信号也可以用作PLL的参考信号。
优选地控制和评估装置具有比较装置，用于执行测量信号(例如基带信号的I成分和Q成分的取样值)或依赖于所述测量信号的信号与发射端的复合基带信号或与发射端的复合基带信号相关的信号的比较。这两个信号可以在笛卡儿坐标基础上或备选地在极坐标基础上比较。而且，这种比较还可以仅涉及幅度信息。
用于该申请的措词“比较”还包括评估两个比较信号的误差函数，例如形式为|x-x|2(x：复合基带信号，x：复合测量信号；备选地：x：复合基带信号的幅度或相位，x：测量幅度或测量相位)。
优选地测量信号是笛卡儿形式的复合数字信号。在这种情况下，优选地控制和评估装置具有转换装置，用于将测量信号或依赖于所述测量信号的信号转换成极坐标形式的复合信号。在这种情况下，基于比较信号的极坐标执行这样的比较，也就是说转换的信号一般和复合基带信号比较，放大器的输出信号基于该复合基带信号。
而且，为了申请目的，这样做是可行的，即转换装置仅确定复合测量信号的幅度或幅度的平方，比较仅基于幅度信息，不基于相位信息。
除了比较装置之外，优选地可以在作为测量信号函数的控制和评估装置中提供信号处理装置，该信号处理装置产生一个信号，所述信号表征由放大器导致的谱展宽。发射/接收装置的该优选实施例基于这样的思想，即放大器的非线性导致发射谱的展宽。这种效应也称为“频谱再生长”。
放大器的输出信号的失真程度可以在信号处理装置产生的信号的基础上确定。该信息可以用来以这样的方式调整至少一个预失真，即放大器的输出信号的失真被最小化。
在这种情况下，优选地测量信号基本仅具有实际发射信道外的一个或多个频率范围的谱成分。例如在零差式接收器的情况，这可以通过附加的混频器完成，该混频器的LO频率对应于相对于传输信道的中频的频率偏移。而且，信号处理装置作为确定一个变量的装置，该变量是传输信道频率范围内或者之外的功率的表征。这种方式确定的实际传输信道之外的功率是放大器输出信号的谱的谱展宽的测量，因此也是放大器输出信号的失真的测量。该信息可以以这种方式来调整至少一个前置补偿器，即最小化放大器输出信号的失真。
本文中，应当理解频率范围可以无限窄，例如，可以包括一个特定频率。而且，频率范围位于传输信道的边界区域是可行的。
一方面，预失真可以在工厂测试过程中调整或和/或规则地调整，而不管发射/接收装置是否开启。发射/接收装置以这样的方式设计是有优势的，即至少一个前置补偿器在发射/接收装置的工作过程中以特定周期调整，特别是在每个第k个数据组(k固定和k≥1)调整。
放大器中的AM-AM失真和AM-PM失真一般也依赖于外部影响变量例如温度和工作电压。如果前置补偿器在发射/接收装置的工作过程中以特定周期调整，预失真可以在外部影响变量波动的情况下(例如温度波动和电源电压波动)重复调整。例如，温度波动可以通过单片集成温度传感器测量。如果温度改变，可以再次进行预失真调整处理。同样的方式，可以提供测量电源电压的电压检测器，当电源电压改变时预失真的新的调整也同样被启动。
本发明的第二方面涉及调整EER基极化调制器中的预失真的方法。在这种情况下，放大器中的失真至少可以部分地在极化调制器中通过预失真补偿。放大器的输出与接收路径的输入耦合或可以与之耦合。接收路径不仅用于调整预失真的目的还用于正常的接收。第一方法步骤中，在接收路径中确定依赖于放大器的输出信号的测量信号。测量信号是估算的，在评估结果的基础上调整预失真。
根据本发明的方法的第一备选改进方案，极化调制器处理一个校准信号，该信号仅用于在预失真的调整期间调整预失真。尤其是，具有阶梯状幅度图形的校准信号用于预失真的调整。
如果校准信号用于预失真的调整，该校准信号(一般不遵循标准)应该在很低功率或在零功率电平发射以避免移动无线电网络的干扰。如果在发射/接收装置的放大器的下游连接有第二放大器，有利于在预失真的调整过程中使第二放大器失效。
根据本发明的方法的第二备选改进方案，调整预失真以用于通常传输的目的，也就是说极化调制器处理在传输期间将要发射的基带信号而不是校准信号。
涉及根据本发明的发射/接收装置的上述陈述可以类似地转换成根据本发明的方法或预失真调整。
本发明的进一步优选改进方案在附属权利要求中指定。
附图说明
在下文中，使用多个示例性实施例并结合附图，本发明将得以更详细地解释，附图中：
图1示出了极化调制器的概括的电路图(现有技术)。
图2示出了在EER方法基础上工作的极化调制器的概括的电路图(现有技术)。
图3示出了一种极化调制器的概括的电路图，与图2比较，其增加了预失真(现有技术)。
图4示出了根据本发明的发射/接收装置的第一示例性实施例的电路图；
图5示出了根据本发明的用于GSM-900和GSM-1800工作模式的发射/接收装置的第二示例性实施例的电路图；
图6示出了根据本发明的发射/接收装置的第三示例性实施例的电路图；和
图7示出了根据本发明的发射/接收装置的第四示例性实施例的电路图；
具体实施方式
参考图1到3，其涉及现有技术，在说明书的引言中加以引用。
图4示出了根据本发明的发射/接收装置的第一示例性实施例的电路图。图3和图4中相同参考符号提供的电路框和信号相互对应。在图4中的发射端使用的降压转换器4基于直接调制(PLL)，其具有闭合的控制环，包括相位频率检测器20、环路滤波器21、电压控制振荡器(VCO)22和可变分频比的分频器23。直接调制PLL的输出信号y(t)的频率通过调制输入19调制。在PLL的稳定状态工作期间，直接调制PLL的输出处的信号y(t)的频率fC由下式给出：
fC＝N·fref
在这种情况下，fref表示PLL的参考信号ref的频率，N表示分频器23的分频比。
例如图4中示出的幅度前置补偿器11和图4中示出的相位前置补偿器12，可以是查询表的形式(LUT)，在每种情况下一个表值确定作为各自幅度值函数的幅度或相位值的预失真。备选地，前置补偿器11和12可以是适应滤波器，特别是参量滤波器形式，这种情况下滤波器系数确定预失真。
放大器10的输出信号s(t)通过天线收发转换开关24注入到发射/接收装置的接收路径25以调整前置补偿器11和12(回送工作模式)。一般地，天线收发转换开关24选择性地连接功率放大器的输出或接收路径的输入到天线。根据本发明的发射/接收装置中，可能提供天线收发转换开关24选择性地连接功率放大器10的输出到接收路径的输入以调整前置补偿器11和12，也就是说天线收发转换开关24的发射输入26和接收输出27相互相连以调整前置补偿器11和12。备选地，天线收发转换开关24的发射输入26和接收输出27之间的寄生耦合可以用来注入功率放大器8的输出信号s(t)到接收路径25。
通过天线收发转换开关24注入到接收路径的信号首先通过低噪声放大器(LNA)28放大。因为通过天线收发转换开关24的耦合路径具有低阻抗，如果输入功率很高，LNA 28也可以是桥接的，第一放大器8的输出信号直接输入到降压转换器29的输入(虚线)。尤其是，这防止了LNA 28的过驱动。如果第一放大器8的输出信号直接输入到降压转换器29的输入，LNA 28在预失真的调整期间应该关断以获得与天线尽可能高的隔离程度，这是因为，如果存在任何射频干扰信号，接收路径将被干扰。
本文中，应当注意接收路径25的非线性明显比极化调制器的非线性小。尤其是，这可以通过优化设置接收路径25的增益来获得，在这种情况下该优化的增益值事先已知。
合成信号供给到降压转换器，该降压转换器具有复合混频器29，也就是说具有两个实际的混频器。两个实际混频器被驱动以产生两个正交的LO信号的I和Q信号部分。为了简化描述，图4仅示出了一个LO信号。如果使用零差式接收器结构(零-IF接收器)，LO信号可以由VCO 22产生的调制的射频信号y(t)或y’(t)得出。为了防止自混频(其中相位信息丢失)，在输入到降压转换器29的LO输入(未示出)之前，调制应该通过窄带滤波器从调制的射频信号y(t)或y’(t)中剔除。例如，这可以通过使用窄带PLL作为滤波器而实现，调制的射频信号y(t)或y’(t)代表窄带PLL的参考信号。如果复合混频器用作升压转换器4，可以使用驱动复合混频器的未调制的正交LO信号，而不用滤波以驱动降压转换器29的LO输入。
如果接收器是具有低中间频率的外差式接收器(低-IF接收器)的形式，第一复合混频器的LO信号备选地也可以从PLL的参考信号ref(如虚线所示)得出。为此，参考信号ref供给到方波发生器30，该发生器产生基频对应于参考频率fref的方波信号。方波发生器30的输出信号是具有大量参考频率fref谐波的梳形频谱。
降压转换器29的复合输出信号首先通过复合多相滤波器31(200kHz领域GSM应用的典型带宽)滤波。然后通过模拟/数字转换器32执行模拟/数字转换。一般模拟/数字转换器32的数字复合输出信号然后进一步通过多个滤波器33(图4中仅示出了一个滤波器)处理。滤波器链33的输出信号35形成测量信号，其由接收路径25产生，测量信号25基本在电路框图的帮助下产生，该电路框图用于接收路径25中的正常接收。笛卡儿方式表示的复合测量信号35然后通过转换装置34转换成极坐标表示的复合信号37。而且，当在电路框34中使用阶梯校准信号时，可以执行时间平均化。
复合信号37在比较装置36中与幅度信号r(k)以及相位信号(k)比较以量化失真。尤其是，这可以通过在比较装置36中最小化误差函数(所述误差函数依赖于将被比较的信号)而实现以调整前置补偿器11和12。例如，可以最小化误差函数|x-x|2(分别为：x：缩放的复合基带信号，x：缩放的复合测量信号37或35)。备选地，基于发射端幅度信号和测量包络的相应误差函数可以用来确定AM-AM前置补偿器11的表值。在比较过程中，比较变量必须根据在发射和接收路径中的增益和衰减因子缩放。这可以通过一次缩放接收的信号实施。而且，该比较变量必须在正确的时间处理。
此外，比较装置36中的比较还可以在以笛卡儿方式表示的复合比较变量的基础上实施。
两个控制信号38和39作为误差函数值的函数产生，控制信号38用来调整前置补偿器11，控制信号39用来调整前置补偿器12。
可能为每个查询表存储不同的参数组，每种情况通过控制信号38和39选择一个参数组。在这种情况下每个不同的参数组与功率放大器8的不同非线性特征相关。
如果前置补偿器11和12是数字参量滤波器的形式，滤波器系数通过控制信号38和39校正。例如，每种情况选出多个系数组中的一个系数组作为控制信号38和39的函数。
结合图4，应当理解放大器8的输出功率通过LDO电压调节器调制，该调节器在图4中没有示出。这也同样适用于下面的示例性实施例。
图5示出了根据本发明的用于GSM移动电话的发射/接收装置的第二示例性实施例的电路图(GSM：全球移动通信系统)。图4和图5中相同的参考符号提供的方框和信号相互对应。该示例性实施例涉及一种发射/接收装置，其可以在GSM 900模式(即频率范围大约为900MHz)和GSM 1800(即频率范围大约为1800MHz)模式下工作。
提供补偿滤波器42以增加直接调制PLL的调制带宽，补偿滤波器42的传输函数大约等于调制输入到PLL输出的PLL的传输函数的倒数。例如补偿滤波器42的概念基于以下文献，并在其中有详细描述：“Techniques for High Data Rate Modulation and Low PowerOperation of Fractional-N Frequency Synthesizers”，由MichaelHenerson Perrot在1997年9月的Massachussetts Institute ofTechnology上发表。数字信道字c(用于定义载波频率fC)添加在补偿滤波器42的输出信号上。信号路径上跟随其后的sigma-delta调制器41使用合成的数字信号产生随时间波动的信号，所以直接调制PLL的被驱动的分频器23的分频比N不是一个自然数，而是分数。这样图5中所示的直接调制的PLL也称为sigma-delta分数N-PLL。这样的sigma-delta分数N-PLL在输出端具有较低的噪声电平，因为sigma-delta调制器41的使用减少了量化噪声。在这种情况下根据GSM工作模式，VCO 22’产生两倍(GSM-1800模式)于或四倍(GSM-900模式)于发射信号s(t)的输出信号。在GSM 900模式中，连接在VCO 22’下游的分频器40的分频比为4，而在GSM 1800模式中，分频器40工作的分频比为2。
相对于幅度调制路径，幅度前置补偿器11的输出信号首先供给到偏差校正单元43。合成数字信号在滤波器13中被内插和噪声滤波(噪声成形)。
图6示出了根据本发明的发射/接收装置的第三示例性实施例的电路图。图5和图6中相同参考符号提供的方框和信号相互对应。
该示例性实施例的一个主要特征是使用两个放大器8和50。在这种情况下，幅度调制仅通过第一放大器8实施。在这种情况下第一放大器8与图6中所示的其他模块(除了仅在发射和接收之间切换的天线收发转换开关24’，第二放大器50和晶体振荡器51)集成在使用CMOS半导体工艺的单个芯片上。与此对照，第二放大器50使用双极或GaAs-FET半导体工艺设计。尽管第二放大器50输入处的电平高于第一放大器8的输入电平，信号失真一般主要由第一放大器8导致，因为使用CMOS半导体工艺的放大器比使用双极或GaAs-FET半导体工艺的相应放大器(可比结构)的线性范围窄。
对于前置补偿器11和12的调整，通常测量第一放大器8的输出信号的失真就足够了，而不用测量第二放大器50的输出信号的失真。特别是用于此目的，使用一个耦合电容，第一放大器8的输出信号以相应的方式通过耦合装置52注入到接收路径25的输入。注入过程可以设计成可切换的。例如，为此目的可以使用可切换的MOS晶体管(MOS-金属氧化物半导体)或MOS传输门，它们与该耦合电容串联。
降压转换器29的LO信号可以通过复用器53选择。降压转换器29的LO信号可选地从方波信号ref’得出(方波信号ref’的基频对应于参考频率fref)，或从调制的射频信号y’(t)得出。备选地，也可以通过复用器53选择外部LO信号54来驱动降压转换器29。例如，外部LO信号54可以用于前置补偿器11和12的因子调整。
如果校准信号(不遵循标准)用于预失真的调整，第二放大器50应该在由用户执行的任何预失真调整过程中失效(也就是说不是在工厂中)，以防止移动无线电网络的干扰。
图6中示出的数字频率转换器55在上述测量信号35的分析过程中不使用，也就是这种情况代表短路。
如上所述，测量信号分析的一个备选方案是信号比较的形式，可以确定第一放大器8的输出信号的谱展宽以调整前置补偿器11和12。除了图6中的数字频率转换器55，该备选信号评估所需的方框没有示出。为此，由频率转换器55借助圆频率ωAc1的选择选出相邻信道，例如一个与传输信道相邻的信道。频率fAC1＝ωAC1/2II(例如fAC1400kHz)在零差式接收器结构的情况下对应于从载波fC的频率偏移。在这种情况下测量信号35仅包括选出的相邻信道的谱成分。该带外部的谱成分由连接在频率转换器35下游的滤波器33抑制。测量信号35的功率以及选出的相邻信道中的功率由信号处理装置(未示出)确定。控制信号38和39被选出使得选出的相邻信道的确定的功率以及谱展宽尽可能的小。当通过测量相邻信道功率确定谱展宽时，必须计算第一放大器8的输出信号的绝对功率。
除了整个相邻信道的功率测量，谱功率密度也可以在单个频率(或在离散的频率点)确定，例如400kHz的频率偏移。
尤其是，谱展宽的测量可以在使用基带信号x(k)(遵循标准)的移动无线电的正常工作期间实施。在这种情况下，第二放大器50被激活。
图6还示出相位前置补偿器12的执行实例。该示例性实施方案可以以相应的方式转换成图4和图5中的示例性实施例。相位校正值从作为幅度信号r(k)函数的查询表12’中选出，且其上添加有相位信号(k)。
相位前置补偿器12之后的作为升压转换器4”部分的微分器56用来将相位信息转换成频率信息，这是因为直接调制PLL的频率通过分频器23调制。为简单起见，微分器56在图4和图5中没有示出。
图7示出了根据本发明的发射/接收装置的第四示例性实施例的电路图。图6和图7中相同参考符号提供的方框和信号相互对应。图6中的示例性实施例和图7中的示例性实施例的主要区别在于，图7中的第二放大器50的输出信号注入到接收路径以调整前置补偿器11和12。天线收发转换开关24’的发射输入26和接收输出27之间的寄生耦合路径用于信号注入。
Claims (21)
1.用于移动无线电的发射/接收装置，具有
-极化调制器，所述极化调制器基于数字幅度信号(r(k))和数字相位信号((k))形式的数字复合基带信号(x(k))的处理，该极化调制器具有
--放大器(8，50)，用于放大依赖于数字相位信号((k))的射频信号(y’(t))，其输出功率可以作为数字幅度信号(r(k))的函数调制，以及
--至少一个前置补偿器(11，12)，其连接在放大器(8，50)信号方向的上游，至少部分补偿由放大器(8，50)导致的任何失真，并具有可变预失真，
-接收路径(25)，它可以用于
--接收射频信号，以及
--调整该至少一个前置补偿器(11，12)以确定依赖于放大器(8，50)的输出信号(s(t))的测量信号(35)，
-耦合路径，用于电学耦合接收路径(25)的输入与放大器(8，50)的输出以调整至少一个前置补偿器(11，12)，以及
-控制和评估装置(34，36)，作为测量信号(35)的函数，用于调整至少一个前置补偿器(11，12)。
2.根据权利要求1的发射/接收装置，其特征在于耦合路径具有可切换耦合装置。
3.根据权利要求1或2其中之一的发射/接收装置，其特征在于极化调制器具有两个前置补偿器(11，12)，具体是
-具有可变幅度预失真的幅度前置补偿器(11)，用于至少部分补偿由放大器(8，50)导致的任何幅度失真，以及
-具有可变相位预失真的相位前置补偿器(12)，用于至少部分补偿由放大器(8，50)导致的任何相位失真。
4.根据权利要求1到3其中之一的发射/接收装置，其特征在于
-极化调制器具有升压转换器(4，4’，4”)，尤其是直接调制PLL形式，用于将数字相位信号((k))或依赖于所述数字相位信号((k))的信号转换成调制的射频信号(y(t))，以及
-接收路径具有降压转换器(29)，它的本地振荡器输入作为升压转换器(29)产生的射频信号(y’(t))的函数被驱动，尤其是作为调制的射频信号或依赖于该调制的射频信号的信号的函数被驱动。
5.根据权利要求1到3其中之一的发射/接收装置，其特征在于
-极化调制器具有升压转换器(4，4’，4”)，尤其是直接调制PLL形式，用于将数字相位信号((k))或依赖于所述数字相位信号((k))的信号转换成调制的射频信号，该升压转换器(4，4’，4”)通过参考信号(ref)与参考频率同步，
-发射/接收装置具有谐波发生器(30)，用以产生参考频率的一个或多个谐波，以及
-接收路径具有降压转换器(29)，它的本地振荡器输入作为谐波发生器(30)产生的一个或多个谐波的函数驱动。
6.根据前面权利要求其中之一的发射/接收装置，其特征在于
控制和评估装置(34，36)具有用于比较的装置(36)，将下面的信号进行比较：
-测量信号(35)或依赖于所述测量信号(35)的信号(37)，
-复合基带信号(r(k)，(k))，或与复合基带信号相关的信号。
7.根据权利要求6的发射/接收装置，其特征在于
-测量信号(35)是笛卡儿坐标表示的复合数字信号，以及
-控制和评估装置(34，36)具有转换装置(34)，用于将测量信号(35)或依赖于所述测量信号(35)的信号转换成极坐标表示的复合信号(37)。
8.根据权利要求1到5其中之一的发射/接收装置，其特征在于控制和评估装置(34，36)具有一个作为测量信号函数的信号处理装置，该信号处理装置产生表征由放大器导致的谱展宽的信号。
9.根据权利要求8的发射/接收装置，其特征在于
-测量信号(35)基本包括传输信道之外的一个或多个频率范围的谱成分，和
-信号处理装置具有一个用于确定变量的装置，该变量是传输信道频率范围内或者之外的功率的表征。
10.根据前面权利要求其中之一的发射/接收装置，其特征在于发射/接收装置以这样的方式设计：对于每个第k个发射的数据组，调整至少一个前置补偿器(11，12)，其中k≥1。
11.根据前面权利要求其中之一的发射/接收装置，其特征在于至少一个前置补偿器(11，12)基于查询表。
12.一种用于移动无线电中的发射/接收装置的极化调制器中的预失真的调整方法，其中
-极化调制器是基于数字幅度信号(r(k))和数字相位信号((k))形式的数字复合基带信号(x(k))的处理，
-失真由放大器(8，50)产生，该放大器位于极化调制器中并放大依赖于数字相位信号((k))的射频信号(y’(t))，放大器的输出功率可以作为数字幅度信号(r(k))的函数调制，
-所述失真可以被先于所述失真的可变预失真(11，12)至少部分补偿，以及
-放大器(8，50)的输出耦合到接收路径(25)的输入或可以与接收路径(25)的输入耦合，接收路径(25)不仅用于预失真的调整还用于无线电信号的接收；
该方法具有以下步骤：
a)在接收路径(25)中确定测量信号(35)，该信号依赖于放大器的输出信号(s(t))；
b)评估该测量信号(35)；以及
c)在方法步骤b)中得出的评估结果的基础上调整预失真(11，12)。
13.根据权利要求12的方法，其特征在于以下步骤，所述步骤应该在方法步骤a)之前执行：
-将放大器(8，50)的输出耦合到接收路径(25)的输入。
14.权利要求12或13其中之一的方法，其特征在于预失真(11，12)包括
-可变幅度预失真(11)，用于至少部分补偿放大器(8，50)导致的任何幅度失真，和
-可变相位预失真(12)，用于至少部分补偿放大器(8，50)导致的任何相位失真。
15.权利要求12到14其中之一的方法，其特征在于在方法步骤b)中执行以下步骤：
-比较以下两组信号，
--测量信号(35)或依赖于所述测量信号(35)的信号(37)，
--复合基带信号(r(k)，(k))，或与该复合基带信号相关的信号。
16.根据权利要求15的方法，其特征在于
-测量信号(35)是笛卡儿方式表示的数字复合信号，以及
-在方法步骤b)中执行下面的步骤：
--将测量信号(35)或依赖于所述测量信号(35)的信号转换成极坐标表示的复合信号(37)。
17.根据权利要求12到14其中之一的方法，其特征在于在方法步骤b)中执行下面的步骤：
b1)确定一个信号，所述信号是放大器导致的谱展宽的表征，是测量信号(35)的函数。
18.权利要求17的方法，其特征在于在方法步骤b1)中执行以下步骤：
-选择与传输信道相邻的一个信道，使得测量信号(35)基本包括传输信道之外的频率范围的谱成分；以及
-确定一个变量，它是传输信道之外的频率范围内的功率的表征。
19.根据权利要求12到18其中之一的方法，其特征在于对于每个第k个发射的数据组调整预失真(11，12)，其中k≥1。
20.根据权利要求12到19其中之一的方法，其特征在于为调整预失真(11，12)，极化调制器处理校准信号(r(k)，(k))，特别是具有阶梯幅度形状的校准信号，所述校准信号(r(k)，(k))仅用于调整预失真的目的。
21.根据权利要求12到19其中之一的方法，其特征在于为调整预失真，极化调制器处理传输过程中发射的基带信号(r(k)，(k))。
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