WO2013136860A1 - 送信装置および送信方法 - Google Patents

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慎吾 山之内
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated

Definitions

  • the present invention relates to a transmission apparatus and a transmission method, and particularly to a transmission apparatus and a transmission method that are used in wireless communication and transmit RF (Radio Frequency) signals in a plurality of carrier frequency bands.
  • RF Radio Frequency
  • a power amplifier (PA) that amplifies an RF signal to be transmitted consumes power, among other components of the transmission device. Therefore, in the development of a transmission apparatus, improvement of power efficiency of a power amplifier (PA) is regarded as an important issue.
  • linear modulation has become the mainstream for improving spectral efficiency. This linear modulation has severe requirements for signal distortion.
  • the average output power is set so that the instantaneous maximum output (peak) power becomes equal to or lower than the saturated output power. That is, in a power amplifier (PA), the higher the ratio of peak power to average power (Peak-to-Average Ratio (hereinafter abbreviated as PAR)) of a signal to be amplified, the more linearity is maintained. In addition, it is necessary to set the average output power lower than the saturation output power.
  • PAR Peak-to-Average Ratio
  • the power amplifier (PA) reduces the ratio of the supply power supplied to the power amplifier (PA) and the output power extracted from the power amplifier (PA) as the average output power is lowered from the saturated output power to a lower ratio. (Power efficiency) decreases. The decrease in power efficiency is a problem against energy saving.
  • the PAR of the RF signal has a unique value for each communication standard.
  • high-speed wireless communication such as CDMA (Code Division Multiple Access), WLAN (Wireless Local Area Network), terrestrial digital broadcasting, and LTE (Long Term Evolution) used in recent years
  • the PAR is as large as about several dB to several tens of dB. Value.
  • Such a PAR size is a factor that greatly reduces the power efficiency of the power amplifier (PA).
  • PA power amplifier
  • FIG. 1 shows an example of an envelope tracking (ET) type power amplifier which is a kind of polar modulation technology.
  • ET envelope tracking
  • transmission signal data is input to the input terminal 401 of the polar modulator 411, the amplitude component signal 403 of the transmission signal data is output to the output terminal 402 of the polar modulator 411, and the output terminal 407 of the polar modulator 411 is output.
  • An RF modulation signal 408 in which the amplitude component and phase component of the transmission signal data are mounted on a carrier wave is output.
  • the polar modulator 411 also has a function capable of individually setting output timings of the amplitude component signal 403 and the RF modulation signal 408 to desired values.
  • the power supply modulator 404 outputs an amplitude component signal 405 obtained by amplifying the amplitude component signal 403, and modulates a power supply terminal 409 of an RF-PA (Radio Frequency Power Amplifier) 406 by the amplitude component signal 405.
  • the RF modulation signal 408 output to the output terminal 407 of the polar modulator 411 is input to the RF-PA 406.
  • An RF modulation signal 410 in which the amplitude component and phase component of the transmission signal data are carried on the carrier wave and amplified is output to the output terminal 412 of the RF-PA 406.
  • the voltage of the power supply terminal 409 of the RF-PA 406 is controlled in accordance with the amplitude of the RF modulation signal 410.
  • the voltage of the power supply terminal 409 of the RF-PA 406 is lowered accordingly, so that the power supplied from the power supply modulator 404 to the RF-PA 406 is minimized when the output is low. Therefore, useless power consumption can be suppressed.
  • CA Carrier-Aggregation
  • the communication stability can be improved by simultaneously communicating at the carrier frequencies.
  • a transmission apparatus and a transmission method for transmitting RF signals in a plurality of bands are required.
  • Such a transmission apparatus is also required to improve power efficiency.
  • FIG. 2 is a functional configuration diagram of a transmission device disclosed as a wireless communication device in Patent Document 1. 2 has a function of transmitting RF signals in a plurality of bands and a function of improving power efficiency by applying a polar modulation technique.
  • the modulation signal generated by the modulation signal generator 61 is converted from a signal in an orthogonal coordinate system to a signal in a polar coordinate system by a polar control unit 62 to obtain phase information.
  • an AM signal having amplitude information.
  • the separated PM signal is used for phase modulation for the frequency generator 11 by the PM control unit 63.
  • the AM signal is used for power supply modulation for the PAs 21 and 31 by the power supply modulator 64. That is, polar modulation technology is applied in which the power supplied from the power supply modulator 64 to the PA 21 and PA 31 is also increased or decreased in accordance with the increase or decrease in the output power of the PA 21 and PA 31. This suppresses a decrease in power efficiency even in a high back-off state where the average output power is low.
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • Path selection switches 14 and 41 are provided.
  • PA21 amplifies the RF signal of the radio communication system (GSM) having the carrier frequency f c1
  • PA31 amplifies the RF signal of the radio communication system (UMTS) having the carrier frequency f c2 .
  • the path selection switches 14 and 41 are switched by the control signal from the controller 15 so that the PA 21 inputs and outputs the RF signal.
  • a control signal from the controller 15 PA31 is is switched path selection switches 14 and 41 so as to input and output an RF signal.
  • the transmitting apparatus shown in FIG. 2 does not support the CA technique that outputs two desired frequency components f c1 and f c2 at the same time. However, the frequency components f c1 and f c2 are switched over time and the frequency of one frequency is changed. It has a multiband operation function.
  • JP 2006-324878 A Special table 2011-512098 gazette JP 2005-244826 A JP 2006-270923 A JP 2008-205821 A
  • an object of the present invention is to provide a transmission apparatus and a transmission method that can solve the above-described problems.
  • the transmission device of the present invention includes: A polar modulator that generates a power modulation signal and an RF (Radio Frequency) signal of a plurality of carrier frequency bands to be transmitted; A power amplifier for amplifying the RF signal from the polar modulator; A power supply modulator that modulates a power supply terminal of the power amplifier with a signal obtained by amplifying the power supply modulation signal from the polar modulator, The power supply modulation signal is set by a function having as an argument the power of the RF signal of each carrier frequency band output from the power amplifier.
  • the transmission method of the present invention includes: A transmission method by a transmission device that generates RF signals of a plurality of carrier frequency bands and transmits them through a power amplifier, Detecting the power of the RF signal of each carrier frequency band output from the power amplifier; Setting a power supply modulation signal as a function having the detected RF signal power of each carrier frequency band as an argument; And modulating the power supply terminal of the power amplifier by the power supply modulation signal output from the power supply modulator.
  • a single power amplifier simultaneously amplifies RF signals of a plurality of carrier frequency bands, and a single power supply modulator modulates a power supply terminal of the power amplifier.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing input / output power characteristics of a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3.
  • PA dual-band power amplifier
  • FIG. 4 is a characteristic diagram illustrating power characteristics of an output signal at the time of saturation when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3.
  • PA dual-band power amplifier
  • FIG. 4 is a characteristic diagram illustrating power characteristics of an output signal at the time of saturation when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing a relationship between a saturation output and a power supply voltage when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3.
  • PA dual-band power amplifier
  • FIG. 3 shows PA output power and power efficiency when a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3 receives two RF signals with different carrier frequencies and operates the PA under a constant power supply voltage.
  • FIG. 3 shows PA output power and power efficiency when a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3 receives two RF signals with different carrier frequencies and operates the PA under a constant power supply voltage.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the setting of the power supply voltage with respect to PA output power at the time of inputting two RF signals from which a carrier frequency differs into the dual band power amplifier (PA) which was an example of the power amplifier of FIG.
  • PA dual-band power amplifier
  • PA dual band power amplifier
  • PA PA
  • FIG. 3 A characteristic showing PA power gain when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to a dual band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3 and the PA is operated with the power supply voltage setting of FIG.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the setting of the power supply voltage with respect to PA output power at the time of inputting two RF signals from which a carrier frequency differs into the dual band power amplifier (PA) which was an example of the power amplifier of FIG.
  • FIG. 3 A characteristic showing the PA power gain when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to the dual band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3 and the PA is operated with the power supply voltage setting of FIG.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing an output signal at the time of saturation when two RF signals having different carrier frequencies are simultaneously input to a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier of FIG. 3.
  • ACPR adjacent channel leakage power
  • the main feature of the present invention is to realize a transmission apparatus including a power amplifier compatible with a CA (Carrier-Aggregation) technique capable of simultaneously amplifying signals of a plurality of frequencies generated by a signal generator. .
  • CA Carrier-Aggregation
  • a transmitting apparatus of the present invention includes a polar modulator that generates a power supply modulation signal and an RF (Radio ⁇ Frequency) signal in a plurality of carrier frequency bands to be transmitted, a power amplifier that amplifies the RF signal from the polar modulator, A power supply modulator that modulates the power supply terminal of the power amplifier with a signal obtained by amplifying the power supply modulation signal from the modulator, and the power supply modulation signal is an argument of the power of the RF signal of each carrier frequency band output from the power amplifier
  • the main feature is that it is set as a function.
  • RF signals of a plurality of carrier frequency bands are simultaneously amplified by one power amplifier. Therefore, the number of power amplifiers is one regardless of the number of RF signals having carrier frequencies to be amplified. One is enough. Furthermore, since only one power amplifier is used in the transmission apparatus of the present invention, only one power supply modulator is required. Therefore, in the transmission apparatus according to the present invention, a high power efficiency transmission apparatus can be configured with a smaller number of power amplifiers and power supply modulators as compared with the transmission apparatuses described in Patent Documents 1 to 5. Size and cost can be reduced.
  • RF signals in a plurality of carrier frequency bands are simultaneously amplified by a single power amplifier, so there is no need to install a switch for switching the used frequency band at the input or output of the power amplifier. . Therefore, in the transmission apparatus of the present invention, it is possible to avoid an increase in circuit size and cost due to the installation of such a switch, or a decrease in power efficiency of the entire transmission apparatus due to an insertion loss of the switch.
  • FIG. 3 is a block configuration diagram showing a block configuration of the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus in the first embodiment shown in FIG. 3 includes at least a polar modulator 601, a power supply modulator 602, a power amplifier 603, and a coupler 604.
  • the polar modulator 601 and the power supply modulator 602 are connected via a terminal 607.
  • the power supply modulator 602 and the power amplifier 603 are connected via a terminal 608.
  • the polar modulator 601 and the power amplifier 603 are connected via a terminal 605.
  • the coupler 604 is installed on the output side of the power amplifier 603.
  • the coupler 604 and the polar modulator 601 are connected via a terminal 609.
  • Polar modulator 601 is different from the carrier frequencies f c1, f c2 each other, ..., RF signals 621 1, 621 2 each having a f cn, ..., at the same time to generate a 621 n, and outputs to the terminal 605.
  • the RF signals 621 1 , 621 2 ,..., 621 n are input to the power amplifier 603 via the terminal 605.
  • the signal is output to the terminal 606 via the coupler 604.
  • the power amplifier 603 may be a power amplifier in which input / output matching design is performed at two or more frequencies as disclosed in Non-Patent Document 2 described in the above Non-Patent Document section. good.
  • the power amplifier 603 may be a broadband power amplifier that covers the frequency range from the carrier frequency f c1 to f cn .
  • the configuration of the wideband power amplifier for example, the configuration disclosed in Non-Patent Document 3 or Non-Patent Document 4 described in the above-mentioned Non-Patent Document section may be adopted.
  • 1 RF signals 622, 622 2, ..., 622 in order to suppress the loss of n, RF signals 625 1, 625 2 which is branched by a coupler 604, ..., power of 625 n is preferably lower.
  • the RF signals 625 1 , 625 2 ,..., 625 n are input to the polar modulator 601 via the terminal 609.
  • Polar modulator 601 RF signals 625 1, 625 2 input, ..., based on 625 n, RF signals 622 1, 622 2, ..., 622 each instantaneous power of n P OUT1 (t), P OUT2 (T),..., P OUTn (t) is detected.
  • Polar modulator 601 outputs power supply modulation signal 623 to terminal 607.
  • the voltage waveform V AM # IN (t) of the power supply modulation signal 623 is the instantaneous power P OUT1 (t), P OUT2 (t) of the RF signals 622 1 , 622 2 ,... 622 n detected by the polar modulator 601. , ..., P OUTn (t) is defined as a function.
  • the power supply modulation signal 623 output to the terminal 607 is amplified by the power supply modulator 602 and output to the terminal 608 as the power supply modulation signal 624.
  • the power supply voltage of the power amplifier 603 is modulated by the voltage waveform V AM # OUT (t) of the power supply modulation signal 624.
  • Source voltage waveform V AM # OUT of the modulated signal 624 (t) also, 1 RF signals 622, 622 2, ..., 622 instantaneous power of n P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., P OUTn (t ) As an argument.
  • RF signals 622 1, 622 2 output from the power amplifier 603, ..., 622 instantaneous power of n P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., P OUTn (t) is
  • the voltage waveform V AM # OUT (t) of the power supply modulation signal 624 is reduced to suppress the power supply from the power supply modulator 602 to the power amplifier 603, thereby reducing the power consumption of the power amplifier 603 and the entire transmission apparatus. It can be suppressed and power efficiency can be improved.
  • Non-Patent Document 5 As disclosed in Non-Patent Document 5 and the like described in the above-mentioned Non-Patent Document section, generally, when the band of the output voltage waveform of the power supply modulator becomes wider, the efficiency of the power supply modulator decreases and the output signal error increases. Problems arise. Therefore, the operation band of the power modulator that can be realized by the current technology represented by Non-Patent Document 5 is limited to several tens of MHz or less.
  • the modulation bandwidth f BB of one carrier frequency of the RF signal is a 20MHz at the maximum.
  • the carrier frequency may be set to 800 MHz and 2 GHz band, and thus the difference ⁇ f between the carrier frequencies may be taken to be 1 GHz or more. is there.
  • the output voltage waveform V AM # OUT of the above as the power modulation signal 624 (t) is, 1 RF signals 622, 622 2, ..., 622 instantaneous power of n P OUT1 (t), P OUT2 ( t),..., P OUTn (t) is a function as an argument. Then, the instantaneous power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., band P OUTn (t), each RF signal 622 1, 622 2, ..., at the same level as the modulation bandwidth f BB of 622 n Yes, determined independently of the difference ⁇ f between the carrier frequencies.
  • the operating band required power modulator 602 does not depend on the magnitude of the difference ⁇ f of the carrier frequencies, each RF signal 622 1, 622 2, ..., of 622 n modulation bandwidth f The same level as BB .
  • an operating band severe tens of MHz
  • the operating band maximum 20 MHz
  • a power supply modulator according to the current technology represented by Non-Patent Document 5 is a preferred embodiment of the power supply modulator 602.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing input / output power characteristics of a dual-band power amplifier (PA) as an example of the power amplifier 603 of FIG.
  • the carrier frequency f c1 is 800 MHz
  • the carrier frequency f c2 is 2 GHz.
  • the input / output power characteristics of the power amplifier 603 are shown respectively.
  • the power amplifier 603 described here is configured to input the RF signal 621 1 having the carrier frequency f c1 and the RF signal 621 2 having the carrier frequency f c2 . Both are designed to obtain approximately the same saturation output power.
  • the output power when the power amplifier 603 is saturated is plotted while changing P in1 ⁇ P in2 (dB).
  • the power amplifier 603 in this case is the power amplifier 603 in both the case where only the RF signal 621 1 having the carrier frequency f c1 is input and the case where only the RF signal 621 2 having the carrier frequency f c2 is input.
  • the output power at the time of saturation is designed to take a saturation output power P sat having substantially the same value.
  • the saturation output power P sat of the power amplifier 603 is a constant value that does not depend on the difference ⁇ P in of the input power of the RF signal of each carrier frequency.
  • the saturated output power P sat of the actual power amplifier 603 is indicated by a solid line.
  • fitting by the relational expression P sat ⁇ V AM # OUT 2 is indicated by a broken line. From the characteristic diagram of FIG.
  • the power supply voltage is controlled so that the desired output power always coincides with the saturated power, so that a saturated state of high power efficiency is always realized regardless of fluctuations in the output power. Therefore, also in the present embodiment, it is desirable to set the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 so that the power amplifier 603 is always saturated. From the results obtained so far that the saturated output power P sat is determined by the total output power value (P out1 + P out2 ) of the RF signal and the result of the expression (1), the output voltage V AM # of the power supply modulator 602 is obtained.
  • a desirable setting for OUT (t) is given by equation (2) below using the instantaneous powers P out1 (t) and P out2 (t) of the RF output signals 622 1 and 622 2 .
  • C is a proportionality constant. If the proportionality constant C is made small and the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set low, the gain decreases, but the power efficiency tends to improve. Conversely, when the proportionality constant C is increased and the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set high, the power efficiency is lowered but the gain tends to be improved. It is desirable to set the proportionality constant C according to the desired characteristics.
  • the effect of the present embodiment is shown through the characteristics of the power amplifier 603 when (t) is set by the equation (2).
  • P in1 -P in2 (dB) was set to -6 dB.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 is set to the power total value (P out1 + P out2 ) of the RF signals 622 1 and 622 2 output from the power amplifier 603. Settings were made as shown in FIG. In FIG.
  • the power efficiency ⁇ of the power amplifier 603 under the conditions of FIG. 8 and the powers P out1 and P out2 of the RF signals 622 1 and 622 2 output from the power amplifier 603 are shown in FIG.
  • the power efficiency ⁇ is obtained by using the power P AM supplied from the power supply modulator 602 toward the power amplifier 603 and the powers P out1 and P out2 of the RF signals 622 1 and 622 2 , Is defined as
  • the power efficiency ⁇ of the power amplifier 603 is maintained at a substantially constant value.
  • the power amplifier 603 regardless of the value of the power difference ⁇ P in of the RF signal of each carrier frequency input to the power amplifier 603, when the RF output power of the power amplifier 603 decreases, the power amplifier 603 The power efficiency ⁇ can be kept high.
  • the power efficiency ⁇ is reduced to about 1/3 of the maximum value.
  • the power efficiency ⁇ greatly decreases as the RF output powers P out1 and P out2 of the power amplifier 603 decrease.
  • FIG. 13 shows power gains G 1 and G 2 at each carrier frequency when the power difference ⁇ P in with the input power P in2 of the 2 GHz RF signal 621 2 is +18 dB.
  • the power gain due to a decrease in the supply voltage V AM # OUT G 1 and G 2 tend to decrease.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 is a desirable setting when the RF signals 621 1 and 621 2 having two carrier frequencies are input to the power amplifier 603.
  • a desirable setting of the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 when RF signals 621 1 , 621 2 ,..., 621 n having two or more carrier frequencies are input to the power amplifier 603 is RF output.
  • signals 622 1, 622 2, ..., 622 n of the power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., using a P OUTn (t) is extended by the following equation (4).
  • FIG. 14 is a diagram showing the setting of the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 in the first modification of the first embodiment of the present invention.
  • the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set as shown in FIG. Also good.
  • the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set as shown in the following equation (5).
  • the power supply voltage V AM # OUT is set to C ⁇ P out1 (t) + P out2 (t), and P out1 ( t) + P out2 (t) ⁇ ( the power supply voltage V AM # OUT at V th / C) period that satisfies 2 is set to V th.
  • the power supply voltage V AM # OUT is not lowered below the threshold value V th when the RF output power P out1 and P out2 of the power amplifier 603 is lowered.
  • the decrease in power gains G 1 and G 2 of power amplifier 603 due to the decrease in power supply voltage V AM # OUT is suppressed.
  • FIG. 15 and FIG. 16 show the characteristics of the power amplifier 603 when the power supply voltage control is performed with the power supply voltage V AM # OUT set in FIG. 14 and Expression (5).
  • the power efficiency ⁇ slightly decreases as shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing the setting of the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 in the second modification of the first embodiment of the present invention.
  • the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set as shown in FIG. Also good.
  • the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 is set as shown in the following equation (6).
  • the middle equation indicates that C 2 ⁇ P th2 and C 1 ⁇ P th1 have the same value.
  • the value of the proportionality constant C 2 at the time of low output power below the threshold power P th2 is set to the high output power above the threshold power P th1. In this embodiment, it is desirable to set the value to be equal to or greater than the value of the proportionality constant C 1 at the time.
  • the power supply voltage V AM # OUT at the time of low output power below the threshold power P th2 as compared with the case where the single proportional coefficient C shown in FIG. 8 is used.
  • the power gain at the time of low output power can be slightly increased. Further, the power supply voltage V AM # OUT is controlled even when the output power is lower than the threshold power P th2 , so that a decrease in power efficiency ⁇ at the time of low output power can be suppressed to some extent.
  • FIG. 18 and FIG. 19 show the characteristics of the power amplifier 603 when the power supply voltage control is performed with the power supply voltage V AM # OUT set in FIG. 17 and the equation (6).
  • This reduction in power gain is realized by increasing the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 by increasing the value of the proportionality constant C 2 at the time of low output power below the threshold power P th2 .
  • FIG. 19 shows the characteristics of the power amplifier 603 when the power supply voltage control is performed with the power supply voltage V AM # OUT set in FIG. 17 and the equation (6).
  • This reduction in power gain is realized by increasing the power supply voltage V AM # OUT of the power amplifier 603 by increasing the value of the proportionality constant C 2 at the time of low output power
  • the function h can be determined by measuring the relationship between the saturated output power P sat of the power amplifier 603 and the output voltage V AM # OUT of the power supply modulator 602.
  • the function shown in FIG. 14 and Expression (5) may be used, or the function shown in FIG. 17 and Expression (6) may be used. That is, the function h may be set arbitrarily so that desired power efficiency and gain can be obtained. (Fourth modification of the first embodiment) Figure 20, in one example and the above dual-band power amplifier of the power amplifier 603 in FIG.
  • FIG. 20 uses the same data as FIG. 5 and changes the way the graph is displayed.
  • the RF signal 622 1 output power P out1 of the carrier frequency f c1 at saturation, the between the RF signal 622 2 output power P out2 saturated when the carrier frequency f c2 Approximately, the relationship of Formula (9) can be seen.
  • Formula (9) is an approximate relationship to the last.
  • the relationship between the output power P out1 of the RF signal 622 1 at the carrier frequency f c1 at saturation and the output power P out2 of the RF signal 622 2 at the carrier frequency f c2 at saturation based on actual characteristics is shown in FIG. As shown in the graph, it is expressed by Expression (10) using the implicit function u.
  • the implicit function u is determined from the measurement data of the output power P out1 of the RF signal 622 1 of the carrier frequency f c1 at saturation and the output power P out2 of the RF signal 622 2 of the carrier frequency f c2 at saturation.
  • RF signals 621 1 of two or more carrier frequencies in the power amplifier 603, 621 2, ..., 621 in the case where n is input RF output signal 622 1 at saturation, 622 2, ..., of 622 n power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., the relationship between P OUTn (t) is expanded as the following equation (11).
  • the function w is a composite function of the function f ⁇ 1 and the function u.
  • the output voltage V AM # OUT of the power supply modulator 602 is set to a general value of the powers P OUT1 (t), P OUT2 (t),..., P OUTn (t) according to the equation (12).
  • the power amplifier 603 By setting with the function w, the power amplifier 603 always operates in a saturated state, resulting in high power efficiency.
  • FIG. 21 shows a block configuration of a transmission apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the power supply modulator 602, the power amplifier 603, and the coupler 604 have the same configuration and function as those of the transmission apparatus according to the first embodiment. Absent.
  • the polar modulator 601 includes a baseband signal generator 801 1 , 801 2 ,... 801 n , a local oscillation (LO) signal generator 802 1 , 802 2, ..., and 802 n, mixer 803 1, 803 2, ..., and 803 n, RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., and 804 n, that the RF signal combiner 805, a variable gain amplifier ( VGA) 806 1 , 806 2 ,... 806 n , a controller 807, a duplexer 808, a square root 809, a power supply modulation signal delay adjuster 810, and an adder 811.
  • VGA variable gain amplifier
  • a baseband signal generator 801 1, 801 2, ..., 801 n the base band signal b in1 (t), b in2 (t), ..., b inn (t) , respectively mixers 803 1 , 803 2 ,..., 803 n .
  • LO Local oscillator
  • the mixers 803 1 , 803 2 ,..., 803 n transfer the baseband signals b in1 (t), b in2 (t),..., B inn (t) to the carrier frequencies f c1 , f c2 ,. performs frequency conversion (up-conversion), the carrier frequency f c1, f c2, ..., RF signals 621 1, 621 2 f cn, ..., respectively generate 621 n.
  • RF signals 621 1, 621 2, ..., 621 n are respectively an RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., input via the 804 n to the RF signal combiner 805, RF signal combiner 805 Synthesis The RF signals 621 1 , 621 2 ,..., 621 n output to the terminal 605.
  • the RF signal synthesizer 805 may be implemented using a broadband hybrid coupler that can be used in a range of carrier frequencies f c1 , f c2 ,..., F cn , for example.
  • RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., 804 n includes a mixer 803 1, 803 2, ..., has been established to the output side of 803 n, instead, the mixer 803 1, 803 2, .., 803 n may be installed on the input side.
  • the baseband signal generator 801 1, 801 2, ..., 801 n , the base band signal b in1 (t), b in2 (t), ..., b inn power (t) P in1 (t) , P in2 ( t), ..., a P inn (t), a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., are input to 806 n.
  • a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., 806 n each gain G AM1, G AM2, ..., has a G AMn, power P in1 input (t), P in2 (t ), ..., P inn (t) is amplified to G AM1 P in1 (t), G AM2 P in2 (t),..., G AMn P inn (t) and output to the adder 811.
  • the variable gain amplifiers (VGA) 806 1 , 806 2 ,..., 806 n do not necessarily have a gain of 0 dB or more, and may be replaced with variable attenuators.
  • a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., 806 n are respectively gain control terminal 814 1, 814 2, ..., and a 814 n. Controller 807 the gain control terminal 814 1 from 814 2, ..., a control signal output to 814 n, a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2, ..., respective gains G AM1 of 806 n, G AM2 ... G AMn is set.
  • the adder 811 outputs G AM1 P in1 (t) + G AM2 P in2 (t) +... + G AMn P inn (t), which is the added value of the input signal, to the square root 809.
  • the adder 811 may be implemented with an operational amplifier, for example, according to the method disclosed in Chapter 5 of Non-Patent Document 6 described in the above-mentioned Non-Patent Document section.
  • G RF1 P out1 / P in1
  • G RF2 P out2 / P in2
  • G RFn P outn / P inn, prescribed by.
  • the frequency dependence of the power gain The effect of the power is great, and there is a large difference between the values of the power gains G RF1 , G RF2 ,.
  • the power gains G RF1 , G RF2 ,..., G RFn of the transmitters are variable gain amplifiers (VGA) 806 1 , 806 2 ,..., 806 n gains G AM1 , G AM2 ,. It is desirable to have the relationship of the following formula (13).
  • Equation (13) is also equivalent to the following Equation (14).
  • the controller 807 variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2, the ..., by controlling the gain of 806 n, equation (13) to the relationship of the formula (14) so as to satisfy the gain G AM1, G AM2, ..., G AMn is set.
  • the signal G AM1 P in1 (t) + G AM2 P in2 (t) +... + G AMn P inn (t) output from the adder 811 to the square root extractor 809 is P out1 (t) + P out2 ( t) +... + P outn (t) proportional.
  • the signal inputted G AM1 P in1 (t) + G AM2 P in2 (t) + ... + G AMn P is the square root of the inn (t) sqrt [G AM1 P in1 (t) + G AM2 P in2 ( t) +... + G AMn P inn (t)] is output to the terminal 607 as the power supply modulation signal 623 via the power supply modulation signal delay adjuster 810.
  • the square root extractor 809 may be implemented by an IC multiplier, for example, according to the method disclosed in Chapter 7 of Non-Patent Document 6 described in the above-mentioned Non-Patent Document section.
  • the power supply modulation signal 623 output to the terminal 607 is sqrt.
  • the signal is proportional to [P out1 (t) + P out2 (t) +... + P outn (t)].
  • the power supply modulation signal 623 is amplified by the power supply modulator 602 and output to the terminal 608 as the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 is given by equation (4). Set to something.
  • Input terminals 812 1, 812 2 of the controller 807, ..., the 812 n respectively baseband signal b in1 (t), b in2 (t), ..., the power P in1 (t) of b inn (t), P in2 (t),..., P inn (t) are input.
  • the RF signals 625 1 , 625 2 ,..., 625 n of the carrier frequencies f c1 , f c2 ,..., F cn output to the terminal 609 via the coupler 604 installed on the output side of the power amplifier 603. Is input to the duplexer 808.
  • the duplexer 808 has a function of dividing and outputting RF signals having different carrier frequencies to different output terminals. That duplexer 808, RF signals 625 1, 625 2, ..., a 625 n, input terminals 813 1, 813 2, ..., and outputs divided into 813 n.
  • the controller 807 includes an input terminal 813 1, 813 2, ..., 813 RF signal 625 1 is input to the n, 625 2, ..., 625 based on n, RF signal 622 1 output from the power amplifier 603, 622 2 ,..., 622 n powers P OUT1 (t), P OUT2 (t),..., P OUTn (t) are calculated.
  • the controller 807 is a variable gain amplifier (VGA) 806 1 , 806 based on the power gains G RF1 , G RF2 ,.
  • VGA variable gain amplifier
  • Controller 807 a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., the gain G AM1 of 806 n, G AM2, ..., so G AMn becomes a desired value calculated in operation, the gain control terminal 814 1 , 814 2 ,... 814 n , a control signal is output.
  • VGA variable gain amplifier
  • RF signals 622 1, 622 2, ..., so as to minimize the signal distortion of 622 n is output from the polar modulator 601 , 621 n and the power supply modulation signal 624 are set for transmission timing of the RF signals 621 1 , 621 2 ,.
  • the controller 807 includes an input terminal 813 1, 813 2, ..., RF signal 625 which is input to 813 n 1, 625 2, ..., based on 625 n, RF signals 622 1, 622 2, ..., of 622 n Detect signal distortion. Controller 807, RF signals 622 1, 622 2 that has detected, ..., so as to minimize the signal distortion of 622 n, RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., 804 n and the power modulation signal delay adjustment The function of setting the signal delay time in the device 810 is provided.
  • the signal delay times of the RF signal delay adjusters 804 1 , 804 2 ,..., 804 n are set by a control signal output from the controller 807 to the control terminal 815.
  • the signal delay time of the power supply modulation signal delay adjuster 810 is set by a control signal output from the controller 807 to the control terminal 816.
  • variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., the gain G AM1 of 806 n, G AM2, ..., G AMn and, RF signal delay adjuster 804 1, 804 2 ,..., 804 n and the optimum value of the signal delay time in the power supply modulation signal delay adjuster 810 are obtained.
  • the gain and signal delay time may be fixed at the optimum values obtained once, or may be updated again after an appropriate time.
  • FIG. 22 is a block diagram showing an internal configuration of the controller 807.
  • the controller 807 includes an analog-digital converter (ADC: Analog Digital Converter) 1001 1, 1001 2, ..., 1001 n, 1002 1, 1002 2, ..., 1002 n, 1005 1, 1005 2 , ..., and 1005 n, a digital-to-analog converter (DAC: digital analog converter) 1004 1, 1004 2, ..., 1004 n, and 1007, square detectors 1003 1, 1003 2, ..., and 1003 n, adjacent .., 1006 n and a microprocessor unit (MPU: Micro Processor Unit) 1009 are provided. At least channel leakage power ratio (ACPR) detectors 1006 1 , 1006 2 ,.
  • the MPU 1009 may be implemented by a digital signal processor (DSP) or a field programmable gate array (FPGA).
  • DSP digital signal processor
  • FPGA field programmable gate array
  • the baseband signal b in1 (t), b in2 (t), ..., the power P in1 of b inn (t) (t) , P in2 (t), ..., P inn data input terminal 812 1 (t), 812 2, ... , are input to 812 n.
  • Said power P in1 (t), P in2 (t), ..., P inn (t) respectively ADC1001 1, 1001 2, ..., is converted into a digital signal at 1001 n, is input to MPU1009.
  • each input terminal 813 1 625 n, 813 2, ..., are input to 813 n.
  • Square detectors 1003 1, 1003 2, ..., 1003 n is, RF signals 625 1, 625 2, ..., 625 RF signal 622 1 is calculated based on n, 622 2, ..., 622 n of the power P OUT1 ( t), P OUT2 (t) , ..., ADC1002 1, 1002 2 P OUTn a (t), respectively, ..., and outputs it to the 1002 n.
  • the power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., P OUTn (t) respectively ADC1002 1, 1002 2, ..., is converted into a digital signal at 1002 n, is input to MPU1009.
  • MPU1009 is the power gain G RF1, G RF2 the calculated, ..., and G RFn, based on equation (13), a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., 806 n gain G AM1 of The desired value of G AM2 ,..., G AMn is calculated.
  • VGA variable gain amplifier
  • MPU1009 is a variable gain amplifier (VGA) 806 1, 806 2 , ..., the gain G AM1 of 806 n, G AM2, ..., so G AMn is set to a desired value calculated in operation, DAC1004 1, 1004 2, ..., a variable gain amplifier control signal via 1004 n (VGA) 806 1, 806 2, ..., a gain control terminal 814 of 806 n 1, 814 2, ..., and outputs a 814 n.
  • VGA variable gain amplifier
  • the ACPR detectors 1006 1 , 1006 2 ,..., 1006 n have a function of calculating and outputting ACPR that is a distortion amount of the input RF signal.
  • Input terminals 813 1, 813 2, ..., RF signals 625 1 input to 813 n, 625 2, ..., 625 n are respectively ACPR detector 1006 1, 1006 2, ..., are input to the 1006 n.
  • ACPR detector 1006 1, 1006 2, ..., 1006 n is, RF signals 625 1, 625 2, ..., each of the signal distortion amount of 625 n ACPR 1, ACPR 2, ..., the ACPR n, ADC1005 1, 1005 2 ,..., 1005 n .
  • the ACPR 1 , ACPR 2 ,..., ACPR n are converted into digital signals by ADCs 1005 1 , 1005 2 ,..., 1005 n and input to the MPU 1009.
  • the MPU 1009 outputs the control signals of the RF signal delay adjusters 804 1 , 804 2 ,..., 804 n to the control terminal 815 via the DAC 1007. Further, the MPU 1009 outputs the control signal of the power supply modulation signal delay adjuster 810 to the control terminal 816 via the DAC 1008.
  • the DACs 1007 and 1008 may be omitted, and the RF signal delay adjusters 804 1 , 804 2 ,... 804 n and the power supply modulation signal delay adjuster 810 may be directly controlled by digital signals from the MPU 1009.
  • the control terminals 815 and 816 via the RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., to change the signal delay time of 804 n and the power modulation signal delay adjuster 810, at the same time the RF signal 625 1, 625 2, ..., signal distortion amount of 625 n ACPR 1, ACPR 2, ..., detects the ACPR n.
  • MPU1009 is, RF signals 625 1, 625 2, ..., signal distortion amount of 625 n ACPR 1, ACPR 2, ..., the ACPR n, RF signal delay adjuster 804 1, 804 2, ..., 804 n
  • the dependence on the signal delay time in the power supply modulation signal delay adjuster 810 is detected.
  • MPU1009 is based on the dependence of the data, RF signals 625 1, 625 2, ..., signal distortion amount of 625 n ACPR 1, ACPR 2, ..., to minimize ACPR n, RF signal delay adjustment vessel 804 1, 804 2, ..., sets the signal delay time of 804 n and the power modulation signal delay adjuster 810.
  • FIG 23 is a block diagram showing the internal structure of the ACPR detector 1006 1.
  • ACPR detector 1006 1 includes a local oscillator (LO) signal generator 1201, an amplifier 1202, and 1205, and mixer 1203, low pass filter: the (LPF Low pass filter) 1204, a band-pass filter (BPF: Band pass filter) 1206, log amplifier 1207, and detector 1208 are provided at least.
  • LO local oscillator
  • BPF Band pass filter
  • a local oscillator (LO) signal generator 1201 outputs a local oscillator (LO) signal.
  • the LO signal output from the LO signal generator 1201 is amplified by the amplifier 1202 and then output to the mixer 1203.
  • the mixer 1203 mixes the RF signal 625 1 input to the input terminal 813 1 and the LO signal, and outputs an intermediate frequency (IF) signal to the LPF 1204.
  • the LPF 1204 removes unnecessary high frequency components contained in the IF signal.
  • the IF signal output from the LPF 1204 is amplified by the amplifier 1205 and then input to the BPF 1206.
  • the BPF 1206 passes only the frequency component corresponding to the adjacent channel.
  • the center frequency of the BPF 1206 is set to either IF frequency + offset frequency or IF frequency ⁇ offset frequency.
  • the offset frequency and the pass band width of the BPF 1206 are determined by a communication standard. For example, in the case of WCDMA (Wideband-CDMA) standards, the offset frequency may be set to 5 MHz and the passband width may be set to 3.84 MHz.
  • the frequency component corresponding to the adjacent channel output from the BPF 1206 is input to the log amplifier 1207, and the log amplifier 1207 performs log scale conversion on the frequency component signal corresponding to the adjacent channel and outputs it to the detector 1208.
  • the detector 1208 includes a diode 1209, a capacitor 1210, and a resistor 1211. The detector 1208 down-converts the output signal of the log amplifier 1207 from the IF band to the baseband band and outputs it as ACPR 1 to the terminal 1010 1 .
  • ACPR detector 1006 2, ..., 1006 n has the same internal structure and function and the ACPR detector 1006 1.
  • the RF signal output is performed in the transmitter that simultaneously transmits a plurality of RF signals having different carrier frequencies. Even when the power is reduced, the power efficiency can be kept high.
  • FIG. 24 the block configuration of the transmission apparatus of the 1st modification of 2nd Embodiment by this invention is shown.
  • the direct-current power source 901, the switch 902, and the control terminal 903 of the switch 902 are different from the transmission device according to the second embodiment in FIG. Newly added.
  • the DC power supply 901 outputs a constant voltage Vth .
  • the switch 902 has a function of connecting the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 to the output of the DC power supply 901 or the output of the square root 809. Whether the switch 902 connects the output of the DC power supply 901 or the output of the square root 809 to the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 is specified by the control signal input to the control terminal 903.
  • FIG. 25 is a block diagram showing an internal configuration of the controller 807 in the first modification of the second embodiment according to the present invention.
  • the control terminal 903 is connected to the MPU 1009.
  • MPU1009 in the controller 807 RF signals 622 1 detected, 622 2, ..., 622 n of the power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ... on the basis of the P OUTn (t), the power of the sum P OUT1 (t) + P OUT2 (t) + ... + P to calculate OUTn a (t).
  • the MPU 1009 outputs a control signal to the control terminal 903 so that the switch 902 connects the output of the square root 809 and the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 during the period when the total power is equal to or greater than the set threshold value.
  • the MPU 1009 sends a control signal to the control terminal 903 so that the switch 902 connects the output of the DC power supply 901 and the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 during the period when the total power is below the set threshold value. Output.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 is set to the one given by the following equation (15). .
  • the power supply voltage V AM # OUT is C ⁇ P out1 (t) + P out2 ( t) +... + P outn (t), and the power supply voltage V AM in a period satisfying P out1 (t) + P out2 (t) +... + P outn (t) ⁇ (V th / C) 2 #OUT is set to Vth .
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 given by Expression (15) corresponds to the expression (5) in the first modification of the first embodiment extended to a plurality of bands. .
  • the transmission apparatus according to the second modification of the second embodiment according to the present invention has the block configuration of FIG. 24 as in the first modification of the second embodiment.
  • the second modification of the second embodiment only the operation changed from the first modification of the second embodiment will be described.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 is set to be given by the following equation (16).
  • the middle equation indicates that C 2 ⁇ P th2 and C 1 ⁇ P th1 have the same value.
  • the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 given by Expression (16) corresponds to the expression (6) in the second modification of the first embodiment extended to a plurality of bands. .
  • the transmission apparatus performs the following operation in order to set the output voltage V AM # OUT (t) of the power supply modulator 602 to that given by the equation (16). .
  • RF signals 622 1, 622 2, ..., the power of the sum of 622 n P OUT1 (t) + P OUT2 (t) + ... + P OUTn (t) is, in a period during which the first threshold value P th1 or more, the switch
  • the MPU 1009 outputs the control signal of the switch 902 to the control terminal 903 so that the output of the square root 809 and the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 are connected to the control terminal 903.
  • the switch 902 connects the output of the DC power supply 910 and the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 during a period in which the total power is equal to or less than the first threshold value P th1 and the second threshold value P th2.
  • the MPU 1009 outputs a control signal for the switch 902 to the control terminal 903.
  • the MPU 1009 is connected to the control terminal 903 so that the switch 902 connects the output of the square root amplifier 809 and the input of the power supply modulation signal delay adjuster 810 during the period when the total power is equal to or less than the second threshold value P th2. Output a control signal.
  • VGA variable gain amplifier
  • the same operation as the second modification of the first embodiment is realized in the second modification of the second embodiment of the present invention. Therefore, in the second modification of the second embodiment of the present invention, as in the second modification of the first embodiment, in a transmission device that simultaneously transmits a plurality of RF signals having different carrier frequencies. Even when the output power of the RF signal is lowered, the power efficiency and the power gain can be kept high.
  • FIG. 26 the block configuration of the transmission apparatus of the 3rd modification of 2nd Embodiment by this invention is shown.
  • the square root 809 is removed from the transmission device of the second embodiment of FIG. 21, and the nonlinear circuit 904 and the terminals 903, 905, and 906 , Has been added.
  • the internal configuration of the controller 807 is the same as that shown in FIG.
  • the nonlinear circuit 904 has a function of outputting a signal h (x) to the terminal 906 with respect to the signal x input to the terminal 905. .
  • RF signals 622 1, 622 2 to the terminal 905, ..., 622 for the n power of the sum P OUT1 (t) + P OUT2 (t) + ... + P OUTn (t) is input, the terminal 906 signal h ( P OUT1 (t) + P OUT2 (t) +... + P OUTn (t)) is output. That is, in the transmission device of the third modification example of the second embodiment in FIG. 26, the power modulator 602 is similar to the transmission device of the third modification example of the first embodiment.
  • the output voltage V AM # OUT (t) is set in the equation (8).
  • the function h indicating the nonlinear characteristic of the nonlinear circuit 904 is specified through the control terminal 903 by the MPU 1009 of the controller 807. Similar to the transmission device of the third modification of the first embodiment, in the transmission device of the third modification of the second embodiment, the function h is equal to the saturated output power P sat of the power amplifier 603 and It may be determined by measuring the relationship of the output voltage V AM # OUT of the power supply modulator 602, or may be set so that desired power efficiency and gain can be obtained in the power amplifier 603.
  • FIG. 27 is an example of the nonlinear circuit 904 in the third modification of the second embodiment.
  • the non-linear circuit 904 includes an ADC 1021, a lookup table (LUT) 1022, and a DAC 1023.
  • the ADC 1021 converts the signal x input to the terminal 905 into a digital signal, and outputs the digital signal to the LUT 1022 via the terminal 1024.
  • the LUT 1022 is implemented by MPU, DSP, or FPGA.
  • the LUT 1022 stores a function h (x) having the signal x as an argument.
  • the function h (x) is specified by the MPU 1009 in the controller 807 and is input to the LUT 1022 through the control terminal 903.
  • the LUT 1022 refers to the input signal x and the stored function h, and outputs the digital value of the signal h (x) to the DAC 1023 via the terminal 1025.
  • the DAC 1023 converts the signal h (x) into an analog value and outputs the analog value to the terminal 906.
  • FIG. 28 is another example of the nonlinear circuit 904 in the third modification of the second embodiment.
  • the nonlinear circuit 904 includes m ⁇ 1 multipliers 1031 1 , 1031 2 ,..., 1031 m ⁇ 1 , m VGAs 1032 1 , 1032 2 ,..., 1032 m , an adder 1033, It consists of Here, m is a polynomial order when the function h is represented by a polynomial.
  • the multipliers 1031 1 , 1031 2 ,..., 1031 m ⁇ 1 may be implemented by an analog multiplier circuit disclosed in Chapter 7 of Non-Patent Document 6 described in the above-mentioned Non-Patent Document section.
  • the adder 1033 may be implemented with an operational amplifier according to the method disclosed in Chapter 5 of Non-Patent Document 6 described in the above-mentioned Non-Patent Document section.
  • the multiplier 1031 1 the signal x is input at terminal 905, the multiplier 1031 1 outputs a power signal x 2.
  • Signals x, x 2, x 3 produced by the above operation, ..., x m is VGA1032 1, 1032 2, ..., are input to the 1032 m.
  • VGA 1032 1 , 1032 2 ,..., 1032 m have gains D 1 , D 2 , D 3 ,..., D m , respectively, and signals D 1 x, D 2 x 2 , D 3 x 3 ,. , D m x m are output to the adder 1033.
  • the adder 811 is removed from the transmission device of the third modification example of the second embodiment of FIG. 26, and the VGAs 806 1 , 806 2 , ..., 806 output signal terminal 905 1 of n, 905 2, ..., are input directly to the nonlinear circuit 904 via 905 n.
  • Terminals 905 1, 905 2, ..., the 905 n, respectively RF signals 622 1, 622 2, ..., 622 n of the power P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., in proportion to P OUTn (t) Signal is input.
  • the non-linear circuit 904 uses the input signals P OUT1 (t), P OUT2 (t),..., P OUTn (t) as arguments, and sends signals w [P OUT1 (t), P OUT2 (t), ..., P OUTn (t)] is output. That is, the transmission device of the fourth modification example of the second embodiment performs the same operation as that of the fourth modification example of the first embodiment.
  • FIG. 30 is an example of a nonlinear circuit 904 in the fourth modification example of the second embodiment.
  • the nonlinear circuit 904 includes ADCs 1021 1 , 1021 2 ,..., 1021 n , a lookup table (LUT) 1022, and a DAC 1023.
  • terminals 905 1, 905 2, ..., signal x 1 to 905 n, x 2, ..., x n are input.
  • ADC1021 1, 1021 2, ..., 1021 n the terminal 905 1, 905 2, ..., 905 n signal x 1 of, x 2, ..., to convert the x n into digital values, terminal 1024 1, 1024 2 ,..., Output to LUT 1022 via 1024 n .
  • the LUT1022, signals x 1, x 2, ..., the function w (x 1, x 2, ..., x n) to arguments x n are stored.
  • the function w (x 1 , x 2 ,..., X n ) is specified by the MPU 1009 in the controller 807 and input to the LUT 1022 through the control terminal 903.
  • the LUT 1022 refers to the input signals x 1 , x 2 ,..., X n and the function w (x 1 , x 2 ,..., X n ), and sends the signal w (x 1 , x 2 ,..., x n ) are output.
  • the DAC 1023 converts the signal w (x 1 , x 2 ,..., X n ) into an analog value and outputs the analog value to the terminal 906.
  • the transmission device according to the present invention has the following effects as compared with the transmission devices disclosed in Patent Document 1 to Patent Document 5 described above.
  • the RF signal of one carrier frequency is amplified by one power amplifier (PA).
  • PA power amplifier
  • PA power amplifier
  • power supply modulation polar modulation
  • the RF signal having n carrier frequencies is simultaneously amplified by one power amplifier (PA).
  • PA power amplifier
  • the number of PAs may be one.
  • only one PA is used in the present invention, only one power supply modulator is required. Therefore, in comparison with the transmission devices described in Patent Document 1 to Patent Document 5, in the transmission device according to the present embodiment, a transmission device with high power efficiency is configured by a smaller number of power amplifiers (PA) and power supply modulators. Thus, the circuit size and cost can be reduced.
  • adjacent channel leakage power is used as an indicator of signal distortion and an ACPR detector is provided as a signal distortion detector.
  • the signal distortion detector may use an EVM (Error Vector Magnitude), IMD (Inter-modulation distortion), MER (Modulation Error Ratio), or the like as a signal distortion index.

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Abstract

　本発明の送信装置は、電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を発生させるポーラ変調器（６０１）と、ポーラ変調器（６０１）からのＲＦ信号を増幅する電力増幅器（６０３）と、ポーラ変調器（６０１）からの電源変調信号を増幅した信号で電力増幅器（６０３）の電源端子を変調する電源変調器（６０２）と、を備え、上記の電源変調信号は、電力増幅器（６０３）から出力される各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数により設定される。

Description

送信装置および送信方法

　本発明は、送信装置および送信方法に関し、主として、無線通信で使用され、複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する送信装置および送信方法に関する。
　無線通信で使用される送信装置においては、送信するＲＦ信号を増幅する電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）が、送信装置の構成要素の中でも特に電力を消費する。そのため、送信装置の開発においては、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率改善が重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のために線形変調が主流になっている。この線形変調は、信号歪に対する要求が厳しい。
　そこで、電力増幅器（ＰＡ）においては、線形性を維持するために、瞬時最大出力（ピーク）電力が飽和出力電力以下になるように、平均出力電力が設定される。すなわち、電力増幅器（ＰＡ）においては、増幅する信号のピーク電力と平均電力との比（Peak-to-Average Ratio、以下、ＰＡＲと略称する）が大きい値を持つ場合ほど、線形性維持のために、平均出力電力を飽和出力電力から一層低く設定することが必要である。
　しかしながら、一般に、電力増幅器（ＰＡ）は、平均出力電力を飽和出力電力から低い比率に下げるほど、電力増幅器（ＰＡ）へ供給される供給電力と電力増幅器（ＰＡ）から取り出される出力電力との比（電力効率）が低下する性質を持つ。電力効率の低下は、省エネ化に反する問題である。
　ＲＦ信号のＰＡＲは、通信規格毎に固有の値を有している。近年用いられているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）、地上デジタル放送、ＬＴＥ（Long Term Evolution）などの高速無線通信においては、ＰＡＲはおよそ数ｄＢから十数ｄＢという大きな値となる。このようなＰＡＲの大きさが、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率を大きく低下させる要因となっている。
　電力増幅器（ＰＡ）において、平均出力電力を低く設定した場合の電力効率の低下の問題を解決するため、ポーラ変調技術が近年盛んに研究されている。
　図１は、ポーラ変調技術の一種であるＥｎｖｅｌｏｐｅ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ（ＥＴ）方式の電力増幅器の例である。
　ＥＴ方式では、ポーラ変調器４１１の入力端子４０１に送信信号データを入力し、ポーラ変調器４１１の出力端子４０２に送信信号データの振幅成分信号４０３を出力し、ポーラ変調器４１１の出力端子４０７に送信信号データの振幅成分及び位相成分を搬送波に載せたＲＦ変調信号４０８を出力する。ポーラ変調器４１１は、振幅成分信号４０３とＲＦ変調信号４０８の出力タイミングを個別に所望値に設定できる機能も備えている。
　電源変調器４０４は、振幅成分信号４０３を増幅した振幅成分信号４０５を出力し、振幅成分信号４０５によってＲＦ－ＰＡ（Radio Frequency Power Amplifier）４０６の電源端子４０９の変調を行う。ポーラ変調器４１１の出力端子４０７に出力されたＲＦ変調信号４０８はＲＦ－ＰＡ４０６に入力される。ＲＦ－ＰＡ４０６の出力端子４１２には、送信信号データの振幅成分及び位相成分が搬送波に載り且つ増幅されたＲＦ変調信号４１０が出力される。
　上記のＥＴ方式では、ＲＦ変調信号４１０の振幅に合わせてＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を制御する。特にＲＦ変調信号４１０が低出力電力である場合は、それに合わせてＲＦ－ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を低下させるので、低出力時に電源変調器４０４からＲＦ－ＰＡ４０６への供給電力を必要最低限の量に抑制し、無駄な消費電力を抑制する事ができる。
　一方で、近年の通信規格においては、さらなる高速無線通信の実現に向けて、非特許文献１においても示されているように、断片化した複数の帯域を集めて利用するCarrier Aggregation（ＣＡ）技術が用いられている。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
　また、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBよりも十分に大きい）Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいては、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。また、ＣＡ技術を適用することによって、複数の事業者が断続的に帯域を割り当る場合や、複数の事業者が帯域を共用する場合にも、これに対応した通信を行うことができる。
　上記ＣＡ技術を用いた無線通信システムでは、複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する送信装置および送信方法が必要となる。そのような送信装置においても、電力効率の改善が求められる。
　図２は、特許文献１に無線通信機として開示された送信装置の機能構成図である。図２の送信装置は、複数の帯域のＲＦ信号を送信する機能とともに、ポーラ変調技術の適用により電力効率を改善する機能も備えている。
　具体的には、図２に示された送信装置においては、変調信号発生器６１により発生させた変調信号は、ポーラ制御部６２において直交座標系の信号から極座標系の信号に変換され、位相情報を持つＰＭ信号と振幅情報を持つＡＭ信号とに分離される。分離されたＰＭ信号は、ＰＭ制御部６３により、周波数発生器１１に対する位相変調に用いられる。同様にＡＭ信号は、電源変調器６４により、ＰＡ２１及び３１に対する電源変調に用いられる。すなわち、ＰＡ２１及びＰＡ３１の出力電力の増減に応じて、電源変調器６４からＰＡ２１及びＰＡ３１への供給電力も増減させるポーラ変調技術が適用される。これにより、平均出力電力を低く取った高バックオフ状態においても電力効率の低下が抑制される。
　また、図２に示された送信装置においては、ＰＡ２１が設けられたＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）信号経路２０と、ＰＡ３１が設けられたＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）信号経路３０と、を切り替えるパス選択スイッチ１４および４１が備えられている。ＰＡ２１はキャリア周波数ｆc1の無線通信システム（ＧＳＭ）のＲＦ信号を、ＰＡ３１はキャリア周波数ｆc2の無線通信システム（ＵＭＴＳ）のＲＦ信号を、それぞれ増幅する。キャリア周波数ｆc1の無線通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ１５からの制御信号により、ＰＡ２１がＲＦ信号を入力及び出力するようにパス選択スイッチ１４及び４１が切り替えられる。また、キャリア周波数ｆc2の無線通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ１５からの制御信号により、ＰＡ３１がＲＦ信号を入力及び出力するようにパス選択スイッチ１４及び４１が切り替えられる。
　図２に示された送信装置は、２つの所望周波数成分ｆc1及びｆc2を同時に出力するＣＡ技術に対応していないが、時間的に周波数成分ｆc1及びｆc2を切り替えて片方の周波数に対する動作を行うマルチバンド動作の機能を備えている。
　図２に示された送信装置と同じく、使用バンド数と同数のＰＡを用意し、バンド毎に各ＰＡを割り当て、ＰＡの入力側もしくは出力側にバンド選択スイッチを設置し、使用中のバンドに対応するＰＡがＲＦ信号を入力ないし出力するようにバンド選択スイッチを切り替え、各ＰＡに電源からの供給電力を制御するポーラ変調技術を適用し、平均出力電力を低く設定した場合でも電力効率を高く維持するようにした技術は、特許文献２～５においても開示されている。
特開２００６－３２４８７８号公報 特表２０１１－５１２０９８号公報 特開２００５－２４４８２６号公報 特開２００６－２７０９２３号公報 特開２００８－２０５８２１号公報
三木信彦他、"ＬＴＥ-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation",NTT DoCoMoテクニカルジャーナル，Vol．１８，No．２ P．Colantonio，et.al. ，"A Design Technique for Concurrent Dual-Band Harmonic Tuned Power Amplifier，" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，vol．５６，no．１１，pp．２５４５－２５５５，２００８ S．Kousai，et.al. ，"An Octave-Range，Watt-Level，Fully-Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off-Efficiency Improvement，" IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol．４４，no．１２，pp．３３７６－３３９２，２００９ P．Saad，et.al. ，"Design of a Highly Efficient ２－４GHz Octave Bandwidth ＧａＮ-ＨＥＭＴ Power Amplifier，" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， ｖｏｌ．５８， ｎｏ．７， ｐｐ．１６７７－１６８５，２０１０ F．Wang，et.al. ，"An Improved Power-Added Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications，"IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， ｖｏｌ．５４， ｎｏ．１２， ｐｐ．４０８６－４０９９，２００６ 安藤繁、"電子回路　基礎からシステムまで", 培風館
　しかし、特許文献１～５に記載の技術の場合、使用バンド数と同数の電力増幅器を設置する必要がある。この事は、特に使用バンド数の多い無線通信システムにおいて、送信装置の回路サイズとコストの増大という問題の原因となる。
　そこで、本発明の目的は、上述の課題を解決することができる送信装置および送信方法を提供することにある。
　本発明の送信装置は、
　電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、
　前記ポーラ変調器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、
　前記ポーラ変調器からの前記電源変調信号を増幅した信号で前記電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、
　前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数で設定されることを特徴とする。
　また、本発明の送信方法は、
　複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を発生させて電力増幅器を介して送信する送信装置による送信方法であって、
　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を検知するステップと、
　検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として電源変調信号を設定するステップと、
　電源変調器から出力される前記電源変調信号によって、前記電力増幅器の電源端子を変調するステップと、を有することを特徴とする。
　本発明による送信装置および送信方法によれば、単一の電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅し、かつ単一の電源変調器で電力増幅器の電源端子を変調するため、送信装置の回路サイズとコストとを削減することができるという効果を奏する。
関連技術に基づく、ポーラ変調技術を適用した電力増幅器を備えた送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和出力と電源電圧の関係を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し一定の電源電圧下でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し一定の電源電圧下でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図８の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１４の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１４の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合のＰＡ出力電力に対する電源電圧の設定の一例を示す図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１７の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ出力電力と電力効率を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力し図１７の電源電圧の設定でＰＡを動作させた場合のＰＡ電力利得を示す特性図である。 図３の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号を示す特性図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における制御器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）検出器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例ないし第二の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例ないし第四の変形例の送信装置における制御器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成の他の例を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置におけるポーラ変調器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置における非線形回路のブロック構成を示すブロック構成図である。
　以下、本発明による送信装置および送信方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。
（本発明の概要）
　本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の概要をまず説明する。
　本発明は、信号発生器により発生された複数の周波数の信号を同時に増幅することが可能なＣＡ（Carrier Aggregation）技術に対応した電力増幅器を備えた送信装置を実現することを主要な特徴としている。
　すなわち、本発明の送信装置は、電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、ポーラ変調器からのＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、ポーラ変調器からの電源変調信号を増幅した信号で電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、電源変調信号は、電力増幅器から出力される各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として設定されることを主要な特徴としている。
　このように、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅するため、増幅するキャリア周波数のＲＦ信号の数によらず、電力増幅器の数は一つでよい。さらに、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器しか用いないため、電源変調器も一つで良い。したがって、本発明の送信装置においては、特許文献１～５に記載の送信装置に比べて、より少ない数の電力増幅器および電源変調器によって高電力効率の送信装置を構成することができるため、回路サイズとコストとを削減することができる。
　また、本発明の送信装置においては、一つの電力増幅器で複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅するため、電力増幅器の入力ないし出力に使用周波数帯を切り替えるためのスイッチを設置する必要が無い。したがって、本発明の送信装置においては、このようなスイッチの設置により回路サイズとコストが増大したり、スイッチの挿入損失により送信装置全体の電力効率が低下したりすることを回避することができる。
　また、本発明の送信装置においては、複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を同時に増幅し同時に出力することが可能である。したがって、本発明の送信装置においては、ＣＡ技術への対応が可能である。
（第一の実施の形態）
　図３は、本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図３に示す第一の実施の形態における送信装置は、ポーラ変調器６０１と、電源変調器６０２と、電力増幅器６０３と、カプラ６０４と、を少なくとも含んで構成される。ポーラ変調器６０１と電源変調器６０２とは端子６０７を介して接続されている。電源変調器６０２と電力増幅器６０３とは端子６０８を介して接続されている。ポーラ変調器６０１と電力増幅器６０３とは端子６０５を介して接続されている。カプラ６０４は電力増幅器６０３の出力側に設置されている。カプラ６０４とポーラ変調器６０１は端子６０９を介して接続されている。
　ポーラ変調器６０１は、互いに異なるキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnをそれぞれ有するＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを同時に発生させ、端子６０５に出力する。ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nは、端子６０５を介して電力増幅器６０３に入力される。電力増幅器６０３は、入力のＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを増幅し、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nとして、カプラ６０４を経由して端子６０６に出力する。
　なお、本実施の形態においては、電力増幅器６０３として、複数のキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnに対応して設計された、マルチバンド電力増幅器を用いることが望ましい。例えば、電力増幅器６０３には、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献２において開示されているような、２つ以上の周波数で入出力の整合設計を行った電力増幅器を用いても良い。
　もしくは、電力増幅器６０３には、キャリア周波数ｆc1からｆcnまでの周波数範囲をカバーするような広帯域の電力増幅器を用いても良い。広帯域の電力増幅器の構成は、例えば、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献３または非特許文献４等に開示されている構成を採用しても良い。
　カプラ６０４は、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nを分岐して、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nとして端子６０９に出力する。ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの損失を抑制するため、カプラ６０４で分岐されるＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの電力は低い方が望ましい。ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、端子６０９を経由してポーラ変調器６０１に入力される。ポーラ変調器６０１は、入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nのそれぞれの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を検知する。
　ポーラ変調器６０１は、電源変調信号６２３を端子６０７に出力する。電源変調信号６２３の電圧波形ＶAM#IN（ｔ）は、ポーラ変調器６０１において検知されたＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を引数とする関数として定められる。
　端子６０７に出力された電源変調信号６２３は、電源変調器６０２において増幅されて、電源変調信号６２４として端子６０８に出力される。電力増幅器６０３の電源電圧は、電源変調信号６２４の電圧波形ＶAM#OUT（ｔ）によって変調される。電源変調信号６２４の電圧波形ＶAM#OUT（ｔ）もまた、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を引数とする関数として定められる。
　したがって、本実施の形態では、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）が低下した時に、電源変調信号６２４の電圧波形ＶAM#OUT（ｔ）を低下させて電源変調器６０２から電力増幅器６０３への電力供給を抑える事で、電力増幅器６０３および送信装置全体の消費電力を抑制し、電力効率を改善させる事ができる。
　前述の非特許文献の項に記載の非特許文献５等において開示されているように、一般に電源変調器の出力電圧波形の帯域が広くなると、電源変調器の効率低下や出力信号誤差の増大といった問題が生じる。そのため、非特許文献５に代表される現行技術で実現できる電源変調器の動作帯域は、数十ＭＨｚ以下に限定されている。
　ＬＴＥ-Advancedを含む現行の無線通信システムにおいて、一つのキャリア周波数のＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBは、最大で２０ＭＨｚである。一方、例えばＬＴＥ-Advancedで用いられるInter-band Non-contiguous ＣＡモードではキャリア周波数を８００ＭＨｚと２ＧＨｚ帯に設定する場合があり、このように、各キャリア周波数の差Δｆは１ＧＨｚ以上に取られる事もある。
　本実施の形態では、上記のとおり電源変調信号６２４の出力電圧波形ＶAM#OUT（ｔ）は、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を引数とする関数である。そして、瞬時電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）の帯域は、各ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの変調帯域幅ｆBBと同程度であり、各キャリア周波数の差Δｆと無関係に定まる。したがって、本実施の形態において、電源変調器６０２に必要な動作帯域は、各キャリア周波数の差Δｆの大きさに依存せず、各ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの変調帯域幅ｆBBと同程度となる。非特許文献５に代表される現行技術により、電源変調器６０２に要求される動作帯域（最大２０ＭＨｚ）よりも高い動作帯域（数十ＭＨｚ）を実現できる。非特許文献５に代表される現行技術による電源変調器が、電源変調器６０２の望ましい実施の形態である。
　ポーラ変調技術において、電力増幅器６０３の入力端子６０５におけるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと、電源増幅器６０３の電源端子６０８における電源変調信号６２４の送信タイミングに同期ずれが有ると、電力増幅器６０３の出力端子６０６におけるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nに信号歪が発生する。そこで、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ポーラ変調器６０１から出力されるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングを設定する事が望ましい。
　次に、本実施の形態における、電源変調信号６２４の出力電圧波形ＶAM#OUT（ｔ）の望ましい設定手法について、以下の説明を通じて開示する。なお、説明の簡略化のため、キャリア周波数がｆc1とｆc2との２つである場合について最初に開示する。
　電力増幅器６０３として、８００ＭＨｚ／２ＧＨｚの両キャリア周波数に対応したデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）を用いる場合を例にとって説明する。図４は、図３の電力増幅器６０３の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。なお、ここでは、キャリア周波数ｆc1を８００ＭＨｚ、キャリア周波数ｆc2を２ＧＨｚとしている。また、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）は１．８Ｖに設定されている。
　図４の特性図においては、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1のみを入力した時の電力増幅器６０３の入出力電力特性と、キャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2のみを入力した時の電力増幅器６０３の入出力電力特性とがそれぞれ示されている。図４の特性図に示されているように、ここで説明する電力増幅器６０３は、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1の入力時と、キャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の入力時との双方で、ほぼ同程度の飽和出力電力が得られるように設計されている。
　図５は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。すなわち、図５は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2とを同時に入力した場合の、飽和時におけるキャリア周波数ｆ1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1およびキャリア周波数ｆ2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2をプロットしたグラフである。なお、図５の特性図においては、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰin＝Ｐin1－Ｐin2（ｄＢ）を変えて、電力増幅器６０３の飽和時の出力電力をプロットしている。また、図５の特性図において、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）は１．８Ｖに設定されている。
　入力電力の電力差分ΔＰinを変えて、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の入力電力の比率を変えた場合、その比率の変化に応じて、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力も変化する。ここで、この事例における電力増幅器６０３は、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1のみを入力した場合と、キャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2のみを入力した場合との双方において、電力増幅器６０３の飽和時における出力電力がほぼ同一値の飽和出力電力Ｐsatを取るように設計されている。
　かくのごとく、単一のＲＦ信号入力時の飽和出力電力がキャリア周波数の如何によらず同一値Ｐsatを取る電力増幅器の場合は、図５に示すように、キャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２１1およびキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２１2の双方を同時入力し、その入力電力の差分ΔＰinを変えた場合においても、飽和時のＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）は、飽和出力電力Ｐsatになって、単一ＲＦ信号入力時からは変動しない、という結果が得られる。
　この結果は、互いに大きく離れた複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合（Inter-band　Non-contiguous　ＣＡモード）において、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰinによらず、ＲＦ信号の出力電力の合計値が電力増幅器（ＰＡ）の飽和条件を定めるということ、すなわち、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）が飽和出力電力Ｐsatに達した時点で電力増幅器が飽和すること、を示している。
　図６は、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）を０．９Ｖに設定して、図５と同じくキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆc1＝８００ＭＨｚおよびｆc2＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合の飽和時における出力信号の電力特性を示す特性図である。図６で示したＶAM#OUT＝０．９Ｖの場合においても、図５で示したＶAM#OUT＝１．８Ｖの場合と同じく、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰinによらず、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）が飽和出力電力Ｐsatに達した時点で電力増幅器が飽和する、という結果が得られている。
　図５と図６で示した特性図によれば、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatは、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の差分ΔＰinに対して依存しない一定値となる。ただし、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatは、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）の値に対して依存性を示す。
　図７は、図５および図６と同じくキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆc1＝８００ＭＨｚおよびｆc2＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合において、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）の関係をプロットしたグラフである。図７では、実際の電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatを実線で示している。また、図７では、破線でＰsat∝ＶAM#OUT 2の関係式によるフィッティングを示している。図７の特性図から、キャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号（ｆc1＝８００ＭＨｚおよびｆc2＝２ＧＨｚ）を電力増幅器６０３に同時に入力した場合において、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと、電力増幅器６０３の電源電圧（＝電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT）の間には、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
という関係がある事が示されている。
　ポーラ変調技術では、所望出力電力が飽和電力と常に一致するように電源電圧を制御する事で、出力電力の変動によらず高電力効率の飽和状態を常に実現している。したがって、本実施の形態においても、電力増幅器６０３が常に飽和状態になるように電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）を設定する事が望ましい。これまでの説明で得た、飽和出力電力ＰsatはＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）で定まるという結果および式（１）の結果から、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）の望ましい設定は、ＲＦ出力信号６２２1および６２２2の瞬時電力Ｐout1（ｔ）およびＰout2（ｔ）を用いて、以下の式（２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、Ｃは比例定数である。比例定数Ｃを小さく取り電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを低く設定すると、利得が低下するものの、電力効率が向上する傾向がある。逆に、比例定数Ｃを大きく取り電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを高く設定すると、電力効率が低下するものの、利得が向上する傾向がある。所望の特性に合わせて、比例定数Ｃを設定する事が望ましい。
　以下、一つの例として、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2を電力増幅器６０３に同時に入力し、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）を式（２）で設定した場合の電力増幅器６０３の特性を通じて、本実施の形態の効果を示す。
　電力増幅器６０３の特性を得る条件として、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰin＝Ｐin1－Ｐin2（ｄＢ）を－６ｄＢに設定した。また、式（２）に従い、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1および６２２2の電力合計値（Ｐout1＋Ｐout2）に対し、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）を図８のように設定した。なお、図８において、比例定数Ｃ（＝１２．７Ｖ/Ｗ1/2）は、利得と電力効率が共に許容範囲内になるように選択したものであるとする。図８の条件における電力増幅器６０３の電力効率ηと、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2は、図９において示される。ここで、電力効率ηは、電源変調器６０２から電力増幅器６０３に向けて供給される電力ＰAMと、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2を用いて、式（３）のように定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図９で示されているとおり、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2を約１０ｄＢ低下させても、電力増幅器６０３の電力効率ηはほぼ一定値に保たれている。
　図９の結果を得た条件から、ＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰin＝Ｐin1－Ｐin2（ｄＢ）を－６ｄＢから＋１８ｄＢに変更した場合における、電力増幅器６０３の特性が図１０において示される。図９のΔＰin＝－６ｄＢの場合と同じく、図１０のΔＰin＝＋１８ｄＢの場合においても、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2を約１０ｄＢ低下させた場合において、電力増幅器６０３の電力効率ηはほぼ一定値に保たれている。上記のとおり、本実施の形態においては、電力増幅器６０３に入力される各キャリア周波数のＲＦ信号の電力差分ΔＰinの値によらず、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力の低下時において、電力増幅器６０３の電力効率ηを高効率に保つ事ができる。
　比較対象として、図８で示した電力増幅器６０３の電源電圧制御を行わず、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを一定値（２．４Ｖ）に設定した場合の、電力増幅器６０３の特性を図１１および図１２に示す。電力増幅器６０３の特性を得る条件として、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰinを、図１１においてΔＰin＝－６ｄＢ、図１２においてΔＰin＝＋１８ｄＢに設定している。図１１および図１２において、ＲＦ信号６２２1および６２２2の電力Ｐout1およびＰout2が１０ｄＢ低下した場合、電力効率ηは最大値の約１/３にまで低下する。図１１および図１２で示すように、電源電圧制御を行わない場合、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下に伴い、電力効率ηは大きく低下する。図９および図１０で示した本実施の形態で提案した電源電圧制御を用いた場合の電力効率と、図１１および図１２で示した電源電圧制御を用いない場合の電力効率の比較により、本実施の形態の電源電圧制御により電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下時の電力効率が改善している事は明確である。
　図１０の結果を得た場合と同条件、すなわち図８で示した電力増幅器６０３の電源電圧制御を行い、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1の入力電力Ｐin1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2の入力電力Ｐin2との電力差分ΔＰinを＋１８ｄＢとした場合の、各キャリア周波数における電力利得Ｇ1およびＧ2を図１３に示す。本実施の形態では、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下に伴い、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを低下させるが、この電源電圧ＶAM#OUTの低下により電力利得Ｇ1およびＧ2が低下する傾向が見られる。
　上記式（２）による電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は、電力増幅器６０３に２つのキャリア周波数のＲＦ信号６２１1および６２１2が入力された場合の望ましい設定である。電力増幅器６０３に２つ以上のキャリア周波数のＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nが入力された場合における電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）の望ましい設定は、ＲＦ出力信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を用いて、以下の式（４）のように拡張される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
（第一の実施の形態の第一の変形例）
　図１４は、本発明による第一の実施の形態の第一の変形例における、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTの設定を示す図である。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下時における電力利得Ｇ1およびＧ2の低下を抑制するため、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを例えば図１４のように設定してもよい。図１４では、以下の式（５）のように電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTが設定されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　すなわち、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＞（Ｖth／Ｃ）2を満たす期間において電源電圧ＶAM#OUTはＣ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）に設定され、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＜（Ｖth／Ｃ）2を満たす期間において電源電圧ＶAM#OUTはＶthに設定される。
　なお、Ｃ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｖthの場合は、上段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
　図１４および式（５）の電源電圧ＶAM#OUTの設定では、電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下時に電源電圧ＶAM#OUTをしきい値Ｖthより低下させないようにする事で、電源電圧ＶAM#OUTの低下による電力増幅器６０３の電力利得Ｇ1およびＧ2の低下を抑制する。
　図１４および式（５）の電源電圧ＶAM#OUTの設定で電源電圧制御を行った場合の、電力増幅器６０３の特性を図１５および図１６に示す。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下時において電源電圧ＶAM#OUTを一定値Ｖthに保つため、図１５で示すように電力効率ηは若干の低下を示すものの、図１６で示すように低出力時の電力利得Ｇ1およびＧ2の低下を抑制できている。
（第一の実施の形態の第二の変形例）
　図１７は、本発明による第一の実施の形態の第二の変形例における、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTの設定を示す図である。電力増幅器６０３のＲＦ出力電力Ｐout1およびＰout2の低下時における電力利得Ｇ1およびＧ2の低下を抑制するため、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを例えば図１７のように設定してもよい。図１７では、以下の式（６）のように電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTが設定されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、中段の式は、Ｃ2√Ｐth2とＣ1√Ｐth1とが同じ値になることを示している。
　また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｐth2の場合は、上段の式と中段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＝Ｐth1の場合は、中段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
　図１７および式（６）の電源電圧ＶAM#OUTの設定では、しきい値電力Ｐth2以下の低出力電力時における比例定数Ｃ2の値を、しきい値電力Ｐth1以上の高出力電力時における比例定数Ｃ1の値以上に設定する事が望ましい実施の形態である。このような比例定数Ｃ1およびＣ2の設定により、図８で示した単一の比例係数Ｃを用いる場合に比べてしきい値電力Ｐth2以下の低出力電力時における電源電圧ＶAM#OUTが若干高められ、低出力電力時の電力利得を若干引き上げる事ができる。また、しきい値電力Ｐth2以下の低出力電力時においても電源電圧ＶAM#OUTの制御が行われる事で、低出力電力時の電力効率ηの低下をある程度抑制できる。
　図１７および式（６）の電源電圧ＶAM#OUTの設定で電源電圧制御を行った場合の、電力増幅器６０３の特性を図１８および図１９に示す。図１９で示すように、しきい値Ｐth2（＝９．４ｄＢｍ）以下の低出力時において、電力利得の低下は抑制されている。この電力利得の低下は、しきい値電力Ｐth2以下の低出力電力時における比例定数Ｃ2の値を高めて電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTを上げる事で実現されている。また、図１８で示すように、しきい値電力Ｐth1（＝１１．４ｄＢｍ）からＰth2（＝９．４ｄＢｍ）にかけて電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTの比例係数をＣ1（＝１２．７Ｖ/Ｗ1/2）からＣ2（＝１６．０Ｖ/Ｗ1/2）に切り替えているため、同電力範囲（＝９．４ｄＢｍ～１１．４ｄＢｍ）において電力効率ηに変動が生じているものの、電力増幅器６０３の電源電圧ＶAM#OUTの制御の効果でどの電力範囲においても概ね高い電力効率が維持されている。
　図１７および式（６）の電源電圧ＶAM#OUTの設定では、２つの比例係数Ｃ1およびＣ2を電力範囲毎に切り替えているが、３つ以上の比例係数を電力範囲毎に切り替えてもよい。
（第一の実施の形態の第三の変形例）
　電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTの関係が式（１）で与えられる場合において、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）の望ましい設定は式（４）で与えられる。より一般に、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTの関係が式（７）のように関数ｆで与えられる場合、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）の望ましい設定は関数ｆの逆関数ｈ（＝ｆ-1）を用いて式（８）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記関数ｈは、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTの関係を測定する事で定める事ができる。もしくは、前記関数ｈとして、図１４および式（５）で示した関数を用いてもよく、図１７および式（６）で示した関数を用いてもよい。すなわち、所望の電力効率や利得が得られるように、関数ｈは任意に設定してもよい。
（第一の実施の形態の第四の変形例）
　図２０は、図３の電力増幅器６０３の一例とした上記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆc1＝８００ＭＨｚのＲＦ信号６２１1とキャリア周波数ｆc2＝２ＧＨｚのＲＦ信号６２１2とを同時に入力した場合の、飽和時におけるキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、キャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2との関係を示したグラフである。図２０は、図５と同一のデータを用い、グラフの表示の仕方を変えている。
　図２０のグラフで示すように、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2との間には、近似的に式（９）の関係が見られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ただし、式（９）はあくまでも近似的な関係である。実際の特性に基づく、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2との関係は、図２０のグラフで示すように陰関数ｕを用いた式（１０）によって表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　陰関数ｕは、飽和時のキャリア周波数ｆc1のＲＦ信号６２２1の出力電力Ｐout1と、飽和時のキャリア周波数ｆc2のＲＦ信号６２２2の出力電力Ｐout2の測定データから定められる。
　より一般に、電力増幅器６０３に２つ以上のキャリア周波数のＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nが入力された場合において、飽和時のＲＦ出力信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）の間の関係は、以下の式（１１）のように拡張される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　飽和時のＲＦ出力信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）の間の関係式（１１）と、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTの関係式（７）を組み合わせる事で、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTは以下の式（１２）のように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　関数ｗは、関数ｆ-1と関数ｕの合成関数である。上記の議論で示したように、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTを式（１２）に従い電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）の一般的な関数wにより設定する事で、電力増幅器６０３は常に飽和状態で動作し、結果として高い電力効率が得られる。
（第二の実施の形態）
　次に、本発明による第二の実施の形態の送信装置について、特に、送信装置内のポーラ変調器に着目して開示する。
　図２１において、本発明による第二の実施の形態の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の送信装置において、電源変調器６０２と、電力増幅器６０３と、カプラ６０４は、第一の実施の形態の送信装置と同一の構成と機能を持つので、ここでは説明を繰り返さない。
　図２１で示した第二の実施の形態の送信装置において、ポーラ変調器６０１は、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nと、局部発振（ＬＯ）信号発生器８０２1、８０２2、…、８０２nと、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nと、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nと、ＲＦ信号合成器８０５と、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nと、制御器８０７と、分波器８０８と、開平器８０９と、電源変調信号遅延調整器８１０と、加算器８１１と、を備えている。
　ポーラ変調器６０１において、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）をそれぞれミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nへ出力する。局部発振（ＬＯ）信号発生器８０２1、８０２2、…、８０２nは、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＬＯ信号をそれぞれミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nへ出力する。ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）をそれぞれキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnへの周波数変換（アップコンバージョン）を行ない、キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nをそれぞれ生成する。ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nは、それぞれＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nを経由してＲＦ信号合成器８０５に入力され、ＲＦ信号合成器８０５は合成されたＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nを端子６０５へと出力する。ＲＦ信号合成器８０５は、例えばキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnの範囲で使用できる広帯域のハイブリッドカプラを用いて実装してもよい。
　ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nは、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nの出力側にそれぞれ設置しているが、その代わりに、ミキサ８０３1、８０３2、…、８０３nの入力側にそれぞれ設置してもよい。
　ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nは、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）を、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nにそれぞれ入力する。可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nはそれぞれ利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnを持ち、入力された電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）をそれぞれＧAM1Ｐin1（ｔ）、ＧAM2Ｐin2（ｔ）、…、ＧAMnＰinn（ｔ）に増幅して、加算器８１１に出力する。ここで、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nは、０ｄＢ以上の利得を持つ必要は必ずしもなく、可変減衰器に置き換えてもよい。
　可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nは、それぞれ利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nを備えている。制御器８０７から利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに出力される制御信号により、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nのそれぞれの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが設定される。
　加算器８１１は、入力された信号の加算値となるＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）を開平器８０９に出力する。加算器８１１は、例えば前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第５章に開示された方法に従い、演算増幅器で実装してもよい。
　ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nから、電力増幅器６０３の入力端子６０５を経由して、電力増幅器６０３の出力端子６０６に至るまでのそれぞれの経路における送信装置の電力利得を、ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinn、で定める。特に、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆBBよりも十分に大きい）Inter-band　Non-contiguous　ＣＡモードにおいては、電力利得の周波数依存性の影響が大きく、電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnのそれぞれの値に大きな差が生じる。
　この時、送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnは、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnと、以下の式(13)の関係を持つ事が望ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式(13)は、以下の式(14)と等価な関係でもある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　本発明の第二の実施の形態では、制御器８０７で可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得を制御する事により、式(13)ないし式(14)の関係を満たすように、利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが設定される。この時、加算器８１１から開平器８０９に向けて出力される信号ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）は、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋…＋Ｐoutn（ｔ）に比例する。
　上記の利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの設定により、送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnが周波数依存性を持つ場合においても、入力電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）から、出力電力の総和Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋…＋Ｐoutn（ｔ）が正しく算出される。この事は、送信装置の電力利得の周波数依存性の影響が大きいInter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいて特に有効である。
　開平器８０９は、入力された信号ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）の平方根であるｓｑｒｔ[ＧAM1Ｐin1（ｔ）＋ＧAM2Ｐin2（ｔ）＋…＋ＧAMnＰinn（ｔ）]を、電源変調信号遅延調整器８１０を経由して端子６０７に電源変調信号６２３として出力する。開平器８０９は、例えば前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第７章に開示された方法に従い、ＩＣ乗算器で実装してもよい。
　上記のように、式(13)ないし式(14)の関係を満たすように利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが設定された時、端子６０７に出力される電源変調信号６２３は、ｓｑｒｔ［Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋…＋Ｐoutn（ｔ）］に比例した信号となる。電源変調信号６２３は、電源変調器６０２において増幅されて、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）として端子６０８に出力される。上記動作により、本発明の第二の実施の形態では、本発明の第一の実施の形態と同じく、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は、式（４）で与えられるものに設定される。
　以下では、制御器８０７の機能の詳細を示す。制御器８０７の入力端子８１２1、８１２2、…、８１２nには、それぞれベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）が入力される。
　また、電力増幅器６０３の出力側に設置されたカプラ６０４を経由して、端子６０９に出力されたキャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnのＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、分波器８０８に入力される。分波器８０８は、異なるキャリア周波数のＲＦ信号を、異なる出力端子に分けて出力する機能を持つ。すなわち分波器８０８は、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nを、それぞれ入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに分けて出力する。制御器８０７は、入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、電力増幅器６０３から出力されたＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を算出する。
　上記動作により、制御器８０７は、送信装置の入力電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）と出力電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を検知する。制御器８０７は、検知した入力電力および出力電力から、送信装置の電力利得ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinnを検知する。制御器８０７は、上記動作で検知した送信装置の電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnと、式(13)ないし式(14)に基づいて、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの所望値を算出する。制御器８０７は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが上記動作で算出した所望値になるように、利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに制御信号を出力する。
　本発明の第二の実施の形態においても、第一の実施の形態と同じく、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ポーラ変調器６０１から出力されるＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングを設定する。第二の実施の形態において、ＲＦ信号６２１1、６２１2、…、６２１nと電源変調信号６２４の送信タイミングは、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間によって設定される。制御器８０７は、入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を検知する。制御器８０７は、検知したＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪を最小化するように、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を設定する機能を持つ。ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nの信号遅延時間は、制御器８０７から制御端子８１５に出力された制御信号によって設定される。また、電源変調信号遅延調整器８１０の信号遅延時間は、制御器８０７から制御端子８１６に出力された制御信号によって設定される。
　上記動作に基づく一定期間の測定により、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnと、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間の最適値がそれぞれ求められる。上記利得および信号遅延時間は、一度求めた最適値で固定してもよく、もしくは適当な時間をおいて再更新してもよい。
　図２２は、制御器８０７の内部構成を示すブロック図である。図２２で示すように、制御器８０７は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）１００１1、１００１2、…、１００１n、１００２1、１００２2、…、１００２n、１００５1、１００５2、…、１００５nと、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Digital Analog Converter）１００４1、１００４2、…、１００４n、１００７、１００８と、二乗検波器１００３1、１００３2、…、１００３nと、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel leakage Power Ratio）検出器１００６1、１００６2、…、１００６nと、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ：Micro Processor Unit）１００９と、を少なくとも備えている。ＭＰＵ１００９は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）ないしフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ：Field Programmable Gate Array）で実装してもよい。
　図２２で示した制御器８０７において、ベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）のデータが入力端子８１２1、８１２2、…、８１２nに入力される。上記電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）は、それぞれＡＤＣ１００１1、１００１2、…、１００１nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。もしくは、制御器８０７において、ＡＤＣ１００１1、１００１2、…、１００１nを省き、ベースバンド信号発生器８０１1、８０１2、…、８０１nからＭＰＵ１００９に向けて、デジタル信号で電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）のデータを転送してもよい。
　図２２で示した制御器８０７において、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nのそれぞれが入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力される。二乗検波器１００３1、１００３2、…、１００３nは、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nに基づいて算出されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）をそれぞれＡＤＣ１００２1、１００２2、…、１００２nに出力する。前記電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）は、それぞれＡＤＣ１００２1、１００２2、…、１００２nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。
　ＭＰＵ１００９は、入力された上記電力データ、すなわちベースバンド信号ｂin1（ｔ）、ｂin2（ｔ）、…、ｂinn（ｔ）の電力Ｐin1（ｔ）、Ｐin2（ｔ）、…、Ｐinn（ｔ）と、ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）から、送信装置の各キャリア周波数ｆc1、ｆc2、…、ｆcnにおける電力利得ＧRF1＝Ｐout1/Ｐin1、ＧRF2＝Ｐout2/Ｐin2、…、ＧRFn＝Ｐoutn/Ｐinnを算出する。さらにＭＰＵ１００９は、算出した上記電力利得ＧRF1、ＧRF2、…、ＧRFnと、式(13)に基づいて、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの所望値を算出する。
　ＭＰＵ１００９は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnが、上記動作で算出した所望値に設定されるように、ＤＡＣ１００４1、１００４2、…、１００４nを介して制御信号を可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得制御端子８１４1、８１４2、…、８１４nに出力する。
　図２２で示した制御器８０７において、ＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nは、入力されたＲＦ信号の歪量であるＡＣＰＲを算出し出力する機能を持つ。入力端子８１３1、８１３2、…、８１３nに入力されたＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nは、それぞれＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nへと入力される。ＡＣＰＲ検出器１００６1、１００６2、…、１００６nは、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nのそれぞれの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを、ＡＤＣ１００５1、１００５2、…、１００５nに出力する。上記電力ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnは、それぞれＡＤＣ１００５1、１００５2、…、１００５nにおいてデジタル信号に変換されて、ＭＰＵ１００９に入力される。
　図２２で示した制御器８０７において、ＭＰＵ１００９は、ＤＡＣ１００７を介して、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nの制御信号を制御端子８１５に出力する。また、ＭＰＵ１００９は、ＤＡＣ１００８を介して、電源変調信号遅延調整器８１０の制御信号を制御端子８１６に出力する。もしくは、ＤＡＣ１００７および１００８を省き、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０をＭＰＵ１００９からのデジタル信号で直接制御するようにしてもよい。
　制御器８０７において、ＭＰＵ１００９は、制御端子８１５および８１６を介してＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を変化させ、同時にＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを検知する。ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを基に、電力増幅器６０３から出力されるＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの信号歪量が検知される。上記動作により、ＭＰＵ１００９は、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnの、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間に対する依存性を検知する。そして、ＭＰＵ１００９は、上記依存性のデータに基づき、ＲＦ信号６２５1、６２５2、…、６２５nの信号歪量ＡＣＰＲ1、ＡＣＰＲ2、…、ＡＣＰＲnを最小化するように、ＲＦ信号遅延調整器８０４1、８０４2、…、８０４nおよび電源変調信号遅延調整器８１０における信号遅延時間を設定する。
　図２３は、ＡＣＰＲ検出器１００６1の内部構成を示すブロック図である。図２３で示すように、ＡＣＰＲ検出器１００６1は、局部発振（ＬＯ）信号発生器１２０１と、増幅器１２０２および１２０５と、ミキサ１２０３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low pass filter）１２０４と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band pass filter）１２０６と、ログアンプ１２０７と、検波器１２０８と、を少なくとも備えている。
　図２３で示したＡＣＰＲ検出器１００６1において、局部発振（ＬＯ）信号発生器１２０１は、局所発信（ＬＯ）信号を出力する。ＬＯ信号発生器１２０１から出力されたＬＯ信号は増幅器１２０２で増幅された後、ミキサ１２０３に出力される。ミキサ１２０３は、入力端子８１３1に入力されたＲＦ信号６２５1と上記ＬＯ信号とをミキシングし、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号をＬＰＦ１２０４に出力する。ＬＰＦ１２０４は、上記ＩＦ信号に含まれる不要な高周波成分を除去する。ＬＰＦ１２０４から出力されたＩＦ信号は増幅器１２０５で増幅された後、ＢＰＦ１２０６に入力される。ＢＰＦ１２０６は、隣接チャネルに対応する周波数成分のみを通過させる。ここで、ＢＰＦ１２０６の中心周波数は、ＩＦ周波数＋オフセット周波数もしくはＩＦ周波数－オフセット周波数のいずれかに設定される。上記オフセット周波数及びＢＰＦ１２０６の通過帯域幅は通信規格によって定められる。例えば、ＷＣＤＭＡ（Wideband-CDMA）の規格の場合は、オフセット周波数を５ＭＨｚ、通過帯域幅を３．８４ＭＨｚに設定すればよい。ＢＰＦ１２０６から出力された隣接チャネルに対応する周波数成分はログアンプ１２０７に入力され、ログアンプ１２０７は隣接チャネルに対応する周波数成分信号をログスケール変換して検波器１２０８に出力する。検波器１２０８は、ダイオード１２０９と容量１２１０及び抵抗１２１１とで構成される。検波器１２０８はログアンプ１２０７の出力信号をＩＦ帯からベースバンド帯へとダウンコンバートし、ＡＣＰＲ1として端子１０１０1に出力する。
　ＡＣＰＲ検出器１００６2、…、１００６nは、上記ＡＣＰＲ検出器１００６1と同一の内部構成と機能を持つ。
　上記の回路構成および動作に基づき、本発明の第二の実施の形態では、第一の実施の形態と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第一の変形例）
　図２４において、本発明による第二の実施の形態の第一の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第一の変形例の送信装置では、図２１の第二の実施の形態の送信装置に対し、直流電源９０１と、スイッチ９０２と、スイッチ９０２の制御端子９０３と、が新たに追加されている。直流電源９０１は、一定の電圧Ｖthを出力する。スイッチ９０２は、電源変調信号遅延調整器８１０の入力を、直流電源９０１の出力もしくは開平器８０９の出力と接続する機能を持つ。スイッチ９０２が、直流電源９０１の出力と開平器８０９の出力のいずれを電源変調信号遅延調整器８１０の入力に接続するかは、制御端子９０３に入力された制御信号によって指定される。
　直流電源９０１と、スイッチ９０２と、制御端子９０３以外の要素は、図２１で示した本発明による第二の実施の形態と、図２４で示した本発明による第二の実施の形態の第一の変形例とで同一の構成である。以下では、第二の実施の形態の第一の変形例において、第二の実施の形態から変更された動作についてのみ記述する。
　図２５は、本発明による第二の実施の形態の第一の変形例における制御器８０７の内部構成を示すブロック図である。制御端子９０３は、ＭＰＵ１００９に接続されている。
　第二の実施の形態の第一の変形例において、制御器８０７内のＭＰＵ１００９は、検出したＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）に基づいて、上記電力の総和ＰOUT1（ｔ）＋ＰOUT2（ｔ）＋…＋ＰOUTn（ｔ）を算出する。上記電力総和が設定したしきい値以上になる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。また、上記電力総和が設定したしきい値以下になる期間において、スイッチ９０２が直流電源９０１の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。
　上記動作により、本発明の第二の実施の形態の第一の変形例において、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は以下の式(15)で与えられるものに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　すなわち、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＞（Ｖth／Ｃ）2を満たす期間において電源電圧ＶAM#OUTはＣ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）に設定され、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＜（Ｖth／Ｃ）2を満たす期間において電源電圧ＶAM#OUTはＶthに設定される。
　なお、Ｃ√Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｖthの場合は、上段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
　式(15)で与えられる電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は、第一の実施の形態の第一の変形例における式（５）を複数バンドに拡張したものに対応する。
　したがって、本発明の第二の実施の形態の第一の変形例では、第一の実施の形態の第一の変形例と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率と電力利得を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第二の変形例）
　本発明による第二の実施の形態の第二の変形例による送信装置は、第二の実施の形態の第一の変形例と同じく、図２４のブロック構成を持つ。以下では、第二の実施の形態の第二の変形例において、第二の実施の形態の第一の変形例から変更された動作についてのみ記述する。
　本発明の第二の実施の形態の第二の変形例において、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は以下の式(16)で与えられるものに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、中段の式は、Ｃ2√Ｐth2とＣ1√Ｐth1とが同じ値になることを示している。
　また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｐth2の場合は、上段の式と中段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。また、Ｐout1（ｔ）＋Ｐout2（ｔ）＋・・・＋Ｐoutn（ｔ）＝Ｐth1の場合は、中段の式と下段の式とで同じ値となるため、どちらの式を適用しても良い。
　式(16)で与えられる電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は、第一の実施の形態の第二の変形例における式（６）を複数バンドに拡張したものに対応する。
　第二の実施の形態の第二の変形例では、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）を式(16)で与えられるものに設定するため、送信装置は以下の動作を行う。ＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力の総和ＰOUT1（ｔ）＋ＰOUT2（ｔ）＋…＋ＰOUTn（ｔ）が、第一のしきい値Ｐth1以上となる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３にスイッチ９０２の制御信号を出力する。また、上記電力総和が第一のしきい値Ｐth1以下かつ第二のしきい値Ｐth2以上となる期間において、スイッチ９０２が直流電源９１０の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３にスイッチ９０２の制御信号を出力する。また、上記電力総和が第二のしきい値Ｐth2以下となる期間において、スイッチ９０２が開平器８０９の出力と電源変調信号遅延調整器８１０の入力を接続するように、ＭＰＵ１００９は制御端子９０３に制御信号を出力する。上記電力総和が第一のしきい値Ｐth1以上となる期間と、第二のしきい値Ｐth2以下となる期間とで、可変利得アンプ（ＶＧＡ）８０６1、８０６2、…、８０６nの利得ＧAM1、ＧAM2、…、ＧAMnの設定値を変更する事で、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）の比例係数Ｃ1とＣ2の切り替えを実現する。
　上記動作により、本発明の第二の実施の形態の第二の変形例では、第一の実施の形態の第二の変形例と同一の動作が実現される。したがって、本発明の第二の実施の形態の第二の変形例では、第一の実施の形態の第二の変形例と同じく、異なるキャリア周波数を持つ複数のＲＦ信号を同時に送信する送信装置において、ＲＦ信号の出力電力が低下した場合においても、電力効率と電力利得を高く維持する事が可能となる。
（第二の実施の形態の第三の変形例）
　図２６において、本発明による第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置では、図２１の第二の実施の形態の送信装置から、開平器８０９が除去され、非線形回路９０４と、端子９０３、９０５、９０６と、が新たに追加されている。第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、制御器８０７の内部構成は、図２５で示したものと同一である。
　図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、非線形回路９０４は、端子９０５に入力された信号ｘに対し、端子９０６に信号ｈ（ｘ）を出力する機能を持つ。端子９０５にはＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力の総和ＰOUT1（ｔ）＋ＰOUT2（ｔ）＋…＋ＰOUTn（ｔ）が入力されるため、端子９０６には信号ｈ（ＰOUT1（ｔ）＋ＰOUT2（ｔ）＋…＋ＰOUTn（ｔ））が出力される。すなわち、図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置においては、上記動作により、第一の実施の形態の第三の変形例の送信装置と同じく、電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUT（ｔ）は式（８）に設定される。
　図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置において、非線形回路９０４の非線形特性を示す関数ｈは、制御器８０７のＭＰＵ１００９により、制御端子９０３を通じて指定される。第一の実施の形態の第三の変形例の送信装置と同じく、第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置においても、関数ｈは、電力増幅器６０３の飽和出力電力Ｐsatと電源変調器６０２の出力電圧ＶAM#OUTの関係を測定する事で定めてもよく、もしくは電力増幅器６０３において所望の電力効率や利得が得られるように設定してもよい。
　図２７は、第二の実施の形態の第三の変形例における非線形回路９０４の一例である。図２７において、非線形回路９０４は、ＡＤＣ１０２１と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：Lookup Table）１０２２と、ＤＡＣ１０２３と、で構成される。ＡＤＣ１０２１は、端子９０５に入力された信号ｘをデジタル信号に変換して、端子１０２４を経由してＬＵＴ１０２２に出力する。ＬＵＴ１０２２は、ＭＰＵ、ＤＳＰ、もしくはＦＰＧＡで実装されている。ＬＵＴ１０２２には、信号ｘを引数とする関数ｈ（ｘ）が格納されている。関数ｈ（ｘ）は、制御器８０７内のＭＰＵ１００９において指定され、制御端子９０３を通じてＬＵＴ１０２２に入力される。ＬＵＴ１０２２は、入力された信号ｘと格納されている関数ｈを参照して、端子１０２５を経由してＤＡＣ１０２３に信号ｈ（ｘ）のデジタル値を出力する。ＤＡＣ１０２３は、信号ｈ（ｘ）をアナログ値に変換して、端子９０６に出力する。
　図２８は、第二の実施の形態の第三の変形例における非線形回路９０４の他の例である。図２８において、非線形回路９０４は、ｍ－１個の乗算器１０３１1、１０３１2、…、１０３１m-1と、ｍ個のＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mと、加算器１０３３と、で構成されている。ここでｍは、関数ｈを多項式で表した際の多項式次数である。乗算器１０３１1、１０３１2、…、１０３１m-1は、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第７章に開示されたアナログ乗算回路で実装してもよい。加算器１０３３は、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６の第５章に開示された方法に従い、演算増幅器で実装してもよい。図２８で示した非線形回路９０４において、乗算器１０３１1には、端子９０５における信号ｘが入力され、乗算器１０３１1は冪信号ｘ2を出力する。また、乗算器１０３１kに（ｋ＝２、３、…、ｍ）は、端子９０５における信号ｘと、乗算器１０３１k-1の出力信号ｘkが入力され、信号ｘと信号ｘkの積である冪信号ｘk+1を出力する。上記動作によって生成された信号ｘ、ｘ2、ｘ3、…、ｘmはＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mにそれぞれ入力される。ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mはそれぞれ利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmを持ち、上記利得で増幅した信号Ｄ1ｘ、Ｄ2ｘ2、Ｄ3ｘ3、…、Ｄmｘmを加算器１０３３に出力する。加算器１０３３は、ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mからの入力信号を加算して、信号ｈ（ｘ）＝Ｄ1ｘ＋Ｄ2ｘ2＋Ｄ3ｘ3＋…＋Ｄmｘmを端子９０６に出力する。ここで関数ｈ（ｘ）はＤ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmを係数とするｘの多項式として表現されている。ＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mの利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmは、制御端子９０３を通じて、制御器８０７内のＭＰＵ１００９によって制御される。このＶＧＡ１０３２1、１０３２2、…、１０３２mの利得Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、…、Ｄmの制御により、関数ｈ（ｘ）が指定される。
（第二の実施の形態の第四の変形例）
　図２９において、本発明による第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置のブロック構成を示す。第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置では、図２６の第二の実施の形態の第三の変形例の送信装置から、加算器８１１が除去され、ＶＧＡ８０６1、８０６2、…、８０６nの出力信号が端子９０５1、９０５2、…、９０５nを経由して非線形回路９０４に直接入力されるようになっている。端子９０５1、９０５2、…、９０５nには、それぞれＲＦ信号６２２1、６２２2、…、６２２nの電力ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）に比例する信号が入力される。非線形回路９０４は、入力された信号ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）を引数として、端子９０６に信号ｗ[ＰOUT1（ｔ）、ＰOUT2（ｔ）、…、ＰOUTn（ｔ）]を出力する機能を持つ。すなわち、第二の実施の形態の第四の変形例の送信装置は、第一の実施の形態の第四の変形例と同一の動作を行なう。
　図３０は、第二の実施の形態の第四の変形例における非線形回路９０４の一例である。図３０において、非線形回路９０４は、ＡＤＣ１０２１1、１０２１2、…、１０２１nと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）１０２２と、ＤＡＣ１０２３と、で構成される。非線形回路９０４において、端子９０５1、９０５2、…、９０５nに信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnがそれぞれ入力される。ＡＤＣ１０２１1、１０２１2、…、１０２１nは、端子９０５1、９０５2、…、９０５nの信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnをそれぞれデジタル値に変換して、端子１０２４1、１０２４2、…、１０２４nを経由してＬＵＴ１０２２に出力する。ＬＵＴ１０２２には、信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnを引数とする関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）が格納されている。関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）は、制御器８０７内のＭＰＵ１００９において指定され、制御端子９０３を通じてＬＵＴ１０２２に入力される。ＬＵＴ１０２２は、入力された信号ｘ1、ｘ2、…、ｘnと関数ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）を参照し、端子１０２５を経由してＤＡＣ１０２３に信号ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）のデジタル値を出力する。ＤＡＣ１０２３は、信号ｗ（ｘ1、ｘ2、…、ｘn）をアナログ値に変換して、端子９０６に出力する。
　本発明における送信装置は、上記特許文献１ないし特許文献５において開示されている送信装置に比べて、以下の効果がある。
　上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、一つの電力増幅器（ＰＡ）で一つのキャリア周波数のＲＦ信号を増幅するため、ｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を増幅する場合はｎ個の電力増幅器（ＰＡ）が必要となる。また、一つのＰＡ毎に個別に電源変調（ポーラ変調）を適用するため、ｎ個の電源変調器が必要となる。
　これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、一個の電力増幅器（ＰＡ）でｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に増幅するため、増幅するキャリア周波数のＲＦ信号の数ｎによらずＰＡの数は一つでよい。さらに、本発明においては一つのＰＡしか用いないため、電源変調器も一つで良い。したがって、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置に比べ、本実施の形態の送信装置においては、より少ない数の電力増幅器（ＰＡ）および電源変調器によって高電力効率の送信装置を構成することができるため、回路サイズとコストとを削減することができる。
　上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、電力増幅器の入力ないし出力に使用バンドを切り替えるためのスイッチを設置する必要がある。このようなスイッチの使用は、部品点数の増加による回路サイズとコストの増大の問題に加え、スイッチの挿入損失により送信装置全体の電力効率が低下するという問題の原因になった。
　これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、電力増幅器の入力ないし出力に使用バンドを切り替えるためのスイッチを設置する必要が無いため、スイッチによる回路サイズとコストの増大や、スイッチの挿入損失による送信機全体の電力効率の低下の問題が解決される。
　さらに、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置の場合、バンド切替スイッチで使用する電力増幅器を切り替える方式のため、送信装置が対応している全てのバンドのＲＦ信号を同時に出力できないという制約がある。この制約のため、上記特許文献１ないし特許文献５に記載の送信装置は、複数のバンドを同時に用いて通信するＣＡ技術に適さないという問題があった。
　これに対して、本発明における本実施の形態の送信装置の場合は、任意の数のバンドのＲＦ信号を同時に出力する事が可能であり、ＣＡ技術への対応が可能であるという効果がある。
　以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、前述の各特許文献等に開示されている内容は、本発明に引用をもって繰り込むことも可能とする。本発明の全開示（特許請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施の形態の変更・調整が可能である。また、本発明の特許請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせあるいは選択も可能である。すなわち、本発明は、特許請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって、当業者であればなし得ることが可能な各種変形、修正を含むことは勿論である。
　例えば、本発明の第二の実施形態においては、信号歪の指標として隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）を用い、信号歪検出器としてＡＣＰＲ検出器を設けたが、本発明はこれに限定されない。信号歪検出器は、信号歪の指標として、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）、ＩＭＤ（Inter-modulation distortion：相互変調歪)、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）等を用いたものであっても良い。
　本出願は、２０１２年３月１２日に出願された日本出願特願２０１２－５４３９８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (20)

  1. 　電源変調信号および送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させるポーラ変調器と、
    　前記ポーラ変調器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、
    　前記ポーラ変調器からの前記電源変調信号を増幅した信号で前記電力増幅器の電源端子を変調する電源変調器と、を備え、
    　前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数により設定される、
    ことを特徴とする送信装置。
  2. 　前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和を引数とする関数により設定される、
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 　前記電源変調信号は、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和の平方根に比例する関数により設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  4. 　前記電源変調信号は、
    　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和があるしきい値以上になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定され、
    　前記電力の総和が前記しきい値以下になる期間において一定値に設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  5. 　前記電源変調信号は、
    　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和が第一のしきい値以上になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定され、
    　前記電力の総和が前記第一しきい値以下かつ第二のしきい値以上になる期間において一定値に設定され、
    　前記電力の総和が前記第二のしきい値以下になる期間において前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定される、
    ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  6. 　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量が最小になるように、前記電源変調器から出力される前記電源変調信号に対して、前記ポーラ変調器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の送信タイミングが設定される、
    ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  7. 　前記ポーラ変調器は、
    　複数のベースバンド信号発生器と、
    　前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    　少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、非線形回路および電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    　前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    　前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    　前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    　前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    　前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    　前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記非線形回路に送出し、
    　前記非線形回路は、前記各可変利得増幅器からの信号を、前記制御器により指定された非線形関数により変換した上で、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  8. 　前記ポーラ変調器は、
    　複数のベースバンド信号発生器と、
    　前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    　少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、非線形回路、電源変調信号遅延調整器および加算器と、を備え、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    　前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    　前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    　前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    　前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    　前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    　前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    　前記非線形回路は、前記各加算器からの信号を、前記制御器により指定された非線形関数により変換した上で、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の送信装置。
  9. 　前記非線形回路は、
    　アナログデジタル変換器と、
    　ルックアップテーブルと、
    　デジタルアナログ変換器と、を備え、
    　前記アナログデジタル変換器は、前記非線形回路への入力信号をデジタル信号に変換して前記ルックアップテーブルに出力し、
    　前記ルックアップテーブルは、前記アナログデジタル変換器からの入力信号に、前記制御器により指定された非線形関数を適用して得られる値を前記デジタルアナログ変換器に出力し、
    　前記デジタルアナログ変換器は、前記ルックアップテーブルから入力された信号をアナログ信号に変換し、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の送信装置。
  10. 　前記非線形回路は、
    　少なくとも一つの乗算器および可変増幅器と、
    　一つの加算器と、を備え、
    　前記乗算器は、前記非線形回路の入力信号の各次の冪信号を前記各可変増幅器に出力し、
    　前記各可変増幅器は、前記各次の冪信号を前記制御器により指定された利得で増幅して前記加算器へ出力し、
    　前記加算器は、前記各可変増幅器からの出力信号の総和を、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の送信装置。
  11. 　前記ポーラ変調器は、
    　複数のベースバンド信号発生器と、
    　前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    　少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、加算器、開平器および電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    　前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    　前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    　前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    　前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    　前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    　前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    　前記加算器は、前記各可変利得増幅器からの信号の総和を、前記開平器に送出し、
    　前記開平器は、前記各加算器からの信号の平方根に比例する信号を、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
  12. 　前記ポーラ変調器は、
    　複数のベースバンド信号発生器と、
    　前記ベースバンド信号発生器と同数の、ＲＦ信号遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサおよび可変利得増幅器と、
    　少なくとも一つのＲＦ信号合成器、制御器、分波器、加算器、開平器、直流電源、スイッチおよび電源変調信号遅延調整器と、を備え、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を、前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して若しくは直接前記各ミキサに送出し、
    　前記各局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を前記各ミキサに送出し、
    　前記各ミキサは、前記各チャネルのベースバンド信号を前記各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を、直接若しくは前記各ＲＦ信号遅延調整器を介して前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記ＲＦ信号合成器は、前記各チャネルのＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
    　前記各ＲＦ信号遅延調整器は、前記各チャネルのベースバンド信号若しくはＲＦ信号を前記制御器により指定された信号遅延時間ずつ遅延させて、前記各ミキサ若しくは前記ＲＦ信号合成器に送出し、
    　前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号の電力値を前記各可変利得増幅器および前記制御器に送出し、
    　前記分波器は、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号を各キャリア周波数で分離して前記制御器に出力し、
    　前記制御器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力された前記ＲＦ信号の電力値と、に基づいて、前記各可変利得増幅器の利得を指定し、
    　前記各可変利得増幅器は、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値を、前記制御器により指定された利得の値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記加算器に送出し、
    　前記加算器は、前記各可変利得増幅器からの信号の総和を、前記開平器に送出し、
    　前記開平器は、前記各加算器からの信号の平方根に比例する信号を、前記スイッチに出力し、
    　前記直流電源は、指定された直流電圧を前記スイッチに出力し、
    　前記スイッチは、前記制御器において検知された前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和に基づいて、前記加算器からの信号もしくは前記直流電源からの信号のいずれかを選択し、前記電源変調信号遅延調整器を介して前記電源変調器に出力する、
    ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の送信装置。
  13. 　前記制御器は、
    　前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力と、をそれぞれ検知し、
    　検知した前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力と、から、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得を算出し、
    　前記各可変利得増幅器の利得の比率が、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得の比率と等しくなるように、前記各可変利得増幅器の利得を設定する、
    ことを特徴とする請求項７から１２のいずれか１項に記載の送信装置。
  14. 　前記制御器は、
    　少なくとも一つのアナログデジタル変換器と、
    　デジタルアナログ変換器と、
    　マイクロプロセッサユニットと、
    　二乗検波器と、
    　信号歪検出器と、を備え、
    　前記マイクロプロセッサユニットには、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値が直接もしくは前記アナログデジタル変換器を経由して入力され、
    　前記二乗検波器は、前記電力増幅器から出力され前記制御器に入力された前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値を前記アナログデジタル変換器へと出力し、
    　前記信号歪検出器は、前記電力増幅器から出力され前記制御器に入力された前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量を検出して前記アナログデジタル変換器へと出力し、
    　前記アナログデジタル変換器は、前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値および信号歪量をデジタル値に変換して前記マイクロプロセッサユニットに出力し、
    　前記マイクロプロセッサユニットは、前記各チャネルのベースバンド信号の電力値と、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力値と、から、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得を算出し、
    　前記マイクロプロセッサユニットは、前記送信装置の各キャリア周波数帯の利得に基づいて、前記可変利得増幅器の利得の制御信号を前記デジタルアナログ変換器に出力し、
    　前記デジタルアナログ変換器は、前記可変利得増幅器の利得の制御信号をアナログ信号に変換して前記可変利得増幅器へと出力し、
    　前記マイクロプロセッサユニットは、前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量に基づいて、前記ＲＦ信号遅延調整器および前記電源変調信号遅延調整器の信号遅延時間の制御信号を、前記ＲＦ信号遅延調整器および前記電源変調信号遅延調整器へと直接もしくは前記デジタルアナログ変換器を経由して出力する、
    ことを特徴とする請求項７から１３のいずれか１項に記載の送信装置。
  15. 　複数のキャリア周波数帯のＲＦ信号を発生させて電力増幅器を介して送信する送信装置による送信方法であって、
    　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を検知するステップと、
    　検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力を引数とする関数として電源変調信号を設定するステップと、
    　電源変調器から出力される前記電源変調信号によって、前記電力増幅器の電源端子を変調するステップと、を有する、
    ことを特徴とする送信方法。
  16. 　前記電源変調信号を設定するステップでは、
    　前記電源変調信号を、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和を引数とする関数として設定する、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の送信方法。
  17. 　前記電源変調信号を設定するステップでは、
    　前記電源変調信号を、前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和の平方根に比例する関数として設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  18. 　前記電源変調信号を設定するステップでは、
    　検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和があるしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定し、
    　前記電力の総和が前記しきい値以下になる期間において、前記電源変調信号を一定値に設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  19. 　前記電源変調信号を設定するステップでは、
    　検知した前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の電力の総和が第一のしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定し、
    　前記電力の総和が前記第一のしきい値以下かつ第二のしきい値以上になる期間において、前記電源変調信号を一定値に設定し、
    　前記電力の総和が前記第二のしきい値以下になる期間において、前記電源変調信号を前記電力の総和の平方根に比例する関数に設定する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の送信方法。
  20. 　ポーラ変調器から前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号を前記電力増幅器に出力するステップと、
    　前記電力増幅器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量を検知するステップと、
    　前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の信号歪量が最小になるように、前記電源変調器から出力される前記電源変調信号に対して、前記ポーラ変調器から出力される前記各キャリア周波数帯のＲＦ信号の送信タイミングを設定するステップと、をさらに有する、
    ことを特徴とする請求項１５から１９のいずれか１項に記載の送信方法。
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