JP4413398B2 - 漏洩電力比検出回路および移動通信端末の制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の移動通信端末において、自己が送信する無線信号の隣接チャネル漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＤＣ（Personal Digital Cellar）システムに用いられているπ／４シフトＱＰＳＫや、ｃｄｍａＯｎｅシステムに用いられているＯＱＰＳＫ、そしてＷ−ＣＤＭＡシステムやｃｄｍａ２０００システムに用いられているＨＰＳＫなど、近年のディジタル移動通信システムの上り回線の変調方式は振幅変動成分を有しているものが用いられている。
【０００３】
そのため、このような移動通信端末の送信電力増幅器は、振幅変動を伴った送信信号波形を線形に増幅する必要がある。この線形性を保つために、送信電力増幅器の消費電力が大きくなってしまうという問題があった。特に移動通信端末が基地局の近くに存在し、端末送信電力を下げている場合には、電力増幅器に対して電池から供給している電力の大部分は無駄なものとなる。
【０００４】
これを解決すべく、送信電力が大きくない場合は、その送信電力レベルに応じて電力増幅器への供給電力を絞るように制御することが検討されている。
一般に、電力増幅器の供給電力を絞りすぎると当該信号レベルに必要とされる線形性が損なわれて隣接チャネル漏洩電力の劣化につながる。
【０００５】
このため、電力増幅器の製造バラツキや周囲温度変化による線形性の変動を勘案すると、電力増幅器の供給電力を制御することは難しかった。また、このような不具合を避けるために、電力増幅器の供給電力の絞り方を少なくすることが一般的であるが、このために十分な低消費電力化ができなかった。
【０００６】
もう一つの方法として、無線送信出力信号から隣接チャネル漏洩電力成分をフイルタによって抽出してそのレベルを計測し、これと送信出力レベルとの比を計算して隣接チャネル漏洩電力比を求め、この情報を用いて電力増幅器への供給電力を適切に絞るように制御することが考えられる。
【０００７】
しかし、移動体通信システムでは、使用する周波数チャネルを適宜可変するため、上述したようなフィルタは、取り得る全ての無線周波数チャネルに対して隣接チャネル漏洩電力成分を抽出できるように中心周波数を可変する必要があり、そのようなフィルタを移動通信端末の中で実現することは困難であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の移動通信端末では、自己の送信信号の隣接チャネル漏洩電力比を容易に検出することができないため、送信信号レベルに対応して電力増幅器への供給電力を絞るように制御するようにせざるを得ず、電力増幅器の製造バラツキや周囲温度変化による線形性の変動を勘案すると、電力増幅器の供給電力を適正に制御することができなかった。
【０００９】
この発明は上記の問題を解決すべくなされたもので、容易に実現可能な構成で、使用する無線周波数チャネルに関係なく隣接チャネル漏洩電力比を検出することが可能な漏洩電力比検出回路を提供することを目的とする。
【００１０】
また、この発明は、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することが可能な移動通信端末の制御回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に係わる本発明は、無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を少なくとも備えた送信回路にて生成された無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力を検出する漏洩電力比検出回路において、送信回路にて生成された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、自乗手段の自乗結果から、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、前第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段とを具備して構成するようにした。
【００１２】
上記構成の漏洩電力比検出回路では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００１３】
したがって、上記構成の漏洩電力比検出回路によれば、使用するチャネルの周波数に関係なく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、実現が容易である。
【００１４】
また、上記の目的を達成するために、請求項６に係わる本発明は、送信系に、少なくとも無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を備えた移動通信端末を制御する制御回路において、電力増幅手段により電力増幅された無線周波信号の一部を分岐する分岐手段と、この分岐手段により分岐された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、自乗手段の自乗結果から、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段と、この漏洩電力比検出手段にて検出した漏洩電力が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御する電力増幅制御手段とを具備して構成するようにした。
【００１５】
上記構成の移動通信端末の制御回路では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する。
【００１６】
そして、この検出した隣接チャネルへの漏洩電力比が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御するようにしている。
したがって、上記構成の移動通信端末の制御回路によれば、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の一実施形態について説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係わる移動通信端末の送信系の構成を示すものである。
【００１８】
無線送信信号は、図示しない周波数変換回路によって、送信信号が無線周波数に周波数変換されることによって得られる。パワーアンプ（ＰＡ）１０は、後述するパワーアンプ制御部１００によって供給電力が制御され、この供給電力に応じて、上記無線送信信号を増幅する。
【００１９】
このようにして、増幅された無線送信信号は、方向性結合器（ＣＰＬ）２０、アイソレータ３０、デュプレクサ４０を通ってアンテナ５０から空間に放射される。
【００２０】
また、方向性結合器２０は、上記無線送信信号のうち、所定の微小比率だけ分岐して、可変アッテネータ６０に出力する。
可変アッテネータ６０は、方向性結合器２０より入力される無線送信信号のレベル調整を行い、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０に出力する。
【００２１】
隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０は、アンテナ５０から放射される無線送信信号が持つ隣接チャネルへの漏洩電力比を、代替モニタ値として検出するもので、この検出した代替モニタ値は、減算器８０に入力される。
【００２２】
減算器８０では、上記代替モニタ値と、隣接チャネル漏洩電力比の設定目標である参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）との差を求めるものである。
積分器９０は、減算器８０で求められた差を所定の期間累積して出力する。
【００２３】
パワーアンプ制御部１００は、積分器９０の累積出力に基づいて、パワーアンプ１０にて電力増幅された無線送信信号の電力レベルが、所定のレベルとなるように、バッテリからパワーアンプ１０への供給電力を制御する。
【００２４】
次に、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の構成について説明する。図２にその一例を示す。
可変アッテネータ６０にてレベル調整された無線送信信号は、自乗回路（Ｘ２）７１に入力され、ここで自乗される。
【００２５】
図３に、自乗回路７１の構成例を示す。
この図に示す自乗回路７１は、乗算回路を用いたもので、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６からなる部分は、良く知られたギルバート形乗算回路である。
【００２６】
なお、その動作については、「超ＬＳＩのためのアナログ集積回路技術・下（培風館）」の、ＰＰ１６３〜ＰＰ１８３に詳しい説明がなされており、Ｑ１とＱ２のべ一スの差電圧と、Ｑ３とＱ４（またはＱ５とＱ６）のべ一スの差電圧との積が、出力として得られるものである。
【００２７】
いま、図３のように、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６のべ一スを交流接地し、ＩＮＰＵＴ端子からの入力信号（可変アッテネータ６０の出力）をＱ１，Ｑ４，Ｑ５のべ一スに共通に供給することにより、ＯＵＴＰＵＴ端子には、入力信号を自乗した信号が出力される。
【００２８】
また、同図には含まれていないが、上記文献で紹介されているように、負帰還技術や、プレディストーション技術を用いて入力電圧範囲を拡大することも可能である。
【００２９】
このようにして、自乗回路７１にて自乗された無線送信信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２，７３に出力される。
バンドパスフィルタ７２は、自乗回路７１の出力の直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する。
一方、バンドパスフィルタ７３は、自乗回路７１の出力から、当該送信系の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する。
【００３０】
なお、バンドパスフィルタ７２は、原理的にはローパスフィルタでもよいが、自乗回路７１で発生する直流オフセットの影響を排除することを考えると、変調信号に対応する部分を抽出するために必要な通過帯域をもったバンドパスフィルタであることが望ましい。
【００３１】
レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）７４は、バンドパスフィルタ７２にて抽出されたスペクトラム成分の信号レベルを測定する。
レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）７５は、バンドパスフィルタ７２にて抽出されたスペクトラム成分の信号レベルを測定する。
【００３２】
レベル比計測回路（ＲＡＴＩＯ）７６は、レベル測定回路７４にて測定されたレベルと、レベル測定回路７５にて測定されたレベルの比を計測し、この計測結果を上述した代替モニタ値として減算器８０に出力する。
【００３３】
図４に、レベル測定回路７４，７５と、レベル比計測回路７６の構成例を示す。
この図において、ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７４ａは、レベル測定回路７４に相当し、ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７５ａは、レベル測定回路７５に相当する。そして、割り算回路（÷）７６ａがレベル比計測回路７６に相当する。
【００３４】
ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７４ａ，７５ａは、それぞれ入力信号の実効値を直流で出力する回路であり、例えばアナログデバイセズ社がＩＣとして製品化し市場に供給しているＡＤ８３６１などがその機能を持っている。
【００３５】
また、割り算回路７６ａは、二つの入力の割り算の結果を出力する割り算回路であり、これは例えば新目本無線（株）が製品として市場に供給しているアナログ掛け算器ＩＣのＮＪＭ４２００などである。構成方法については、同社の「バイポーラＩＣデータブック`９４（オーディオ/ビデオ/通信/スペシャル編）」ＰＰ７-ＰＰ１３０にて詳しく説明してある。
【００３６】
次に、上記構成の移動通信端末の送信系の動作について説明する。
まず、図５乃至図７を参照して、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０による、隣接チャネルへの漏洩電力比（代替モニタ値）の検出動作について説明する。
【００３７】
上記自乗回路７１に入力される無線送信信号は、送信系によって歪みが生じない場合、図５に示すような特性となる。この図は、キャリア周波数からの離調周波数を横軸にして、上記無線送信信号のスペクトラムを示したものである。
【００３８】
なお、この図において、±５ＭＨｚ付近にある成分は、ベースバンドでの送信信号の生成過程でのサンプリングに起因するもので、フィルタによって容易に除去できるものであり、ここでは問題としない。
【００３９】
これに対して、送信系に歪みがある場合には、図６に示すような特性となる。この図も、図５と同様に、キャリア周波数からの離調周波数を横軸にして、無線送信信号のスペクトラムを示したものである。
【００４０】
図６は、３次相互変調歪み（ＩＰ３）特性をもつ送信系のアンプにより、歪みが生じたスペクトラムであり、歪みによってスペクトラムが広がっていることが分かる。
【００４１】
このような歪みは、パワーアンプ１０など、大きな電力の信号を扱う回路で顕著に生じる。また、このようなスペクトラムの広がりは、隣接する周波数を通信に使用しているユーザへの干渉妨害となるため、移動体通信システムではこのスペクトラムの広がり部分と、所望チャネルに対応するスペクトラムの部分との電力比を、隣接チャネル漏洩電力比として厳しく規定している。
【００４２】
このような歪み持つ無線送信信号を、自乗回路７１にて自乗すると、その結果は図７に示すような特性となる。
この図に示すように、図６に示すようなスペクトルを有する無線送信信号の自乗結果は、若干、形が異なるものの、図６に現れていた、歪みによるスペクトラムの広がりが保持されている様子が分かる。
【００４３】
そして、図８に、無線送信信号を歪ませているパワーアンプ１０の歪み特性、すなわち３次相互変調特性を可変した場合における、図６における所望チャネルのスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がり部分の電力比の変化Ｃ１と、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比の変化Ｃ２を示す。
【００４４】
この図から、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムに対応する部分と歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比の特性は、図６における所望チャネルのスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がり部分の電力比と高い相関関係があることが分かる。
【００４５】
このため、図２に示した構成の隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０により、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比を求めることにより、無線周波数での隣接チャネル漏洩電力比の代替モニタ値を求めることができる。
【００４６】
自乗回路７１にて自乗された無線送信信号は、バンドパスフィルタ７２，７３に出力され、バンドパスフィルタ７２により、直流付近に生じた成分から所望チャネルに対応するスペクトラムの成分Ｓ０が抽出され、一方、バンドパスフィルタ７３では、歪みによるスペクトラムの広がりに対応する成分Ｓｄが抽出される。
【００４７】
そして、バンドパスフィルタ７２によって抽出された成分Ｓ０は、レベル測定回路７４により、そのレベルが測定される。一方、バンドパスフィルタ７３によって抽出された成分Ｓｄは、レベル測定回路７５により、そのレベルが測定される。
【００４８】
このようにして測定された、所望チャネルに対応するスペクトラムの成分Ｓ０のレベルと、歪みによるスペクトラムの広がりに対応する成分Ｓｄのレベルは、レベル比計測回路７６にて両者のレベル比が計測され、代替モニタ値として減算器８０に出力される。
【００４９】
次に、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０からパワーアンプ制御部１００までのフィードバックループによって、パワーアンプ１０への供給電力を制御する動作について説明する。
【００５０】
要求される隣接チャネル漏洩電力比の観点から見てパワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力が過剰であると、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０により測定される代替モニタ値は大きな値となって、減算器８０の出力は正になり、積分器９０では正の値が累積されることになる。
【００５１】
そして、パワーアンプ制御部１００は、積分器９０の出力が正の値になっている時は、パワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力を絞るように動作するようにする。このような制御動作により、パワーアンプ１０は低消費電力の条件で動作することになる。
【００５２】
やがて、パワーアンプ１０を低消費電力で動作させることにより、歪み性能が劣化したとする。これにより、隣接チャネル漏洩電力比が劣化して、隣接チャネル漏洩電力比の設定目標である参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）に相当する値以下に劣化した場合は、減算器８０の出力が負になって、逆向きの制御、すなわちパワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力を増やすような制御が行われる。
【００５３】
このため、最終的に無線送信信号の隣接チャネル漏洩電力比は、ＡＣＰＲ＿ＲＥＦに相当する値に収束することとなる。
なお、上記参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）は固定値としてもよいし、送信出力レベルによって可変するようにしてもよい。
【００５４】
以上のように、上記構成の移動通信端末の送信系では、無線送信信号を自乗回路７１により自乗し、所望チャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信系の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００５５】
したがって、上記構成の移動通信端末の送信系によれば、無線周波数チャネルに依存することなく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、容易に隣接チャネルへの漏洩電力比を計測でき、これに基づいてパワーアンプ１０へのバッテリ供給電力を、常に必要最小限に設定できるため、消費電力を小さくすることができる。
【００５６】
尚、この発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
例えば、上記実施の形態では、自乗回路７１の構成を図３に示すものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば図９に示すように構成することも可能である。
【００５７】
図９に示す自乗回路７１は、２次歪み係数をもつ非線形素子としてＭＯＳトランジスタを用いたものである。
よく知られているように、ＭＯＳトランジスタの飽和領域でのＩ−Ｖ特性は、ＩＤをドレイン電流、ＶＧＳをゲートソース間電圧、ＶＴを閾値電圧とすると、ドレイン電流ＩＤは、ＩＤ＝Ｋ（ＶＧＳ−ＶＴ）２と表すことができる（ここで、Ｋは比例定数）。
【００５８】
今、図９に示すバイアス回路７１１にて、ＶＧＳ＝ＶＴ＋αとなるようにしておき、ＩＮＰＵＴ端子から交流結合で信号Ｖｉを入力すると、ＯＵＴＰＵＴ端子には、
Ｖ＝ＲＬ・ＩＤ
＝ＲＬ・Ｋ（Ｖｉ＋α）２
＝ＲＬ・Ｋ（Ｖｉ２＋２α・Ｖｉ＋α２）
となり、α＜Ｖｉとなるように適切にバイアスを調整すれば、近似的にＶｉの自乗を得ることができる。ここで、α２は直流オフセット成分であるが、次段のバンドパスフィルタ７２，７３でそれぞれ除去される。
【００５９】
図９では、２次歪み係数をもつ非線形素子としてＭＯＳトランジスタを例にとって説明したが、これに限定するものではなく、２次歪み係数をもつ非線形素子であれば、同様の効果を期待できる。
【００６０】
また、上記実施の形態では、レベル測定回路７４，７５と、レベル比計測回路７６の構成を、図４に示すものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば図１０に示すように構成することも可能である。
【００６１】
この図において、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）７４ｂは、レベル測定回路７４に相当し、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）７５ｂは、レベル測定回路７５に相当する。そして、減算器（＋）７６ｂがレベル比計測回路７６に相当する。
【００６２】
Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路７４ｂ，７５ｂは、入力信号レベルを対数圧縮して直流で出力するＬｏｇ＿Ａｍｐ回路であり、これは例えばアナログデバイセズ社がＩＣとして製品化し市場に供給しているＡＤ９３１０などがその機能を持っている。
【００６３】
また、減算器７６ｂは、２つの入力の引き算の結果を出力する減算回路であり、オペアンプを用いて容易に構成することができる。
このように構成によっても、容易に２つの信号レベル比を得ることができる。
【００６４】
特に、図１０では、レベル測定に、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路７４ｂ，７５ｂを用いているので、広い入力レベル範囲にわたって動作させることが可能であり、またレベル計測出力はデシベル値となっているので、レベル比計測回路７６も単なる減算回路でよく、構成が簡単であるという利点がある。
【００６５】
そしてまた、図１１に示すようにＡ／Ｄ変換器（ＡｔｏＤ）１１０を追加し、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０を、図１２に示すように、レベル測定回路７４の出力を取り出せるように構成する。
【００６６】
そして、レベル測定回路７４の出力をＡ／Ｄ変換器１１０にてディジタル値に変換し、このディジタル値に基づいて、許容されている最大送信電力レベルを超えないように、当該移動通信端末を統括して制御するＣＰＵ２００が送信系の利得の上限を制御するようにしてもよい。
【００６７】
さらに、例えば隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の回路的な入力レベル許容範囲が十分広く、方向性結合器２０から分岐された無線送信信号が、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の回路的な入力レベル許容範囲に収まれば、必ずしも必要としない。あるいは、代わりに固定値のアッテネータを用いてもよい。
【００６８】
そしてまた、上記実施の形態では、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の出力を利用して、連続的にパワーアンプ１０ヘの供給電力を制御しているが、これに代わって例えば、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の出力をＡ／Ｄ変換する。
【００６９】
そして、この変換結果をＣＰＵに取り込み、ＣＰＵにて減算器８０や積分器９０の機能をソフトウェアで実現し、パワーアンプ制御部１００を不連続的に制御するような構成としてもよい。
【００７０】
いずれにしても、本発明は、その実現方法に関して、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の自乗回路７１の出力以降がベースバンド周波数であるため、集積回路による小型化が容易であり、移動通信端末を制御するＣＰＵに搭載することができる。
【００７１】
そしてまた、アナログ回路実現かディジタル回路実現か、あるいはハードウェア実現かソフトウェア実現かなど、採用技術に融通性が大きいという利点を持っており、特定の実現方法に限定されるものではない。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を施しても同様に実施可能であることはいうまでもない。
【００７２】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００７３】
したがって、この発明によれば、使用するチャネルの周波数に関係なく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、容易に実現が可能な漏洩電力比検出回路を提供できる。
【００７４】
また、この発明では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する。そして、この検出した隣接チャネルへの漏洩電力比が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御するようにしている。
【００７５】
したがって、この発明によれば、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することが可能な移動通信端末の制御回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係わる移動通信端末の送信系の一実施形態の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した送信系の隣接チャネル漏洩電力比モニタの構成を示す回路ブロック図。
【図３】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタの自乗回路の構成を示す回路ブロック図。
【図４】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタのレベル測定回路およびレベル比測定回路の構成を示す回路ブロック図。
【図５】無線送信信号のキャリア周波数からの離調周波数のスペクトラムを示す図。
【図６】無線送信信号のキャリア周波数からの離調周波数のスペクトラムを示す図。
【図７】無線送信信号を自乗した場合における、直流付近を中心とした低周波に発生するスペクトラムを示す図。
【図８】図１に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタにて検出される代替モニタ値と、隣接チャネルへの漏洩電力比との相関を説明するための図。
【図９】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタの自乗回路の他の構成例を示す回路ブロック図。
【図１０】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタのレベル測定回路およびレベル比測定回路の他の構成例を示す回路ブロック図。
【図１１】この発明に係わる移動通信端末の送信系の一実施形態の構成を示す回路ブロック図。
【図１２】図１１に示した送信系の隣接チャネル漏洩電力比モニタの構成を示す回路ブロック図。
【符号の説明】
１０…パワーアンプ（ＰＡ）
２０…方向性結合器（ＣＰＬ）
３０…アイソレータ
４０…デュプレクサ
５０…アンテナ
６０…可変アッテネータ
７０…隣接チャネル漏洩電力比モニタ
７１…自乗回路（Ｘ２）
７２，７３…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
７４，７５…レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）
７４ａ，７５ａ…ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）
７４ｂ，７５ｂ…Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）回路
７６…レベル比計測回路（ＲＡＴＩＯ）
７６ａ…割り算回路（÷）
７６ｂ…減算器
８０…減算器
９０…積分器
１００…パワーアンプ制御部
１１０…Ａ／Ｄ変換器（ＡｔｏＤ）
２００…ＣＰＵ
７１１…バイアス回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６…トランジスタ
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の移動通信端末において、自己が送信する無線信号の隣接チャネル漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＤＣ（Personal Digital Cellar）システムに用いられているπ／４シフトＱＰＳＫや、ｃｄｍａＯｎｅシステムに用いられているＯＱＰＳＫ、そしてＷ−ＣＤＭＡシステムやｃｄｍａ２０００システムに用いられているＨＰＳＫなど、近年のディジタル移動通信システムの上り回線の変調方式は振幅変動成分を有しているものが用いられている。
【０００３】
そのため、このような移動通信端末の送信電力増幅器は、振幅変動を伴った送信信号波形を線形に増幅する必要がある。この線形性を保つために、送信電力増幅器の消費電力が大きくなってしまうという問題があった。特に移動通信端末が基地局の近くに存在し、端末送信電力を下げている場合には、電力増幅器に対して電池から供給している電力の大部分は無駄なものとなる。
【０００４】
これを解決すべく、送信電力が大きくない場合は、その送信電力レベルに応じて電力増幅器への供給電力を絞るように制御することが検討されている。
一般に、電力増幅器の供給電力を絞りすぎると当該信号レベルに必要とされる線形性が損なわれて隣接チャネル漏洩電力の劣化につながる。
【０００５】
このため、電力増幅器の製造バラツキや周囲温度変化による線形性の変動を勘案すると、電力増幅器の供給電力を制御することは難しかった。また、このような不具合を避けるために、電力増幅器の供給電力の絞り方を少なくすることが一般的であるが、このために十分な低消費電力化ができなかった。
【０００６】
もう一つの方法として、無線送信出力信号から隣接チャネル漏洩電力成分をフイルタによって抽出してそのレベルを計測し、これと送信出力レベルとの比を計算して隣接チャネル漏洩電力比を求め、この情報を用いて電力増幅器への供給電力を適切に絞るように制御することが考えられる。
【０００７】
しかし、移動体通信システムでは、使用する周波数チャネルを適宜可変するため、上述したようなフィルタは、取り得る全ての無線周波数チャネルに対して隣接チャネル漏洩電力成分を抽出できるように中心周波数を可変する必要があり、そのようなフィルタを移動通信端末の中で実現することは困難であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の移動通信端末では、自己の送信信号の隣接チャネル漏洩電力比を容易に検出することができないため、送信信号レベルに対応して電力増幅器への供給電力を絞るように制御するようにせざるを得ず、電力増幅器の製造バラツキや周囲温度変化による線形性の変動を勘案すると、電力増幅器の供給電力を適正に制御することができなかった。
【０００９】
この発明は上記の問題を解決すべくなされたもので、容易に実現可能な構成で、使用する無線周波数チャネルに関係なく隣接チャネル漏洩電力比を検出することが可能な漏洩電力比検出回路を提供することを目的とする。
【００１０】
また、この発明は、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することが可能な移動通信端末の制御回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に係わる本発明は、無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を少なくとも備えた送信回路にて生成された無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力を検出する漏洩電力比検出回路において、送信回路にて生成された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、自乗手段の自乗結果から、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、前第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段とを具備して構成するようにした。
【００１２】
上記構成の漏洩電力比検出回路では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００１３】
したがって、上記構成の漏洩電力比検出回路によれば、使用するチャネルの周波数に関係なく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、実現が容易である。
【００１４】
また、上記の目的を達成するために、請求項６に係わる本発明は、送信系に、少なくとも無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を備えた移動通信端末を制御する制御回路において、電力増幅手段により電力増幅された無線周波信号の一部を分岐する分岐手段と、この分岐手段により分岐された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、自乗手段の自乗結果から、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段と、この漏洩電力比検出手段にて検出した漏洩電力が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御する電力増幅制御手段とを具備して構成するようにした。
【００１５】
上記構成の移動通信端末の制御回路では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する。
【００１６】
そして、この検出した隣接チャネルへの漏洩電力比が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御するようにしている。
したがって、上記構成の移動通信端末の制御回路によれば、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の一実施形態について説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係わる移動通信端末の送信系の構成を示すものである。
【００１８】
無線送信信号は、図示しない周波数変換回路によって、送信信号が無線周波数に周波数変換されることによって得られる。パワーアンプ（ＰＡ）１０は、後述するパワーアンプ制御部１００によって供給電力が制御され、この供給電力に応じて、上記無線送信信号を増幅する。
【００１９】
このようにして、増幅された無線送信信号は、方向性結合器（ＣＰＬ）２０、アイソレータ３０、デュプレクサ４０を通ってアンテナ５０から空間に放射される。
【００２０】
また、方向性結合器２０は、上記無線送信信号のうち、所定の微小比率だけ分岐して、可変アッテネータ６０に出力する。
可変アッテネータ６０は、方向性結合器２０より入力される無線送信信号のレベル調整を行い、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０に出力する。
【００２１】
隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０は、アンテナ５０から放射される無線送信信号が持つ隣接チャネルへの漏洩電力比を、代替モニタ値として検出するもので、この検出した代替モニタ値は、減算器８０に入力される。
【００２２】
減算器８０では、上記代替モニタ値と、隣接チャネル漏洩電力比の設定目標である参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）との差を求めるものである。
積分器９０は、減算器８０で求められた差を所定の期間累積して出力する。
【００２３】
パワーアンプ制御部１００は、積分器９０の累積出力に基づいて、パワーアンプ１０にて電力増幅された無線送信信号の電力レベルが、所定のレベルとなるように、バッテリからパワーアンプ１０への供給電力を制御する。
【００２４】
次に、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の構成について説明する。図２にその一例を示す。
可変アッテネータ６０にてレベル調整された無線送信信号は、自乗回路（Ｘ２）７１に入力され、ここで自乗される。
【００２５】
図３に、自乗回路７１の構成例を示す。
この図に示す自乗回路７１は、乗算回路を用いたもので、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６からなる部分は、良く知られたギルバート形乗算回路である。
【００２６】
なお、その動作については、「超ＬＳＩのためのアナログ集積回路技術・下（培風館）」の、ＰＰ１６３〜ＰＰ１８３に詳しい説明がなされており、Ｑ１とＱ２のべ一スの差電圧と、Ｑ３とＱ４（またはＱ５とＱ６）のべ一スの差電圧との積が、出力として得られるものである。
【００２７】
いま、図３のように、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６のべ一スを交流接地し、ＩＮＰＵＴ端子からの入力信号（可変アッテネータ６０の出力）をＱ１，Ｑ４，Ｑ５のべ一スに共通に供給することにより、ＯＵＴＰＵＴ端子には、入力信号を自乗した信号が出力される。
【００２８】
また、同図には含まれていないが、上記文献で紹介されているように、負帰還技術や、プレディストーション技術を用いて入力電圧範囲を拡大することも可能である。
【００２９】
このようにして、自乗回路７１にて自乗された無線送信信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２，７３に出力される。
バンドパスフィルタ７２は、自乗回路７１の出力の直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する。
一方、バンドパスフィルタ７３は、自乗回路７１の出力から、当該送信系の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する。
【００３０】
なお、バンドパスフィルタ７２は、原理的にはローパスフィルタでもよいが、自乗回路７１で発生する直流オフセットの影響を排除することを考えると、変調信号に対応する部分を抽出するために必要な通過帯域をもったバンドパスフィルタであることが望ましい。
【００３１】
レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）７４は、バンドパスフィルタ７２にて抽出されたスペクトラム成分の信号レベルを測定する。
レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）７５は、バンドパスフィルタ７２にて抽出されたスペクトラム成分の信号レベルを測定する。
【００３２】
レベル比計測回路（ＲＡＴＩＯ）７６は、レベル測定回路７４にて測定されたレベルと、レベル測定回路７５にて測定されたレベルの比を計測し、この計測結果を上述した代替モニタ値として減算器８０に出力する。
【００３３】
図４に、レベル測定回路７４，７５と、レベル比計測回路７６の構成例を示す。
この図において、ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７４ａは、レベル測定回路７４に相当し、ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７５ａは、レベル測定回路７５に相当する。そして、割り算回路（÷）７６ａがレベル比計測回路７６に相当する。
【００３４】
ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）７４ａ，７５ａは、それぞれ入力信号の実効値を直流で出力する回路であり、例えばアナログデバイセズ社がＩＣとして製品化し市場に供給しているＡＤ８３６１などがその機能を持っている。
【００３５】
また、割り算回路７６ａは、二つの入力の割り算の結果を出力する割り算回路であり、これは例えば新目本無線（株）が製品として市場に供給しているアナログ掛け算器ＩＣのＮＪＭ４２００などである。構成方法については、同社の「バイポーラＩＣデータブック`９４（オーディオ/ビデオ/通信/スペシャル編）」ＰＰ７-ＰＰ１３０にて詳しく説明してある。
【００３６】
次に、上記構成の移動通信端末の送信系の動作について説明する。
まず、図５乃至図７を参照して、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０による、隣接チャネルへの漏洩電力比（代替モニタ値）の検出動作について説明する。
【００３７】
上記自乗回路７１に入力される無線送信信号は、送信系によって歪みが生じない場合、図５に示すような特性となる。この図は、キャリア周波数からの離調周波数を横軸にして、上記無線送信信号のスペクトラムを示したものである。
【００３８】
なお、この図において、±５ＭＨｚ付近にある成分は、ベースバンドでの送信信号の生成過程でのサンプリングに起因するもので、フィルタによって容易に除去できるものであり、ここでは問題としない。
【００３９】
これに対して、送信系に歪みがある場合には、図６に示すような特性となる。この図も、図５と同様に、キャリア周波数からの離調周波数を横軸にして、無線送信信号のスペクトラムを示したものである。
【００４０】
図６は、３次相互変調歪み（ＩＰ３）特性をもつ送信系のアンプにより、歪みが生じたスペクトラムであり、歪みによってスペクトラムが広がっていることが分かる。
【００４１】
このような歪みは、パワーアンプ１０など、大きな電力の信号を扱う回路で顕著に生じる。また、このようなスペクトラムの広がりは、隣接する周波数を通信に使用しているユーザへの干渉妨害となるため、移動体通信システムではこのスペクトラムの広がり部分と、所望チャネルに対応するスペクトラムの部分との電力比を、隣接チャネル漏洩電力比として厳しく規定している。
【００４２】
このような歪み持つ無線送信信号を、自乗回路７１にて自乗すると、その結果は図７に示すような特性となる。
この図に示すように、図６に示すようなスペクトルを有する無線送信信号の自乗結果は、若干、形が異なるものの、図６に現れていた、歪みによるスペクトラムの広がりが保持されている様子が分かる。
【００４３】
そして、図８に、無線送信信号を歪ませているパワーアンプ１０の歪み特性、すなわち３次相互変調特性を可変した場合における、図６における所望チャネルのスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がり部分の電力比の変化Ｃ１と、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比の変化Ｃ２を示す。
【００４４】
この図から、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムに対応する部分と歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比の特性は、図６における所望チャネルのスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がり部分の電力比と高い相関関係があることが分かる。
【００４５】
このため、図２に示した構成の隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０により、図７における所望チャネルに対応するスペクトラムと歪みによるスペクトラムの広がりに対応する部分の電力比を求めることにより、無線周波数での隣接チャネル漏洩電力比の代替モニタ値を求めることができる。
【００４６】
自乗回路７１にて自乗された無線送信信号は、バンドパスフィルタ７２，７３に出力され、バンドパスフィルタ７２により、直流付近に生じた成分から所望チャネルに対応するスペクトラムの成分Ｓ０が抽出され、一方、バンドパスフィルタ７３では、歪みによるスペクトラムの広がりに対応する成分Ｓｄが抽出される。
【００４７】
そして、バンドパスフィルタ７２によって抽出された成分Ｓ０は、レベル測定回路７４により、そのレベルが測定される。一方、バンドパスフィルタ７３によって抽出された成分Ｓｄは、レベル測定回路７５により、そのレベルが測定される。
【００４８】
このようにして測定された、所望チャネルに対応するスペクトラムの成分Ｓ０のレベルと、歪みによるスペクトラムの広がりに対応する成分Ｓｄのレベルは、レベル比計測回路７６にて両者のレベル比が計測され、代替モニタ値として減算器８０に出力される。
【００４９】
次に、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０からパワーアンプ制御部１００までのフィードバックループによって、パワーアンプ１０への供給電力を制御する動作について説明する。
【００５０】
要求される隣接チャネル漏洩電力比の観点から見てパワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力が過剰であると、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０により測定される代替モニタ値は大きな値となって、減算器８０の出力は正になり、積分器９０では正の値が累積されることになる。
【００５１】
そして、パワーアンプ制御部１００は、積分器９０の出力が正の値になっている時は、パワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力を絞るように動作するようにする。このような制御動作により、パワーアンプ１０は低消費電力の条件で動作することになる。
【００５２】
やがて、パワーアンプ１０を低消費電力で動作させることにより、歪み性能が劣化したとする。これにより、隣接チャネル漏洩電力比が劣化して、隣接チャネル漏洩電力比の設定目標である参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）に相当する値以下に劣化した場合は、減算器８０の出力が負になって、逆向きの制御、すなわちパワーアンプ１０ヘのバッテリ供給電力を増やすような制御が行われる。
【００５３】
このため、最終的に無線送信信号の隣接チャネル漏洩電力比は、ＡＣＰＲ＿ＲＥＦに相当する値に収束することとなる。
なお、上記参照値（ＡＣＰＲ＿ＲＥＦ）は固定値としてもよいし、送信出力レベルによって可変するようにしてもよい。
【００５４】
以上のように、上記構成の移動通信端末の送信系では、無線送信信号を自乗回路７１により自乗し、所望チャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信系の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００５５】
したがって、上記構成の移動通信端末の送信系によれば、無線周波数チャネルに依存することなく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、容易に隣接チャネルへの漏洩電力比を計測でき、これに基づいてパワーアンプ１０へのバッテリ供給電力を、常に必要最小限に設定できるため、消費電力を小さくすることができる。
【００５６】
尚、この発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
例えば、上記実施の形態では、自乗回路７１の構成を図３に示すものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば図９に示すように構成することも可能である。
【００５７】
図９に示す自乗回路７１は、２次歪み係数をもつ非線形素子としてＭＯＳトランジスタを用いたものである。
よく知られているように、ＭＯＳトランジスタの飽和領域でのＩ−Ｖ特性は、ＩＤをドレイン電流、ＶＧＳをゲートソース間電圧、ＶＴを閾値電圧とすると、ドレイン電流ＩＤは、ＩＤ＝Ｋ（ＶＧＳ−ＶＴ）２と表すことができる（ここで、Ｋは比例定数）。
【００５８】
今、図９に示すバイアス回路７１１にて、ＶＧＳ＝ＶＴ＋αとなるようにしておき、ＩＮＰＵＴ端子から交流結合で信号Ｖｉを入力すると、ＯＵＴＰＵＴ端子には、
Ｖ＝ＲＬ・ＩＤ
＝ＲＬ・Ｋ（Ｖｉ＋α）２
＝ＲＬ・Ｋ（Ｖｉ２＋２α・Ｖｉ＋α２）
となり、α＜Ｖｉとなるように適切にバイアスを調整すれば、近似的にＶｉの自乗を得ることができる。ここで、α２は直流オフセット成分であるが、次段のバンドパスフィルタ７２，７３でそれぞれ除去される。
【００５９】
図９では、２次歪み係数をもつ非線形素子としてＭＯＳトランジスタを例にとって説明したが、これに限定するものではなく、２次歪み係数をもつ非線形素子であれば、同様の効果を期待できる。
【００６０】
また、上記実施の形態では、レベル測定回路７４，７５と、レベル比計測回路７６の構成を、図４に示すものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば図１０に示すように構成することも可能である。
【００６１】
この図において、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）７４ｂは、レベル測定回路７４に相当し、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）７５ｂは、レベル測定回路７５に相当する。そして、減算器（＋）７６ｂがレベル比計測回路７６に相当する。
【００６２】
Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路７４ｂ，７５ｂは、入力信号レベルを対数圧縮して直流で出力するＬｏｇ＿Ａｍｐ回路であり、これは例えばアナログデバイセズ社がＩＣとして製品化し市場に供給しているＡＤ９３１０などがその機能を持っている。
【００６３】
また、減算器７６ｂは、２つの入力の引き算の結果を出力する減算回路であり、オペアンプを用いて容易に構成することができる。
このように構成によっても、容易に２つの信号レベル比を得ることができる。
【００６４】
特に、図１０では、レベル測定に、Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路７４ｂ，７５ｂを用いているので、広い入力レベル範囲にわたって動作させることが可能であり、またレベル計測出力はデシベル値となっているので、レベル比計測回路７６も単なる減算回路でよく、構成が簡単であるという利点がある。
【００６５】
そしてまた、図１１に示すようにＡ／Ｄ変換器（ＡｔｏＤ）１１０を追加し、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０を、図１２に示すように、レベル測定回路７４の出力を取り出せるように構成する。
【００６６】
そして、レベル測定回路７４の出力をＡ／Ｄ変換器１１０にてディジタル値に変換し、このディジタル値に基づいて、許容されている最大送信電力レベルを超えないように、当該移動通信端末を統括して制御するＣＰＵ２００が送信系の利得の上限を制御するようにしてもよい。
【００６７】
さらに、例えば隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の回路的な入力レベル許容範囲が十分広く、方向性結合器２０から分岐された無線送信信号が、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の回路的な入力レベル許容範囲に収まれば、必ずしも必要としない。あるいは、代わりに固定値のアッテネータを用いてもよい。
【００６８】
そしてまた、上記実施の形態では、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の出力を利用して、連続的にパワーアンプ１０ヘの供給電力を制御しているが、これに代わって例えば、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の出力をＡ／Ｄ変換する。
【００６９】
そして、この変換結果をＣＰＵに取り込み、ＣＰＵにて減算器８０や積分器９０の機能をソフトウェアで実現し、パワーアンプ制御部１００を不連続的に制御するような構成としてもよい。
【００７０】
いずれにしても、本発明は、その実現方法に関して、隣接チャネル漏洩電力比モニタ７０の自乗回路７１の出力以降がベースバンド周波数であるため、集積回路による小型化が容易であり、移動通信端末を制御するＣＰＵに搭載することができる。
【００７１】
そしてまた、アナログ回路実現かディジタル回路実現か、あるいはハードウェア実現かソフトウェア実現かなど、採用技術に融通性が大きいという利点を持っており、特定の実現方法に限定されるものではない。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を施しても同様に実施可能であることはいうまでもない。
【００７２】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出するようにしている。
【００７３】
したがって、この発明によれば、使用するチャネルの周波数に関係なく、低周波領域におけるスペクトラムのレベル分析により隣接チャネル漏洩電力比を検出できるので、容易に実現が可能な漏洩電力比検出回路を提供できる。
【００７４】
また、この発明では、無線周波信号を自乗手段により自乗し、この自乗手段の自乗結果のうち、所望のチャネルのスペクトラムと相関のある、直流を中心とした低周波スペクトラム成分と、送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分とに基づいて、隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する。そして、この検出した隣接チャネルへの漏洩電力比が、予め設定したレベルとなるように、電力増幅手段への供給電力を制御するようにしている。
【００７５】
したがって、この発明によれば、常に必要最小限の供給電力で電力増幅器を動作させて、消費電力を軽減することが可能な移動通信端末の制御回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係わる移動通信端末の送信系の一実施形態の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した送信系の隣接チャネル漏洩電力比モニタの構成を示す回路ブロック図。
【図３】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタの自乗回路の構成を示す回路ブロック図。
【図４】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタのレベル測定回路およびレベル比測定回路の構成を示す回路ブロック図。
【図５】無線送信信号のキャリア周波数からの離調周波数のスペクトラムを示す図。
【図６】無線送信信号のキャリア周波数からの離調周波数のスペクトラムを示す図。
【図７】無線送信信号を自乗した場合における、直流付近を中心とした低周波に発生するスペクトラムを示す図。
【図８】図１に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタにて検出される代替モニタ値と、隣接チャネルへの漏洩電力比との相関を説明するための図。
【図９】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタの自乗回路の他の構成例を示す回路ブロック図。
【図１０】図２に示した隣接チャネル漏洩電力比モニタのレベル測定回路およびレベル比測定回路の他の構成例を示す回路ブロック図。
【図１１】この発明に係わる移動通信端末の送信系の一実施形態の構成を示す回路ブロック図。
【図１２】図１１に示した送信系の隣接チャネル漏洩電力比モニタの構成を示す回路ブロック図。
【符号の説明】
１０…パワーアンプ（ＰＡ）
２０…方向性結合器（ＣＰＬ）
３０…アイソレータ
４０…デュプレクサ
５０…アンテナ
６０…可変アッテネータ
７０…隣接チャネル漏洩電力比モニタ
７１…自乗回路（Ｘ２）
７２，７３…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
７４，７５…レベル測定回路（ＬＥＶＥＬ）
７４ａ，７５ａ…ＲＭＳｔｏＤＣ回路（ＲＭＳｔｏＤＣ）
７４ｂ，７５ｂ…Ｌｏｇ＿Ａｍｐ回路（Ｌｏｇ＿Ａｍｐ）回路
７６…レベル比計測回路（ＲＡＴＩＯ）
７６ａ…割り算回路（÷）
７６ｂ…減算器
８０…減算器
９０…積分器
１００…パワーアンプ制御部
１１０…Ａ／Ｄ変換器（ＡｔｏＤ）
２００…ＣＰＵ
７１１…バイアス回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６…トランジスタ
Claims (11)
- 無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を少なくとも備えた送信回路にて生成された無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力を検出する漏洩電力比検出回路において、
前記送信回路にて生成された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、
この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、
前記自乗手段の自乗結果から、前記送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段とを具備することを特徴とする漏洩電力比検出回路。 - 前記自乗手段は、少なくとも２つの信号を乗算する乗算手段を用いて、前記無線周波信号を自乗するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の漏洩電力比検出回路。
- 前記自乗手段は、２次の歪み係数を有する非線形素子を用いて、前記無線周波信号を自乗するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の漏洩電力比検出回路。
- 前記漏洩電力比検出手段は、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分の実効値を検出する第１のレベル検出手段と、
前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分の実効値を検出する第２のレベル検出手段と、
前記第１のレベル検出手段にて検出した実効値と、前記第２のレベル検出手段にて検出した実効値との比から、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する割算手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の漏洩電力比検出回路。 - 前記漏洩電力比検出手段は、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルのデシベル値を検出する第１のレベル検出手段と、
前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルのデシベル値を検出する第２のレベル検出手段と、
前記第１のレベル検出手段にて検出したデシベル値と、前記第２のレベル検出手段にて検出したデシベル値とを減算して、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する減算手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の漏洩電力比検出回路。 - 送信系に、少なくとも無線周波信号の電力増幅を行う電力増幅手段を備えた移動通信端末を制御する制御回路において、
前記電力増幅手段により電力増幅された無線周波信号の一部を分岐する分岐手段と、
この分岐手段により分岐された無線周波信号を自乗して、低周波成分を生成する自乗手段と、
この自乗手段の自乗結果のうち、直流付近を中心に生じた低周波成分から、所望のチャネルに対応するスペクトラム成分を抽出する第１のフィルタと、
前記自乗手段の自乗結果から、前記送信回路の歪みによるスペクトラムの広がりに対応するスペクトラム成分を抽出する第２のフィルタと、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルと、前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルとから、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する漏洩電力比検出手段と、
この漏洩電力比検出手段にて検出した漏洩電力比が、予め設定したレベルとなるように、前記電力増幅手段への供給電力を制御する電力増幅制御手段とを具備することを特徴とする移動通信端末の制御回路。 - 前記自乗手段は、少なくとも２つの信号を乗算する乗算手段を用いて、前記無線周波信号を自乗するようにしたことを特徴とする請求項６に記載の移動通信端末の制御回路。
- 前記自乗手段は、２次の歪み係数を有する非線形素子を用いて、前記無線周波信号を自乗するようにしたことを特徴とする請求項６に記載の移動通信端末の制御回路。
- 前記漏洩電力比検出手段は、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分の実効値を検出する第１のレベル検出手段と、
前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分の実効値を検出する第２のレベル検出手段と、
前記第１のレベル検出手段にて検出した実効値と、前記第２のレベル検出手段にて検出した実効値との比から、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する比較手段とを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項８のいずれかに記載の移動通信端末の制御回路。 - 前記漏洩電力比検出手段は、
前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルのデシベル値を検出する第１のレベル検出手段と、
前記第２のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルのデシベル値を検出する第２のレベル検出手段と、
前記第１のレベル検出手段にて検出したデシベル値と、前記第２のレベル検出手段にて検出したデシベル値とを減算して、前記無線周波信号の隣接チャネルへの漏洩電力比を検出する減算手段とを備えることを特徴とする請求項６乃至請求項８のいずれかに記載の移動通信端末の制御回路。 - 前記第１のフィルタにて抽出したスペクトラム成分のレベルに基づいて、送信される無線周波信号の最大電力レベルを制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項６に記載の移動通信端末の制御回路。
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