JP3462388B2 - 無線通信装置 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/2623—Reduction thereof by clipping
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- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0014—Three-dimensional division
- H04L5/0016—Time-frequency-code
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数のキャリア周
波数で送信する無線通信装置に関する。
波数で送信する無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の通信装置、特に無線通信装置につ
いて特開平８−２７４７３４号公報を用いて説明する。
図１０は、従来の無線通信装置の構成を示すブロック図
である。この構成を有する無線通信装置においては、入
力端子１１1〜１１nから入力された入力変調信号は、周
波数変換手段１２1〜１２nで互いに異なる周波数帯の信
号に周波数変換され、これらの変換出力は可変減衰器２
１1から２１nをそれぞれ通じて電力合成手段１６へ供給
され、信号多重化されて出力される。その多重化出力一
部が分岐され、レベル検出手段２３で包絡線電力レベル
が検出される。制御手段２４は、その検出レベルＬが多
重化信号の平均電力のｋ倍のレベルＬｓ（ｋは４〜５倍
程度）を超えたときに、減衰器２１1〜２１nに対して、
１／ΔＦｏ（秒）程度（Ｆｏは多重化信号の帯域幅周波
数）の時間、変調信号電力の平均電力をｋ／ｎ倍以下に
減衰するように制御する。
いて特開平８−２７４７３４号公報を用いて説明する。
図１０は、従来の無線通信装置の構成を示すブロック図
である。この構成を有する無線通信装置においては、入
力端子１１1〜１１nから入力された入力変調信号は、周
波数変換手段１２1〜１２nで互いに異なる周波数帯の信
号に周波数変換され、これらの変換出力は可変減衰器２
１1から２１nをそれぞれ通じて電力合成手段１６へ供給
され、信号多重化されて出力される。その多重化出力一
部が分岐され、レベル検出手段２３で包絡線電力レベル
が検出される。制御手段２４は、その検出レベルＬが多
重化信号の平均電力のｋ倍のレベルＬｓ（ｋは４〜５倍
程度）を超えたときに、減衰器２１1〜２１nに対して、
１／ΔＦｏ（秒）程度（Ｆｏは多重化信号の帯域幅周波
数）の時間、変調信号電力の平均電力をｋ／ｎ倍以下に
減衰するように制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の技
術には以下の２点の課題がある。まず、従来の技術で
は、電力合成手段で合成された電力に基づいて減衰量を
決定するために、レベル検出手段、制御手段、及び減衰
手段の処理の間は電力合成手段から送信信号は出力され
てしまうという課題が生ずる。このため、後段の増幅器
について、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生し
ないような構成にする必要がある。一般的に、このよう
な増幅器は、大きさ、発熱量ともに大きく、かつ、高価
である。
術には以下の２点の課題がある。まず、従来の技術で
は、電力合成手段で合成された電力に基づいて減衰量を
決定するために、レベル検出手段、制御手段、及び減衰
手段の処理の間は電力合成手段から送信信号は出力され
てしまうという課題が生ずる。このため、後段の増幅器
について、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生し
ないような構成にする必要がある。一般的に、このよう
な増幅器は、大きさ、発熱量ともに大きく、かつ、高価
である。
【０００４】また、従来の技術では、送信信号にＦＳＫ
信号を考えている。ＦＳＫ変調信号においては、シンボ
ル時間は単一周波数となる。シンボル周波数は通常数ｋ
Ｈｚ〜数百ｋＨｚである。これは、明細書中に記載して
いる減衰させる時間１／ΔＦｏに対して非常に長い時間
である。従って、減衰のための反応速度が多少遅くても
十分に機能する。
信号を考えている。ＦＳＫ変調信号においては、シンボ
ル時間は単一周波数となる。シンボル周波数は通常数ｋ
Ｈｚ〜数百ｋＨｚである。これは、明細書中に記載して
いる減衰させる時間１／ΔＦｏに対して非常に長い時間
である。従って、減衰のための反応速度が多少遅くても
十分に機能する。
【０００５】しかしながら、ＰＳＫ変調方式やＱＡＭ変
調方式では、シンボル時間中においても振幅及び位相が
変化する。この変化の速度は電力加算結果の変化の速度
とほぼ同等である。従って、減衰のための反応速度が遅
い場合は、ピーク電力の抑圧が間に合わず、電力加算結
果が想定している大きさを超えていない時刻において減
衰することになる。
調方式では、シンボル時間中においても振幅及び位相が
変化する。この変化の速度は電力加算結果の変化の速度
とほぼ同等である。従って、減衰のための反応速度が遅
い場合は、ピーク電力の抑圧が間に合わず、電力加算結
果が想定している大きさを超えていない時刻において減
衰することになる。
【０００６】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、信号出力前にピーク電力を減衰させることがで
き、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しないよ
うな構成の増幅器を不要にすることができる無線通信装
置を提供することを目的とする。
あり、信号出力前にピーク電力を減衰させることがで
き、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しないよ
うな構成の増幅器を不要にすることができる無線通信装
置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は以下の手段を講じた。
め、本発明は以下の手段を講じた。
【０００８】請求項１記載の無線通信装置に関する発明
は、複数のキャリア周波数の送信信号に基づいてそれぞ
れのピーク電力を検出するピーク電力検出手段と、検出
されたピーク電力が所定の値を超えた時にピーク電力を
電力合成前に補正するピーク電力補正手段と、それぞれ
のキャリア周波数の送信信号を合成する合成手段と、を
具備する構成を採る。
は、複数のキャリア周波数の送信信号に基づいてそれぞ
れのピーク電力を検出するピーク電力検出手段と、検出
されたピーク電力が所定の値を超えた時にピーク電力を
電力合成前に補正するピーク電力補正手段と、それぞれ
のキャリア周波数の送信信号を合成する合成手段と、を
具備する構成を採る。
【０００９】この構成によれば、所定の値を超えた時に
ピーク電力を電力合成前に補正することができるので、
信号出力前にピーク電力を減衰させることができ、大き
なピーク電力入力時にもひずみが発生しないような構成
の増幅器を不要にすることができる。
ピーク電力を電力合成前に補正することができるので、
信号出力前にピーク電力を減衰させることができ、大き
なピーク電力入力時にもひずみが発生しないような構成
の増幅器を不要にすることができる。
【００１０】請求項１記載の無線通信装置において、請
求項２記載の発明のように、ピーク電力補正後の送信信
号に対してフィルタリング処理を行なうフィルタを具備
することが好ましい。
求項２記載の発明のように、ピーク電力補正後の送信信
号に対してフィルタリング処理を行なうフィルタを具備
することが好ましい。
【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１又は請求
項２記載の無線通信装置において、ピーク電力検出手段
が、キャリア周波数より低い周波数においてキャリア周
波数間隔を保持して直交変調及び加算を行うことにより
ピーク電力を算出する構成を採る。
項２記載の無線通信装置において、ピーク電力検出手段
が、キャリア周波数より低い周波数においてキャリア周
波数間隔を保持して直交変調及び加算を行うことにより
ピーク電力を算出する構成を採る。
【００１２】この構成によれば、数ＭＨｚのディジタル
信号の状態で直交変調して加算した信号のピーク電力を
検出することができる。
信号の状態で直交変調して加算した信号のピーク電力を
検出することができる。
【００１３】請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求
項３のいずれかに記載の無線通信装置において、ピーク
電力検出手段が、周波数が０Ｈｚを中心とする零ＩＦ変
調を行なう直交変調手段を有する構成を採る。
項３のいずれかに記載の無線通信装置において、ピーク
電力検出手段が、周波数が０Ｈｚを中心とする零ＩＦ変
調を行なう直交変調手段を有する構成を採る。
【００１４】この構成によれば、ディジタル回路のサン
プリング周波数を最も小さくすることができる。また、
ＩＦ周波数を出力するためにＤ／Ａ変換器の個数を１個
に削減でき、かつ、アナログ直交変調回路を削減するこ
とができる。
プリング周波数を最も小さくすることができる。また、
ＩＦ周波数を出力するためにＤ／Ａ変換器の個数を１個
に削減でき、かつ、アナログ直交変調回路を削減するこ
とができる。
【００１５】請求項５記載の無線通信装置に関する発明
は、複数のキャリア周波数の送信信号に対してそれぞれ
フィルタリング処理するフィルタ、フィルタリング後の
送信信号を合成する合成手段、及びフィルタリング処理
前にピーク電力を補正する補正手段を備えた送信系と、
前記複数のキャリア周波数の送信信号に基づいてそれぞ
れのピーク電力を検出し、検出されたピーク電力に基づ
いて補正値を算出し、この補正値を前記補正手段に送る
ピーク電力補正値算出手段を備えたピーク電力補正系
と、を具備する構成を採る。
は、複数のキャリア周波数の送信信号に対してそれぞれ
フィルタリング処理するフィルタ、フィルタリング後の
送信信号を合成する合成手段、及びフィルタリング処理
前にピーク電力を補正する補正手段を備えた送信系と、
前記複数のキャリア周波数の送信信号に基づいてそれぞ
れのピーク電力を検出し、検出されたピーク電力に基づ
いて補正値を算出し、この補正値を前記補正手段に送る
ピーク電力補正値算出手段を備えたピーク電力補正系
と、を具備する構成を採る。
【００１６】この構成によれば、所定の値を超えた時に
ピーク電力を電力合成前に補正することができるので、
信号出力前にピーク電力を減衰させることができ、大き
なピーク電力入力時にもひずみが発生しないような構成
の増幅器を不要にすることができる。
ピーク電力を電力合成前に補正することができるので、
信号出力前にピーク電力を減衰させることができ、大き
なピーク電力入力時にもひずみが発生しないような構成
の増幅器を不要にすることができる。
【００１７】請求項５記載の無線通信装置においては、
請求項６記載の発明のように、送信系が、アナログの送
信信号に対して直交変調を行なう直交変調手段を有する
構成でも良く、請求項７記載の発明のように、送信系
が、ディジタルの送信信号に対して直交変調を行なう直
交変調手段を有する構成でも良い。
請求項６記載の発明のように、送信系が、アナログの送
信信号に対して直交変調を行なう直交変調手段を有する
構成でも良く、請求項７記載の発明のように、送信系
が、ディジタルの送信信号に対して直交変調を行なう直
交変調手段を有する構成でも良い。
【００１８】請求項８記載の発明は、請求項５乃至請求
項７のいずれかに記載の無線通信装置において、ピーク
電力補正系が、前記フィルタよりもタップ長が短いフィ
ルタを有する構成を採る。
項７のいずれかに記載の無線通信装置において、ピーク
電力補正系が、前記フィルタよりもタップ長が短いフィ
ルタを有する構成を採る。
【００１９】この構成によれば、ピーク電力算出回路の
演算規模又は回路規模を削減することができる。
演算規模又は回路規模を削減することができる。
【００２０】請求項１１記載の送信ピーク電力削減方法
に関する発明は、複数のキャリア周波数の送信信号に基
づいてそれぞれのピーク電力を検出する工程と、このピ
ーク電力がしきい値を超えたときに補正値を算出する工
程と、この補正値に従って送信信号の振幅を補正する工
程と、補正された振幅の送信信号に対してフィルタリン
グ処理を行なう工程と、を具備する構成を採る。
に関する発明は、複数のキャリア周波数の送信信号に基
づいてそれぞれのピーク電力を検出する工程と、このピ
ーク電力がしきい値を超えたときに補正値を算出する工
程と、この補正値に従って送信信号の振幅を補正する工
程と、補正された振幅の送信信号に対してフィルタリン
グ処理を行なう工程と、を具備する構成を採る。
【００２１】この構成によれば、帯域外に不要な周波数
を発生させることなくピーク電力を低減することができ
る。ピーク電力を低減することにより、増幅器のバック
オフを低減できる。従って、増幅器を小さくすることが
できる。
を発生させることなくピーク電力を低減することができ
る。ピーク電力を低減することにより、増幅器のバック
オフを低減できる。従って、増幅器を小さくすることが
できる。
【００２２】請求項１１記載の送信ピーク電力削減方法
においては、請求項１２記載の発明のように、しきい値
を変調方式に応じて調整しても良く、しきい値を帯域制
限方法に応じて調整しても良い。また、通信方式がＣＤ
ＭＡである場合には、請求項１４記載の発明のように、
しきい値をコード多重数に応じて調整しても良い。
においては、請求項１２記載の発明のように、しきい値
を変調方式に応じて調整しても良く、しきい値を帯域制
限方法に応じて調整しても良い。また、通信方式がＣＤ
ＭＡである場合には、請求項１４記載の発明のように、
しきい値をコード多重数に応じて調整しても良い。
【００２３】これらの構成により、ピーク電力検出方法
において帯域制限フィルタを用いない場合においても、
シンボル点間に発生するピーク電力を正しく推定するこ
とができる。
において帯域制限フィルタを用いない場合においても、
シンボル点間に発生するピーク電力を正しく推定するこ
とができる。
【００２４】請求項１２記載の構成により、帯域外に不
要な周波数を発生させることなくピーク電力を低減する
ことができる。また、ピーク電力を低減することによ
り、増幅器のバックオフを低減できる。従って、増幅器
を小さくすることができる。
要な周波数を発生させることなくピーク電力を低減する
ことができる。また、ピーク電力を低減することによ
り、増幅器のバックオフを低減できる。従って、増幅器
を小さくすることができる。
【００２５】また、請求項１４記載の構成により、直交
変調器の帯域を１キャリア周波数分のもので構成できる
ために、直交変調器を安価に構成できる。
変調器の帯域を１キャリア周波数分のもので構成できる
ために、直交変調器を安価に構成できる。
【００２６】請求項１５記載の発明は、請求項１１乃至
請求項１４のいずれかに記載の送信ピーク電力削減方法
において、フィルタのタップ係数が最も大きい値となる
送信信号に対して補正を行なう構成を採る。
請求項１４のいずれかに記載の送信ピーク電力削減方法
において、フィルタのタップ係数が最も大きい値となる
送信信号に対して補正を行なう構成を採る。
【００２７】この構成によれば、帯域制限フィルタに入
力する前の信号の振幅を補正するため、振幅補正によっ
て不要な周波数成分が発生することがなくなる。また、
送信のための直交変調及び電力加算と、電力算出のため
の直交変調及び電力加算の関係をアナログ回路による劣
化要因なしで構成できる。しかも、サンプリング周波数
をもっとも小さくすることができる。
力する前の信号の振幅を補正するため、振幅補正によっ
て不要な周波数成分が発生することがなくなる。また、
送信のための直交変調及び電力加算と、電力算出のため
の直交変調及び電力加算の関係をアナログ回路による劣
化要因なしで構成できる。しかも、サンプリング周波数
をもっとも小さくすることができる。
【００２８】請求項１６記載の発明は、請求項１１乃至
請求項１４のいずれかに記載の送信ピーク電力削減方法
において、送信信号を直交変調した同相成分とフィルタ
出力を直交変調した同相成分との間の積と、送信信号を
直交変調した直交成分とフィルタ出力を直交変調した直
交成分との間の積との和にフィルタのタップ係数を乗算
した結果が最大となる送信信号の振幅に対して補正を行
なう構成を採る。
請求項１４のいずれかに記載の送信ピーク電力削減方法
において、送信信号を直交変調した同相成分とフィルタ
出力を直交変調した同相成分との間の積と、送信信号を
直交変調した直交成分とフィルタ出力を直交変調した直
交成分との間の積との和にフィルタのタップ係数を乗算
した結果が最大となる送信信号の振幅に対して補正を行
なう構成を採る。
【００２９】この構成により、ピーク電力に大きく寄与
する信号に対して補正を行なうので、補正量を小さくす
ることができ、送信信号のひずみ量を小さくすることが
できる。また、送信のための直交変調および電力加算
と、電力算出のための直交変調および電力加算の関係を
アナログ回路による劣化要因なしで構成できる。しか
も、Ｄ／Ａ変換器を１個に削減でき、アナログ直交変調
回路を削減することができる。
する信号に対して補正を行なうので、補正量を小さくす
ることができ、送信信号のひずみ量を小さくすることが
できる。また、送信のための直交変調および電力加算
と、電力算出のための直交変調および電力加算の関係を
アナログ回路による劣化要因なしで構成できる。しか
も、Ｄ／Ａ変換器を１個に削減でき、アナログ直交変調
回路を削減することができる。
【００３０】請求項１７記載の無線通信方法に関する発
明は、請求項１１乃至請求項１６のいずれかに記載の送
信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを削減して帯
域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号に対してそ
れぞれのキャリア周波数間隔で零ＩＦ信号に直交変調を
行う工程と、直交変調後の送信信号の同相成分及び直交
成分をそれぞれ加算してアナログ信号に変換する工程
と、変換後のそれぞれのキャリア周波数の送信信号を直
交変調する工程と、を具備する構成を採る。
明は、請求項１１乃至請求項１６のいずれかに記載の送
信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを削減して帯
域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号に対してそ
れぞれのキャリア周波数間隔で零ＩＦ信号に直交変調を
行う工程と、直交変調後の送信信号の同相成分及び直交
成分をそれぞれ加算してアナログ信号に変換する工程
と、変換後のそれぞれのキャリア周波数の送信信号を直
交変調する工程と、を具備する構成を採る。
【００３１】この構成によれば、送信のための直交変調
及び電力加算と、電力算出のための直交変調及び電力加
算の関係をアナログ回路による劣化要因なしで構成でき
る。また、サンプリング周波数をもっとも小さくするこ
とができる。
及び電力加算と、電力算出のための直交変調及び電力加
算の関係をアナログ回路による劣化要因なしで構成でき
る。また、サンプリング周波数をもっとも小さくするこ
とができる。
【００３２】請求項１８記載の無線通信方法に関する発
明は、請求項１１乃至請求項１６のいずれかに記載の送
信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを削減して帯
域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号に対してそ
れぞれのキャリア周波数間隔で直交変調を行う工程と、
変調後の送信信号をそれぞれ加算してアナログ信号に変
換する工程と、を具備する構成を採る。
明は、請求項１１乃至請求項１６のいずれかに記載の送
信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを削減して帯
域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号に対してそ
れぞれのキャリア周波数間隔で直交変調を行う工程と、
変調後の送信信号をそれぞれ加算してアナログ信号に変
換する工程と、を具備する構成を採る。
【００３３】この構成によれば、送信のための直交変調
及び電力加算と、電力算出のための直交変調及び電力加
算の関係をアナログ回路による劣化要因なしで構成でき
る。また、Ｄ／Ａ変換器を１個に削減でき、アナログ直
交変調回路を削減することができる。
及び電力加算と、電力算出のための直交変調及び電力加
算の関係をアナログ回路による劣化要因なしで構成でき
る。また、Ｄ／Ａ変換器を１個に削減でき、アナログ直
交変調回路を削減することができる。
【００３４】本発明は、請求項９記載の発明のように、
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の無線通信装置
を備える基地局装置を提供し、請求項１０記載の発明の
ように、請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の無線
通信装置を備える移動局装置を提供する。
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の無線通信装置
を備える基地局装置を提供し、請求項１０記載の発明の
ように、請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の無線
通信装置を備える移動局装置を提供する。
【００３５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、添付図面を参照して詳細に説明する。
て、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００３６】（実施の形態１）図１は、本発明の実施の
形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。この無線通信装置は、マルチキャリア周波数増幅方
式におけるピーク電力削減方法を採用したものである。
形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。この無線通信装置は、マルチキャリア周波数増幅方
式におけるピーク電力削減方法を採用したものである。
【００３７】遅延回路１０１及び１０２においてキャリ
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、合成した電力のピーク電力を
抑圧するための補正係数を算出する処理に必要な時間分
に相当するように設定する。なお、補正係数の算出時間
が十分に速い場合は遅延回路による時間の調整は不要と
なる。
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、合成した電力のピーク電力を
抑圧するための補正係数を算出する処理に必要な時間分
に相当するように設定する。なお、補正係数の算出時間
が十分に速い場合は遅延回路による時間の調整は不要と
なる。
【００３８】遅延させた各信号を補正回路１０５〜１０
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。振幅を補正した信号を帯域制限フィルタ１０９
〜１１２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０
９〜１１２で帯域制限した信号をＤ／Ａ変換器１１３〜
１１６でアナログ信号に変換する。次いで、アナログ信
号に変換した信号の折り返し周波数成分をＬＰＦ１１７
〜１２０で除去する。
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。振幅を補正した信号を帯域制限フィルタ１０９
〜１１２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０
９〜１１２で帯域制限した信号をＤ／Ａ変換器１１３〜
１１６でアナログ信号に変換する。次いで、アナログ信
号に変換した信号の折り返し周波数成分をＬＰＦ１１７
〜１２０で除去する。
【００３９】キャリア周波数ｆ１で送信するベースバン
ド信号を直交変調器１２１でキャリア周波数ｆ１に周波
数変換する。同様に、キャリア周波数ｆ２で送信するベ
ースバンド信号を直交変調器１２２でキャリア周波数ｆ
２に周波数変換する。その後、電力合成手段１２３でキ
ャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号を
合成する。例えば、合成した結果を無線通信装置に用い
る場合には、増幅器で増幅し、アンテナから送信する。
合成した結果を有線通信装置に用いる場合には、増幅器
で増幅し、ケーブルを通じて送信する。合成した結果を
更に高いキャリア周波数に周波数変換する場合もある。
ド信号を直交変調器１２１でキャリア周波数ｆ１に周波
数変換する。同様に、キャリア周波数ｆ２で送信するベ
ースバンド信号を直交変調器１２２でキャリア周波数ｆ
２に周波数変換する。その後、電力合成手段１２３でキ
ャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号を
合成する。例えば、合成した結果を無線通信装置に用い
る場合には、増幅器で増幅し、アンテナから送信する。
合成した結果を有線通信装置に用いる場合には、増幅器
で増幅し、ケーブルを通じて送信する。合成した結果を
更に高いキャリア周波数に周波数変換する場合もある。
【００４０】電力合成した結果における電力の平均電力
とピーク電力との差が大きい場合は、平均電力に対して
ダイナミックレンジの広い増幅器が必要となる。従っ
て、ピーク電力を抑圧する必要がある。
とピーク電力との差が大きい場合は、平均電力に対して
ダイナミックレンジの広い増幅器が必要となる。従っ
て、ピーク電力を抑圧する必要がある。
【００４１】以下、ピーク電力の抑制について説明す
る。第１に、ピーク電力の検出方法を説明する。帯域制
限フィルタ１２４〜１２７で送信ベースバンド信号を帯
域制限する。このフィルタは、ピークレベル検出を厳密
に行う場合は、帯域制限フィルタ１０９〜１１２と同じ
ものを用いる。しかしながら、帯域制限フィルタをソフ
トウェア処理で行う場合の演算量を削減する目的又はハ
ードウェア処理で行う場合の回路規模を削減する目的で
は、周波数特性がほぼ同等であって、タップ長を短くし
たフィルタに置き換えても良い。
る。第１に、ピーク電力の検出方法を説明する。帯域制
限フィルタ１２４〜１２７で送信ベースバンド信号を帯
域制限する。このフィルタは、ピークレベル検出を厳密
に行う場合は、帯域制限フィルタ１０９〜１１２と同じ
ものを用いる。しかしながら、帯域制限フィルタをソフ
トウェア処理で行う場合の演算量を削減する目的又はハ
ードウェア処理で行う場合の回路規模を削減する目的で
は、周波数特性がほぼ同等であって、タップ長を短くし
たフィルタに置き換えても良い。
【００４２】帯域制限フィルタ処理出力を直交変調器１
２８及び１２９で直交変調する。この直交変調器は、ア
ナログ回路とディジタル回路のどちらでも実現できる
が、補正係数検出処理をディジタル処理で行う方がよい
のでディジタル回路で実現する。図１ではディジタル回
路で実現する場合を示している。アナログ回路で実現す
る場合はＤ／Ａ変換器及びＬＰＦが必要になる。
２８及び１２９で直交変調する。この直交変調器は、ア
ナログ回路とディジタル回路のどちらでも実現できる
が、補正係数検出処理をディジタル処理で行う方がよい
のでディジタル回路で実現する。図１ではディジタル回
路で実現する場合を示している。アナログ回路で実現す
る場合はＤ／Ａ変換器及びＬＰＦが必要になる。
【００４３】直交変調をディジタル信号処理で行う場合
は、ベースバンド変調信号について中心周波数を０Ｈｚ
とした直交変調を行う。例えば、キャリア周波数ｆ１と
キャリア周波数ｆ２で送信を行う場合は、キャリア周波
数ｆ１で送信する信号を−（ｆ２−ｆ１）／２で直交変
調し、キャリア周波数ｆ２で送信する信号を＋（ｆ２−
ｆ１）／２で直交変調する。
は、ベースバンド変調信号について中心周波数を０Ｈｚ
とした直交変調を行う。例えば、キャリア周波数ｆ１と
キャリア周波数ｆ２で送信を行う場合は、キャリア周波
数ｆ１で送信する信号を−（ｆ２−ｆ１）／２で直交変
調し、キャリア周波数ｆ２で送信する信号を＋（ｆ２−
ｆ１）／２で直交変調する。
【００４４】そして、キャリア周波数ｆ１のベースバン
ド変調信号を直交変調した信号のＩ−ｃｈとキャリア周
波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交変調した信号の
Ｉ−ｃｈとを加算器１３０で加算し、キャリア周波数ｆ
１のベースバンド変調信号を直交変調した信号のＱ−ｃ
ｈとキャリア周波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交
変調した信号のＱ−ｃｈとを加算器１３１で加算する。
この直交変調処理の周波数軸上での動作を図２に示す。
ド変調信号を直交変調した信号のＩ−ｃｈとキャリア周
波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交変調した信号の
Ｉ−ｃｈとを加算器１３０で加算し、キャリア周波数ｆ
１のベースバンド変調信号を直交変調した信号のＱ−ｃ
ｈとキャリア周波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交
変調した信号のＱ−ｃｈとを加算器１３１で加算する。
この直交変調処理の周波数軸上での動作を図２に示す。
【００４５】なお、本実施の形態においては、直交変調
をディジタル信号処理で行なうことができるので、低い
キャリア周波数で行うことができる。ピーク電力検出に
おいては、零ＩＦの信号と低いキャリア周波数での信号
との間の差はないので、零ＩＦで処理する方が良い。
をディジタル信号処理で行なうことができるので、低い
キャリア周波数で行うことができる。ピーク電力検出に
おいては、零ＩＦの信号と低いキャリア周波数での信号
との間の差はないので、零ＩＦで処理する方が良い。
【００４６】次いで、直交変調を行った結果に対してピ
ーク電力検出回路１３２でしきい値を超えるようなピー
ク電力を検出する。ピーク電力検出回路の一例を図３に
示す。２乗回路３０１でＩ−ｃｈの２乗を算出し、２乗
回路３０２でＱ−ｃｈの２乗を算出する。そして、それ
ぞれの結果を加算回路３０３で加算する。これが、直交
変調した信号を加算した結果の電力である。さらに、比
較回路３０４において加算した電力としきい値とを比較
し、加算した電力がしきい値より大きい場合はピーク電
力検出フラグによって補正係数算出回路１３３にその状
態を伝える。同時に、補正を行うべき目標値δを算出
し、補正係数算出回路１３３に伝える。これは、下記式
１のように、しきい値から検出した電力を引くことによ
って算出できる。ただし、z2(t)はマルチキャリア周波
数の信号を直交変調した結果の電力である。
ーク電力検出回路１３２でしきい値を超えるようなピー
ク電力を検出する。ピーク電力検出回路の一例を図３に
示す。２乗回路３０１でＩ−ｃｈの２乗を算出し、２乗
回路３０２でＱ−ｃｈの２乗を算出する。そして、それ
ぞれの結果を加算回路３０３で加算する。これが、直交
変調した信号を加算した結果の電力である。さらに、比
較回路３０４において加算した電力としきい値とを比較
し、加算した電力がしきい値より大きい場合はピーク電
力検出フラグによって補正係数算出回路１３３にその状
態を伝える。同時に、補正を行うべき目標値δを算出
し、補正係数算出回路１３３に伝える。これは、下記式
１のように、しきい値から検出した電力を引くことによ
って算出できる。ただし、z2(t)はマルチキャリア周波
数の信号を直交変調した結果の電力である。
【００４７】
【数１】
第２に、補正係数算出方法を説明する。ピーク電力の補
正は、帯域制限フィルタ入力に対してα倍に振幅をする
ことによって行う。ここでは、帯域制限フィルタをＦＩ
Ｒフィルタで実現する場合を考える。タップ番号ｎの入
力信号がα倍されると、それぞれの信号は、αx1I(t)、
αx1Q(t)、αx2I(t)、αx2Q(t)となる。ただし、x(ｔ）
はベースバンド変調信号で、添え字の前の番号はキャリ
ア周波数番号を示し、添え字の後の記号はＩ−ｃｈ又は
Ｑ−ｃｈを表す。
正は、帯域制限フィルタ入力に対してα倍に振幅をする
ことによって行う。ここでは、帯域制限フィルタをＦＩ
Ｒフィルタで実現する場合を考える。タップ番号ｎの入
力信号がα倍されると、それぞれの信号は、αx1I(t)、
αx1Q(t)、αx2I(t)、αx2Q(t)となる。ただし、x(ｔ）
はベースバンド変調信号で、添え字の前の番号はキャリ
ア周波数番号を示し、添え字の後の記号はＩ−ｃｈ又は
Ｑ−ｃｈを表す。
【００４８】ｎ番目のタップの信号をα倍にした時のＦ
ＩＲフィルタ出力は下記式２のようになる。ただし、こ
の数式には添え字番号は除いて表記した。ｈ（ ）はタ
ップ係数であり、Ｔｓはサンプリングレートであり、ｙ
（ ）はフィルタ出力である。α＝１の時は、当然フィ
ルタ出力は補正を行わない結果と同一である。
ＩＲフィルタ出力は下記式２のようになる。ただし、こ
の数式には添え字番号は除いて表記した。ｈ（ ）はタ
ップ係数であり、Ｔｓはサンプリングレートであり、ｙ
（ ）はフィルタ出力である。α＝１の時は、当然フィ
ルタ出力は補正を行わない結果と同一である。
【００４９】
【数２】
この信号を直交変調して加算すると、下記式３〜式５の
ようになる。
ようになる。
【数３】
【数４】
【数５】
ただし、Ｋはキャリア周波数の数であり、ωkはキャリ
ア周波数番号ｋの角速度である。式３は、補正前の電力
z2(t)から補正目標値δを引いた値になる。これは、下
記式６に示すようになる。
ア周波数番号ｋの角速度である。式３は、補正前の電力
z2(t)から補正目標値δを引いた値になる。これは、下
記式６に示すようになる。
【００５０】
【数６】
上式６より、補正係数αを算出するための式を導出する
ことができる。算出した結果を下記式７に示す。
ことができる。算出した結果を下記式７に示す。
【数７】
ただし、β(n, t)は下記式８のようになる。
【数８】
式７の平方根の中身を級数展開により近似し、これに式
８を代入すると、下記式９のようになる。
８を代入すると、下記式９のようになる。
【数９】
この近似は、図４に示すように、下記式１０の範囲にお
いては有効である。
いては有効である。
【数１０】
【００５１】このように、補正係数αは、タップ番号ｎ
のタップ係数ｈ（ｎ）とマルチキャリア周波数信号を合
成した結果のＩ−ｃｈ及びＱ−ｃｈ（式中のzI(n, t)と
zQ(n, t))、並びにタップ番号ｎのベースバンド変調信
号を直交変調して加算した信号のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ
（式中のXI(n, t)とXQ(n, t))から算出できることが明
らかになった。式７又は式９で算出した補正係数αを用
いて、タップ番号ｎの信号をα倍に補正する。
のタップ係数ｈ（ｎ）とマルチキャリア周波数信号を合
成した結果のＩ−ｃｈ及びＱ−ｃｈ（式中のzI(n, t)と
zQ(n, t))、並びにタップ番号ｎのベースバンド変調信
号を直交変調して加算した信号のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ
（式中のXI(n, t)とXQ(n, t))から算出できることが明
らかになった。式７又は式９で算出した補正係数αを用
いて、タップ番号ｎの信号をα倍に補正する。
【００５２】上記タップ番号の選択方法は、以下のよう
なものが考えられる。補正係数が零に近い値の場合は、
その時刻の送信信号をほぼ零にすることになるので、で
きるだけ係数が１に近い方が良い。式９を考えると分母
にあるタップ係数ｈ（ｎ）の値が大きい方がより補正係
数は１に近づく。従って、第１のタップ番号選択方法
は、タップ係数が最も大きい値となる中央タップにする
方法である。また、式９を考えると分母が最も大きい場
合が補正係数は１に近づく。従って、第２のタップ番号
選択方法は、分母を計算し、その値が最も大きくなるタ
ップ係数を選択する方法である。
なものが考えられる。補正係数が零に近い値の場合は、
その時刻の送信信号をほぼ零にすることになるので、で
きるだけ係数が１に近い方が良い。式９を考えると分母
にあるタップ係数ｈ（ｎ）の値が大きい方がより補正係
数は１に近づく。従って、第１のタップ番号選択方法
は、タップ係数が最も大きい値となる中央タップにする
方法である。また、式９を考えると分母が最も大きい場
合が補正係数は１に近づく。従って、第２のタップ番号
選択方法は、分母を計算し、その値が最も大きくなるタ
ップ係数を選択する方法である。
【００５３】第３に、補正について説明する。補正は、
補正係数算出回路１３３で算出した補正係数αを用い
て、時刻ｔの入力信号をα倍する。
補正係数算出回路１３３で算出した補正係数αを用い
て、時刻ｔの入力信号をα倍する。
【００５４】上記の処理により、マルチキャリア合成し
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。
【００５５】なお、本実施の形態の無線通信装置では、
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
【００５６】（実施の形態２）図５は、本発明の実施の
形態２に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図５に示す無線通信装置においては、図１に示す無
線通信装置におけるピーク値補正部分の帯域制限フィル
タを省略している。帯域制限フィルタを用いると一般的
に乗算器が必要となり回路規模が大きくなるので、実施
の形態２では、帯域制限を行わない状態でピーク電力を
算出する。なお、図５において、図１と同じ部分につい
ては同じ符号を付してその説明を省略する。
形態２に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図５に示す無線通信装置においては、図１に示す無
線通信装置におけるピーク値補正部分の帯域制限フィル
タを省略している。帯域制限フィルタを用いると一般的
に乗算器が必要となり回路規模が大きくなるので、実施
の形態２では、帯域制限を行わない状態でピーク電力を
算出する。なお、図５において、図１と同じ部分につい
ては同じ符号を付してその説明を省略する。
【００５７】帯域制限を行わない状態でのピーク電力を
検出する場合、次のような問題が考えられる。ＰＳＫや
ＱＡＭ変調方式においては、ピーク電力はシンボル点と
シンボル点の間で発生する。このため、一般的にシンボ
ル点で算出したピーク電力よりも実際のピーク電力は大
きくなる。従って、シンボル点間で発生するピーク電力
にも対応できるように、実施の形態１で説明したしきい
値δにマージンを持たせる必要がある。このマージン
は、ＦＳＫなどの定包絡線変調方式と、ＰＳＫやＱＡＭ
などの非定包絡線変調方式では変える必要がある。
検出する場合、次のような問題が考えられる。ＰＳＫや
ＱＡＭ変調方式においては、ピーク電力はシンボル点と
シンボル点の間で発生する。このため、一般的にシンボ
ル点で算出したピーク電力よりも実際のピーク電力は大
きくなる。従って、シンボル点間で発生するピーク電力
にも対応できるように、実施の形態１で説明したしきい
値δにマージンを持たせる必要がある。このマージン
は、ＦＳＫなどの定包絡線変調方式と、ＰＳＫやＱＡＭ
などの非定包絡線変調方式では変える必要がある。
【００５８】図５を用いて上記構成の無線通信装置の動
作について説明する。キャリア周波数ｆ１の信号とキャ
リア周波数ｆ２の信号を合成する動作までは、実施の形
態１と同様であるので、説明は省略する。
作について説明する。キャリア周波数ｆ１の信号とキャ
リア周波数ｆ２の信号を合成する動作までは、実施の形
態１と同様であるので、説明は省略する。
【００５９】第１に、ピーク電力の検出方法を説明す
る。ベースバンド変調信号を直交変調器１２８及び１２
９で直交変調する。この直交変調器はアナログ回路とデ
ィジタル回路のどちらでも実現できるが、補正係数検出
処理をディジタル処理で行う方がよいのでディジタル回
路で実現する。図５ではディジタル回路で実現する場合
を示している。アナログ回路で実現する場合はＤ／Ａ変
換器とＬＰＦが必要になる。
る。ベースバンド変調信号を直交変調器１２８及び１２
９で直交変調する。この直交変調器はアナログ回路とデ
ィジタル回路のどちらでも実現できるが、補正係数検出
処理をディジタル処理で行う方がよいのでディジタル回
路で実現する。図５ではディジタル回路で実現する場合
を示している。アナログ回路で実現する場合はＤ／Ａ変
換器とＬＰＦが必要になる。
【００６０】直交変調をディジタル信号処理で行う場合
は、ベースバンド変調信号について中心周波数を０Ｈｚ
とした直交変調を行う。キャリア周波数ｆ１とキャリア
周波数ｆ２で送信を行う場合は、キャリア周波数ｆ１で
送信する信号を−（ｆ２−ｆ１）／２で直交変調し、キ
ャリア周波数ｆ２で送信する信号を＋（ｆ２−ｆ１）／
２で直交変調する。そして、キャリア周波数ｆ１のベー
スバンド変調信号を直交変調した信号のＩ−ｃｈとキャ
リア周波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交変調した
信号のＩ−ｃｈとを加算器１３０で加算し、キャリア周
波数ｆ１のベースバンド変調信号を直交変調した信号の
Ｑ−ｃｈとキャリア周波数ｆ２のベースバンド変調信号
を直交変調した信号のＱ−ｃｈとを加算器１３１で加算
する。この直交変調処理の周波数軸上は図２に示す通り
である。
は、ベースバンド変調信号について中心周波数を０Ｈｚ
とした直交変調を行う。キャリア周波数ｆ１とキャリア
周波数ｆ２で送信を行う場合は、キャリア周波数ｆ１で
送信する信号を−（ｆ２−ｆ１）／２で直交変調し、キ
ャリア周波数ｆ２で送信する信号を＋（ｆ２−ｆ１）／
２で直交変調する。そして、キャリア周波数ｆ１のベー
スバンド変調信号を直交変調した信号のＩ−ｃｈとキャ
リア周波数ｆ２のベースバンド変調信号を直交変調した
信号のＩ−ｃｈとを加算器１３０で加算し、キャリア周
波数ｆ１のベースバンド変調信号を直交変調した信号の
Ｑ−ｃｈとキャリア周波数ｆ２のベースバンド変調信号
を直交変調した信号のＱ−ｃｈとを加算器１３１で加算
する。この直交変調処理の周波数軸上は図２に示す通り
である。
【００６１】なお、直交変調を低いキャリア周波数で行
うことができるが、ピーク電力検出においては零ＩＦの
信号と低いキャリア周波数での信号との間の差はないの
で、零ＩＦで処理する方が良い。
うことができるが、ピーク電力検出においては零ＩＦの
信号と低いキャリア周波数での信号との間の差はないの
で、零ＩＦで処理する方が良い。
【００６２】次に、直交変調を行った結果に対してピー
ク電力検出回路１３２でしきい値を超えるようなピーク
電力を検出する。ピーク電力検出回路は、実施の形態１
において使用するものと同様である。
ク電力検出回路１３２でしきい値を超えるようなピーク
電力を検出する。ピーク電力検出回路は、実施の形態１
において使用するものと同様である。
【００６３】さらに、比較回路３０４において加算した
電力としきい値とを比較し、加算した電力がしきい値よ
り大きい場合はピーク電力検出フラグによって補正係数
算出回路１３３にその状態を伝える。同時に、補正を行
うべき目標値δを算出し、補正係数算出回路１３３に伝
える。これは、しきい値から検出した電力を引くことに
よって算出できる。ただし、z2(t)はマルチキャリア周
波数の信号を直交変調した結果の電力である。なお、実
際に送信する帯域制限フィルタを用いた出力に対してピ
ーク電力を測定しているのではないために、ハットを付
けて推定値であることを明示する。
電力としきい値とを比較し、加算した電力がしきい値よ
り大きい場合はピーク電力検出フラグによって補正係数
算出回路１３３にその状態を伝える。同時に、補正を行
うべき目標値δを算出し、補正係数算出回路１３３に伝
える。これは、しきい値から検出した電力を引くことに
よって算出できる。ただし、z2(t)はマルチキャリア周
波数の信号を直交変調した結果の電力である。なお、実
際に送信する帯域制限フィルタを用いた出力に対してピ
ーク電力を測定しているのではないために、ハットを付
けて推定値であることを明示する。
【００６４】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【００６５】上述した通り、補間処理と帯域制限フィル
タ処理を省いたピーク電力測定方法の場合は、図６に示
すように、シンボル点とシンボル点の状態遷移によって
起こる電力Ａを測定することができず、シンボル点にお
ける電力Ｂのみが測定できる。この電力Ａ（ＰA)と電力
Ｂ(ＰB)の比は、変調方式や帯域制限フィルタの特性に
よって変化する。また、ＣＤＭＡ通信方式のように拡散
符号を多重して送信する場合でも電力Ａと電力Ｂの比が
異なる。従って、この電力Ａと電力Ｂの比をシミュレー
ション等によりあらかじめ測定しておき、しきい値(th)
を補正する。補正方法は下記式１５のようになる。
タ処理を省いたピーク電力測定方法の場合は、図６に示
すように、シンボル点とシンボル点の状態遷移によって
起こる電力Ａを測定することができず、シンボル点にお
ける電力Ｂのみが測定できる。この電力Ａ（ＰA)と電力
Ｂ(ＰB)の比は、変調方式や帯域制限フィルタの特性に
よって変化する。また、ＣＤＭＡ通信方式のように拡散
符号を多重して送信する場合でも電力Ａと電力Ｂの比が
異なる。従って、この電力Ａと電力Ｂの比をシミュレー
ション等によりあらかじめ測定しておき、しきい値(th)
を補正する。補正方法は下記式１５のようになる。
【００６６】
【数１５】
第２に、補正係数算出方法を説明する。補正方法は、実
施の形態１と同様に算出することができる。式６のz
I(t)及びzQ(t)に対して、式１３及び式１４を代入する
と下記式１６のようになる。
施の形態１と同様に算出することができる。式６のz
I(t)及びzQ(t)に対して、式１３及び式１４を代入する
と下記式１６のようになる。
【００６７】
【数１６】
また、補正係数αを算出すると下記式１７のようにな
る。
る。
【数１７】
【００６８】このように、補正係数αは、タップ番号ｎ
のタップ係数ｈ（ｎ）と、タップ番号ｎのベースバンド
変調信号を直交変調して加算した信号の電力（数式中の
X2(n, t))から算出できることが明らかになった。式１
７で算出した補正係数αを用いて、タップ番号ｎの信号
をα倍に補正する。なお、上記タップ番号の選択方法
は、実施の形態１と同様である。
のタップ係数ｈ（ｎ）と、タップ番号ｎのベースバンド
変調信号を直交変調して加算した信号の電力（数式中の
X2(n, t))から算出できることが明らかになった。式１
７で算出した補正係数αを用いて、タップ番号ｎの信号
をα倍に補正する。なお、上記タップ番号の選択方法
は、実施の形態１と同様である。
【００６９】上記の処理により、マルチキャリア合成し
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。さら
に、実施の形態１の効果に加えて、補正値算出側で帯域
制限フィルタを使用しないので、回路規模を小さくする
ことが可能である。
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。さら
に、実施の形態１の効果に加えて、補正値算出側で帯域
制限フィルタを使用しないので、回路規模を小さくする
ことが可能である。
【００７０】なお、本実施の形態の無線通信装置では、
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
【００７１】（実施の形態３）図７は、本発明の実施の
形態３に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図７に示す無線通信装置においては、ディジタルの
状態で直交変調する構成になっている。なお、図７にお
いて、図１と同じ部分については同じ符号を付してその
説明を省略する。
形態３に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図７に示す無線通信装置においては、ディジタルの
状態で直交変調する構成になっている。なお、図７にお
いて、図１と同じ部分については同じ符号を付してその
説明を省略する。
【００７２】遅延回路１０１及び１０２においてキャリ
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、合成した電力のピーク電力を
抑圧するための補正係数を算出する処理に必要な時間分
に相当するように設定する。なお、補正係数の算出時間
が十分に速い場合は遅延回路による時間の調整は不要と
なる。
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、合成した電力のピーク電力を
抑圧するための補正係数を算出する処理に必要な時間分
に相当するように設定する。なお、補正係数の算出時間
が十分に速い場合は遅延回路による時間の調整は不要と
なる。
【００７３】遅延させた各信号を補正回路１０５〜１０
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。振幅を補正した信号を帯域制限フィルタ１０９
〜１１２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０
９及び１１０で帯域制限した信号を、直交変調回路７０
１においてキャリア周波数−（ｆ２−ｆ１）／２で直交
変調する。また、帯域制限フィルタ１１１及び１１２で
帯域制限した信号を、直交変調回路７０２においてキャ
リア周波数＋（ｆ２−ｆ１）／２で直交変調する。ただ
し、ｆ２＞ｆ１としている。
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。振幅を補正した信号を帯域制限フィルタ１０９
〜１１２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０
９及び１１０で帯域制限した信号を、直交変調回路７０
１においてキャリア周波数−（ｆ２−ｆ１）／２で直交
変調する。また、帯域制限フィルタ１１１及び１１２で
帯域制限した信号を、直交変調回路７０２においてキャ
リア周波数＋（ｆ２−ｆ１）／２で直交変調する。ただ
し、ｆ２＞ｆ１としている。
【００７４】そして、それぞれの直交変調結果のＩ−ｃ
ｈを加算器７０３で加算し、それぞれの直交変調結果の
Ｑ−ｃｈを加算器７０４で加算する。これは、一般的に
零ＩＦ信号を作成する処理である。この零ＩＦで実現す
る場合は、ディジタル信号として表現する周波数帯域が
最も小さくなるので、サンプリング周波数を最も小さく
することができる。周波数軸上の表現は図２に示す通り
である。
ｈを加算器７０３で加算し、それぞれの直交変調結果の
Ｑ−ｃｈを加算器７０４で加算する。これは、一般的に
零ＩＦ信号を作成する処理である。この零ＩＦで実現す
る場合は、ディジタル信号として表現する周波数帯域が
最も小さくなるので、サンプリング周波数を最も小さく
することができる。周波数軸上の表現は図２に示す通り
である。
【００７５】次いで、Ｄ／Ａ変換器７０５及び７０６で
ディジタル信号をアナログ信号に変換する。アナログ信
号に変換した信号の折り返し周波数成分をＬＰＦ７０７
及び７０８で除去する。
ディジタル信号をアナログ信号に変換する。アナログ信
号に変換した信号の折り返し周波数成分をＬＰＦ７０７
及び７０８で除去する。
【００７６】さらに、これらの信号をアナログ直交変調
回路７０９で直交変調し、直交変調された信号からＢＰ
Ｆ７１０で不要な周波数成分を除去し、ミキサ７１１で
キャリア周波数にアップコンバートし、ＢＰＦ７１２で
不要周波数成分を除去する。
回路７０９で直交変調し、直交変調された信号からＢＰ
Ｆ７１０で不要な周波数成分を除去し、ミキサ７１１で
キャリア周波数にアップコンバートし、ＢＰＦ７１２で
不要周波数成分を除去する。
【００７７】無線通信装置に用いる場合は、キャリア周
波数に変換した結果を増幅器で増幅した後にアンテナか
ら送信する。また、有線通信装置に用いる場合は、キャ
リア周波数に変換した結果を増幅器で増幅し、ケーブル
を通じて送信する。
波数に変換した結果を増幅器で増幅した後にアンテナか
ら送信する。また、有線通信装置に用いる場合は、キャ
リア周波数に変換した結果を増幅器で増幅し、ケーブル
を通じて送信する。
【００７８】なお、ピーク電力の検出方法は実施の形態
１及び実施の形態２と同様である。実施の形態２のピー
ク電力の検出方法においては、帯域制限フィルタ１２４
〜１２７が不要になる。また、補正係数αの算出方法や
補正方法も実施の形態１及び実施の形態２と同様であ
る。
１及び実施の形態２と同様である。実施の形態２のピー
ク電力の検出方法においては、帯域制限フィルタ１２４
〜１２７が不要になる。また、補正係数αの算出方法や
補正方法も実施の形態１及び実施の形態２と同様であ
る。
【００７９】上記の処理により、マルチキャリア合成し
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。ま
た、送信のための直交変調を用いた電力合成方法と、ピ
ーク電力を検出するのための直交変調を用いた電力合成
方法と、を同一としている、すなわちディジタル状態で
行なうので、正しくピーク電力を検出することができ、
それに基づいてピーク電力を抑圧することができる。
た電力をしきい値よりも小さい値にすることができる。
これにより、信号出力前にピーク電力を減衰させること
ができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが発生しな
いような構成の増幅器を不要にすることができる。ま
た、送信のための直交変調を用いた電力合成方法と、ピ
ーク電力を検出するのための直交変調を用いた電力合成
方法と、を同一としている、すなわちディジタル状態で
行なうので、正しくピーク電力を検出することができ、
それに基づいてピーク電力を抑圧することができる。
【００８０】なお、本実施の形態の無線通信装置では、
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
帯域制限フィルタの入力に対して振幅の補正を行うこと
により、振幅の補正が周波数上に悪影響を与えないこと
が保証される。例えば、無線機の性能として必須である
隣接チャネル漏洩電力やスプリアス電力放射について悪
影響を与えない。
【００８１】（実施の形態４）図８は、本発明の実施の
形態４に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図８に示す無線通信装置においては、零ＩＦ処理を
行なわない構成になっている。なお、図８において、図
７と同じ部分については同じ符号を付してその説明を省
略する。
形態４に係る無線通信装置の構成を示すブロック図であ
る。図８に示す無線通信装置においては、零ＩＦ処理を
行なわない構成になっている。なお、図８において、図
７と同じ部分については同じ符号を付してその説明を省
略する。
【００８２】遅延回路１０１及び１０２においてキャリ
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、包絡線電力のピーク抑圧のた
めの補正係数を算出処理に必要な時間分に相当するよう
に設定する。なお、補正係数の算出時間が十分に速い場
合は遅延回路による時間の調整は不要となる。
ア周波数ｆ１で送信するベースバンド変調信号を遅延さ
せる。同様に、遅延回路１０３及び１０４においてキャ
リア周波数ｆ２で送信するベースバンド変調信号を遅延
させる。この遅延時間は、包絡線電力のピーク抑圧のた
めの補正係数を算出処理に必要な時間分に相当するよう
に設定する。なお、補正係数の算出時間が十分に速い場
合は遅延回路による時間の調整は不要となる。
【００８３】遅延させた各信号を補正回路１０５〜１０
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。補正した信号を帯域制限フィルタ１０９〜１１
２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０９及び
１１０で帯域制限した信号を、直交変調回路７０１にお
いてキャリア周波数ｆ１で直交変調する。帯域制限フィ
ルタ１１１及び１１２で帯域制限した信号を、直交変調
回路７０２においてキャリア周波数ｆ２で直交変調す
る。さらに、これらの信号を加算器８０１で加算する。
周波数軸上の表現は図９に示す通りである。
８で振幅の補正を行う。この補正処理に関しては後で説
明する。補正した信号を帯域制限フィルタ１０９〜１１
２で帯域制限処理を行う。帯域制限フィルタ１０９及び
１１０で帯域制限した信号を、直交変調回路７０１にお
いてキャリア周波数ｆ１で直交変調する。帯域制限フィ
ルタ１１１及び１１２で帯域制限した信号を、直交変調
回路７０２においてキャリア周波数ｆ２で直交変調す
る。さらに、これらの信号を加算器８０１で加算する。
周波数軸上の表現は図９に示す通りである。
【００８４】次に、加算結果をＤ／Ａ変換器８０２でデ
ィジタル信号をアナログ信号に変換し、ＢＰＦ７１０で
不要な周波数成分を除去し、ミキサ７１１でキャリア周
波数にアップコンバートし、ＢＰＦ７１２で不要周波数
成分を除去する。
ィジタル信号をアナログ信号に変換し、ＢＰＦ７１０で
不要な周波数成分を除去し、ミキサ７１１でキャリア周
波数にアップコンバートし、ＢＰＦ７１２で不要周波数
成分を除去する。
【００８５】無線通信装置に用いる場合は、キャリア周
波数に変換した結果を増幅器で増幅した後にアンテナか
ら送信する。また、有線通信装置に用いる場合は、キャ
リア周波数に変換した結果を増幅器で増幅し、ケーブル
を通じて送信する。
波数に変換した結果を増幅器で増幅した後にアンテナか
ら送信する。また、有線通信装置に用いる場合は、キャ
リア周波数に変換した結果を増幅器で増幅し、ケーブル
を通じて送信する。
【００８６】なお、ピーク電力の検出方法は実施の形態
１及び実施の形態２と同様である。実施の形態２の方法
でピーク電力を算出する場合は、帯域制限フィルタ１２
４〜１２７は不要となる。また、補正係数αの算出方法
及び補正方法は実施の形態１及び実施の形態２と同様で
ある。
１及び実施の形態２と同様である。実施の形態２の方法
でピーク電力を算出する場合は、帯域制限フィルタ１２
４〜１２７は不要となる。また、補正係数αの算出方法
及び補正方法は実施の形態１及び実施の形態２と同様で
ある。
【００８７】上記の処理により、送信のための直交変調
を用いた電力合成方法と、ピーク電力を検出するのため
の直交変調を用いた電力合成方法と、を同一としてい
る、すなわちディジタル状態で行なうので、正しくピー
ク電力を検出することができ、それに基づいてピーク電
力を抑圧することができる。また、直交変調器の帯域を
１キャリア周波数分のもので構成できるために、直交変
調器を安価に構成できる。
を用いた電力合成方法と、ピーク電力を検出するのため
の直交変調を用いた電力合成方法と、を同一としてい
る、すなわちディジタル状態で行なうので、正しくピー
ク電力を検出することができ、それに基づいてピーク電
力を抑圧することができる。また、直交変調器の帯域を
１キャリア周波数分のもので構成できるために、直交変
調器を安価に構成できる。
【００８８】なお、上記実施の形態１〜４においては、
説明を簡単にするためにキャリア周波数が２つの場合に
ついて説明しているが、本発明においては、キャリア周
波数の数は任意の数で良い。
説明を簡単にするためにキャリア周波数が２つの場合に
ついて説明しているが、本発明においては、キャリア周
波数の数は任意の数で良い。
【００８９】また、上記実施の形態１〜４において、し
きい値は、変調方式や、帯域制限方法に応じて調整する
ことができる。また、通信方式がＣＤＭＡである場合に
は、しきい値は、コード多重数に応じて調整することが
できる。
きい値は、変調方式や、帯域制限方法に応じて調整する
ことができる。また、通信方式がＣＤＭＡである場合に
は、しきい値は、コード多重数に応じて調整することが
できる。
【００９０】本発明の無線通信装置は、基地局装置や移
動局装置に搭載することができ、基地局装置と移動局装
置との間で無線通信を行なう無線通信システムに使用す
ることができる。
動局装置に搭載することができ、基地局装置と移動局装
置との間で無線通信を行なう無線通信システムに使用す
ることができる。
【００９１】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る複数キ
ャリア周波数通信方式下でのピーク電力削減方法を採用
する無線通信装置は、信号出力前にピーク電力を減衰さ
せることができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが
発生しないような構成の増幅器を不要にすることができ
る。
ャリア周波数通信方式下でのピーク電力削減方法を採用
する無線通信装置は、信号出力前にピーク電力を減衰さ
せることができ、大きなピーク電力入力時にもひずみが
発生しないような構成の増幅器を不要にすることができ
る。
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態に係る無線通信装置における周
波数軸上の直交変調信号を示す図
波数軸上の直交変調信号を示す図
【図３】上記実施の形態に係る無線通信装置におけるピ
ーク電力検出回路のブロック図
ーク電力検出回路のブロック図
【図４】上記実施の形態に係る無線通信装置における近
似式の説明図
似式の説明図
【図５】本発明の実施の形態２に係る無線通信装置の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図６】上記実施の形態に係る無線通信装置における変
調信号の電力の説明図
調信号の電力の説明図
【図７】本発明の実施の形態３に係る無線通信装置の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図９】上記実施の形態に係る無線通信装置における周
波数軸上の直交変調信号を示す図
波数軸上の直交変調信号を示す図
【図１０】従来の無線通信装置の構成を示すブロック図
１０１〜１０４ 遅延回路
１０５〜１０８ 補正回路
１０９〜１１２，１２４〜１２７ 帯域制限フィルタ
１１３〜１１６，７０５，７０６ Ｄ／Ａ変換器
１１７〜１２０，７０７，７０８ ＬＰＦ
１２１，１２２，１２８，１２９，７０１，７０２ 直
交変調器 １２３ 電力合成手段 １３０，１３１，７０３，７０４ 加算器 １３２ ピーク電力検出回路 １３３ 補正係数算出回路 ３０１，３０２ ２乗回路 ３０３ 加算回路 ３０４ 比較回路 ７１０，７１２ ＢＰＦ ７１１ ミキサ
交変調器 １２３ 電力合成手段 １３０，１３１，７０３，７０４ 加算器 １３２ ピーク電力検出回路 １３３ 補正係数算出回路 ３０１，３０２ ２乗回路 ３０３ 加算回路 ３０４ 比較回路 ７１０，７１２ ＢＰＦ ７１１ ミキサ
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フロントページの続き
(72)発明者 渡辺 昌俊
神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番
１号 松下通信工業株式会社内
(56)参考文献 特開 平８−274734（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−204773（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−204959（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−305237（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−130191（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 1/00
H04B 1/04
H04J 13/02
H04L 27/22
Claims (18)
- 【請求項１】 複数のキャリア周波数の送信信号に基づ
いてそれぞれのピーク電力を検出するピーク電力検出手
段と、検出されたピーク電力が所定の値を超えた時にピ
ーク電力を電力合成前に補正するピーク電力補正手段
と、それぞれのキャリア周波数の送信信号を合成する合
成手段と、を具備することを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項２】 ピーク電力補正後の送信信号に対してフ
ィルタリング処理を行なうフィルタを具備することを特
徴とする請求項１記載の無線通信装置。 - 【請求項３】 ピーク電力検出手段は、キャリア周波数
より低い周波数においてキャリア周波数間隔を保持して
直交変調及び加算を行うことによりピーク電力を算出す
ることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の無線通
信装置。 - 【請求項４】 ピーク電力検出手段は、周波数が０Ｈｚ
を中心とする零ＩＦ変調を行なう直交変調手段を有する
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記
載の無線通信装置。 - 【請求項５】 複数のキャリア周波数の送信信号に対し
てそれぞれフィルタリング処理するフィルタ、フィルタ
リング後の送信信号を合成する合成手段、及びフィルタ
リング処理前にピーク電力を補正する補正手段を備えた
送信系と、前記複数のキャリア周波数の送信信号に基づ
いてそれぞれのピーク電力を検出し、検出されたピーク
電力に基づいて補正値を算出し、この補正値を前記補正
手段に送るピーク電力補正値算出手段を備えたピーク電
力補正系と、を具備することを特徴とする無線通信装
置。 - 【請求項６】 送信系は、アナログの送信信号に対して
直交変調を行なう直交変調手段を有することを特徴とす
る請求項５記載の無線通信装置。 - 【請求項７】 送信系は、ディジタルの送信信号に対し
て直交変調を行なう直交変調手段を有することを特徴と
する請求項５記載の無線通信装置。 - 【請求項８】 ピーク電力補正系は、前記フィルタより
もタップ長が短いフィルタを有することを特徴とする請
求項５乃至請求項７のいずれかに記載の無線通信装置。 - 【請求項９】 請求項１乃至請求項８のいずれかに記載
の無線通信装置を備えることを特徴とする基地局装置。 - 【請求項１０】 請求項１乃至請求項８のいずれかに記
載の無線通信装置を備えることを特徴とする移動局装
置。 - 【請求項１１】 複数のキャリア周波数の送信信号に基
づいてそれぞれのピーク電力を検出する工程と、このピ
ーク電力がしきい値を超えたときに補正値を算出する工
程と、この補正値に従って送信信号の振幅を補正する工
程と、補正された振幅の送信信号に対してフィルタリン
グ処理を行なう工程と、を具備することを特徴とする送
信ピーク電力削減方法。 - 【請求項１２】 しきい値を変調方式に応じて調整する
ことを特徴とする請求項１１記載の送信ピーク電力削減
方法。 - 【請求項１３】 しきい値を帯域制限方法に応じて調整
することを特徴とする請求項１１記載の送信ピーク電力
削減方法。 - 【請求項１４】 通信方式がＣＤＭＡであり、しきい値
をコード多重数に応じて調整することを特徴とする請求
項１１記載の送信ピーク電力削減方法。 - 【請求項１５】 フィルタのタップ係数が最も大きい値
となる送信信号に対して補正を行なうことを特徴とする
請求項１１乃至請求項１４のいずれかに記載の送信ピー
ク電力削減方法。 - 【請求項１６】 送信信号を直交変調した同相成分とフ
ィルタ出力を直交変調した同相成分との間の積と、送信
信号を直交変調した直交成分とフィルタ出力を直交変調
した直交成分との間の積との和にフィルタのタップ係数
を乗算した結果が最大となる送信信号の振幅に対して補
正を行なうことを特徴とする請求項１１乃至請求項１４
のいずれかに記載の送信ピーク電力削減方法。 - 【請求項１７】 請求項１１乃至請求項１６のいずれか
に記載の送信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを
削減して帯域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号
に対してそれぞれのキャリア周波数間隔で零ＩＦ信号に
直交変調を行う工程と、直交変調後の送信信号の同相成
分及び直交成分をそれぞれ加算してアナログ信号に変換
する工程と、変換後のそれぞれのキャリア周波数の送信
信号を直交変調する工程と、を具備することを特徴とす
る無線通信方法。 - 【請求項１８】 請求項１１乃至請求項１６のいずれか
に記載の送信ピーク電力削減方法で送信電力のピークを
削減して帯域制限信号を得る工程と、この帯域制限信号
に対してそれぞれのキャリア周波数間隔で直交変調を行
う工程と、変調後の送信信号をそれぞれ加算してアナロ
グ信号に変換する工程と、を具備することを特徴とする
無線通信方法。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11956298A JP3462388B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 無線通信装置 |
| KR10-1999-7012354A KR100367433B1 (ko) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | 송신장치 |
| CA 2294140 CA2294140C (en) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | A transmission apparatus capable of attenuating a peak power level prior to a signal output |
| EP99917200A EP0993136A4 (en) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | TRANSMITTER |
| PCT/JP1999/002260 WO1999056425A1 (fr) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | Emetteur |
| CN99800596A CN1118976C (zh) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | 能够在信号输出前衰减峰值功率电平的发送装置 |
| AU35383/99A AU733765B2 (en) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | Transmission apparatus |
| BR9906405-7A BR9906405A (pt) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | "aparelho de transmissão" |
| US09/446,082 US6522869B1 (en) | 1998-04-28 | 1999-04-27 | Transmission apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11956298A JP3462388B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 無線通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11313042A JPH11313042A (ja) | 1999-11-09 |
| JP3462388B2 true JP3462388B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=14764410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11956298A Expired - Fee Related JP3462388B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 無線通信装置 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6522869B1 (ja) |
| EP (1) | EP0993136A4 (ja) |
| JP (1) | JP3462388B2 (ja) |
| KR (1) | KR100367433B1 (ja) |
| CN (1) | CN1118976C (ja) |
| AU (1) | AU733765B2 (ja) |
| BR (1) | BR9906405A (ja) |
| CA (1) | CA2294140C (ja) |
| WO (1) | WO1999056425A1 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3462388B2 (ja) | 1998-04-28 | 2003-11-05 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信装置 |
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| US6813317B2 (en) * | 1999-12-14 | 2004-11-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multicarrier transmitting method and multicarrier transmitter circuit |
| CA2406757C (en) * | 2000-04-19 | 2004-03-23 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for peak power reduction in spread spectrum communications systems |
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