JPH05130191A - マルチサブチヤネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法 - Google Patents
マルチサブチヤネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法Info
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- JPH05130191A JPH05130191A JP3311520A JP31152091A JPH05130191A JP H05130191 A JPH05130191 A JP H05130191A JP 3311520 A JP3311520 A JP 3311520A JP 31152091 A JP31152091 A JP 31152091A JP H05130191 A JPH05130191 A JP H05130191A
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- peak
- sub
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】マルチサブチャネル直交変調データ通信におい
て送信信号のピーク／平均値比率を低減すること。 【構成】各サブチャネルのパイロット信号の位相が揃わ
ないようにサブチャネル変調信号の初期位相を調節する
ことにより、各パイロット信号間の相殺により複合信号
のピーク値を最小にする。
て送信信号のピーク／平均値比率を低減すること。 【構成】各サブチャネルのパイロット信号の位相が揃わ
ないようにサブチャネル変調信号の初期位相を調節する
ことにより、各パイロット信号間の相殺により複合信号
のピーク値を最小にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルデータ通信シ
ステムに用いるマルチサブチャネル変調方式に関するも
のである。より詳細には、パイロット／同期信号を用い
たマルチサブチャネル直交振幅変調（ＱＡＭ）方式に関
するものであり、たとえばデジタルＭＣＡ通信システム
に利用可能なものである。
ステムに用いるマルチサブチャネル変調方式に関するも
のである。より詳細には、パイロット／同期信号を用い
たマルチサブチャネル直交振幅変調（ＱＡＭ）方式に関
するものであり、たとえばデジタルＭＣＡ通信システム
に利用可能なものである。
【０００２】
【従来の技術】ＱＡＭ方式は、デジタルデータ通信の分
野において周知の技術であり、位相変調と振幅変調との
両方を組み合わせることにより、一定のデジタルデータ
を伝送するのに要する帯域幅を狭くできる変調方式であ
る。ＱＡＭ方式においては、数ビット（たとえば４ビッ
ト）のデジタルデータがグループにまとめられ、搬送波
の振幅と位相の両方の変化を利用して伝送される。本発
明を応用できるマルチサブチャネル（またはマルチキャ
リア）ＱＡＭ方式は、コンピュータなどからのデジタル
データやデジタル化した音声情報などのあらゆるデジタ
ル情報（本明細書において「デジタルデータ」または単
に「データ」と総称する。）を、複数組に分割して、そ
れぞれを異なる周波数の複数のＱＡＭ信号としてパラレ
ルに伝送する方式である。マルチサブチャネルＱＡＭ方
式は、高い周波数利用効率を有し、かつ、周波数選択性
フェージングに対しても優れた特性を示す方式である。
マルチサブチャネル方式の代表的な例として、Ｍ（Modi
fied) −１６ＱＡＭ方式があり、それを理解するために
先ず、１６ＱＡＭ方式について簡単に説明する。
野において周知の技術であり、位相変調と振幅変調との
両方を組み合わせることにより、一定のデジタルデータ
を伝送するのに要する帯域幅を狭くできる変調方式であ
る。ＱＡＭ方式においては、数ビット（たとえば４ビッ
ト）のデジタルデータがグループにまとめられ、搬送波
の振幅と位相の両方の変化を利用して伝送される。本発
明を応用できるマルチサブチャネル（またはマルチキャ
リア）ＱＡＭ方式は、コンピュータなどからのデジタル
データやデジタル化した音声情報などのあらゆるデジタ
ル情報（本明細書において「デジタルデータ」または単
に「データ」と総称する。）を、複数組に分割して、そ
れぞれを異なる周波数の複数のＱＡＭ信号としてパラレ
ルに伝送する方式である。マルチサブチャネルＱＡＭ方
式は、高い周波数利用効率を有し、かつ、周波数選択性
フェージングに対しても優れた特性を示す方式である。
マルチサブチャネル方式の代表的な例として、Ｍ（Modi
fied) −１６ＱＡＭ方式があり、それを理解するために
先ず、１６ＱＡＭ方式について簡単に説明する。
【０００３】デジタルデータ通信に利用する振幅・位相
変調方式である１６ＱＡＭ方式は、従来の周波数変調方
式に比べて非常に高い周波数利用効率が得られる方式で
ある。例えば２５キロヘルツのチャネルでは、ＦＭ方式
では２０ｋbps 程度の伝送速度が限界であるが、１６Ｑ
ＡＭ方式ではほぼ６０〜７０ｋbps まで達成できる。
変調方式である１６ＱＡＭ方式は、従来の周波数変調方
式に比べて非常に高い周波数利用効率が得られる方式で
ある。例えば２５キロヘルツのチャネルでは、ＦＭ方式
では２０ｋbps 程度の伝送速度が限界であるが、１６Ｑ
ＡＭ方式ではほぼ６０〜７０ｋbps まで達成できる。
【０００４】図１に、１６ＱＡＭ方式送信装置１０のブ
ロック図を示す。送信すべきデータストリーム（６４ｋ
bps ）が、１６ＱＡＭビット／シンボル変換器１２に入
力され、ここで連続する４ビット分をまとめたデータグ
ループが１６ＱＡＭ方式のシンボルに変換される。
ロック図を示す。送信すべきデータストリーム（６４ｋ
bps ）が、１６ＱＡＭビット／シンボル変換器１２に入
力され、ここで連続する４ビット分をまとめたデータグ
ループが１６ＱＡＭ方式のシンボルに変換される。
【０００５】図２に示すように、一つ一つのシンボル
は、直交変調ＲＦキャリアのＩ信号おおよびＱ信号の強
さを座標軸とした２次元空間中の座標の点として表され
る。４ビットのデータは１６種類の値を取り得るので、
すべての情報を伝送するためには、座標上に１６個のシ
ンボル点が必要である。各シンボル点に対応する変調信
号の振幅絶対値がｒで、位相がφで表される。たとえば
データ（００００）は、図２の二次元空間中にある単位
長さおよび４５度の位相角を有するベクトルで表すこと
ができる。
は、直交変調ＲＦキャリアのＩ信号おおよびＱ信号の強
さを座標軸とした２次元空間中の座標の点として表され
る。４ビットのデータは１６種類の値を取り得るので、
すべての情報を伝送するためには、座標上に１６個のシ
ンボル点が必要である。各シンボル点に対応する変調信
号の振幅絶対値がｒで、位相がφで表される。たとえば
データ（００００）は、図２の二次元空間中にある単位
長さおよび４５度の位相角を有するベクトルで表すこと
ができる。
【０００６】図３に示すように時間軸を８つに分け、そ
の第１スロットに、パイロットシンボル挿入器１３によ
りパイロット同期シンボルが挿入される。次の７スロッ
トで、７シンボル分（２８ビット）のデータ信号が送信
される。パイロット信号は同期情報、振幅情報および位
相情報を含み、たとえば図２における（００００）の点
として送信機、受信機の間であらかじめ定義しておく。
の第１スロットに、パイロットシンボル挿入器１３によ
りパイロット同期シンボルが挿入される。次の７スロッ
トで、７シンボル分（２８ビット）のデータ信号が送信
される。パイロット信号は同期情報、振幅情報および位
相情報を含み、たとえば図２における（００００）の点
として送信機、受信機の間であらかじめ定義しておく。
【０００７】パイロット／データを含む１６ＱＡＭ信号
は次に、帯域制限および送信スペクトル整形のためのロ
ーパスフィルタ１４を通り、さらに直交変調器１６で変
調された後、増幅されて出力される。この例では入力デ
ータレートは６４ｋbps であり、シンボルレートは１６
ｋシンボル／秒となる。出力帯域幅は約１６ｋHzで、こ
れは移動通信チャネルの２５ｋHz帯域幅のなかに十分納
まる。１６ＱＡＭ方式のスペクトラムを図４に示す。こ
の例のシステムはシリアル伝送システムであり、データ
シンボルは順次（シリアルで）伝送される。
は次に、帯域制限および送信スペクトル整形のためのロ
ーパスフィルタ１４を通り、さらに直交変調器１６で変
調された後、増幅されて出力される。この例では入力デ
ータレートは６４ｋbps であり、シンボルレートは１６
ｋシンボル／秒となる。出力帯域幅は約１６ｋHzで、こ
れは移動通信チャネルの２５ｋHz帯域幅のなかに十分納
まる。１６ＱＡＭ方式のスペクトラムを図４に示す。こ
の例のシステムはシリアル伝送システムであり、データ
シンボルは順次（シリアルで）伝送される。
【０００８】このような１６ＱＡＭ方式においては、移
動通信チャネルの各種の干渉とともに、フェージング、
および遅延分散の問題が極めて大きい。遅延分散とは、
送受信地点間に異なった到達時間を持ついくつもの伝搬
路が存在することによって引き起こされる分散のことで
ある。遅延分散は、デジタルデータ伝送システムではシ
ンボル間干渉を起こす。これによる歪みは、受信信号強
度の如何によらないエラーフロアとして表われ、好まし
くない。許容できる遅延分散度は、送信ビットレート
（伝送速度）にほぼ反比例することが分かっている。各
種の環境下で遅延分散を測定した結果、高層建築物が密
集した市街地や、丘陵地、山岳地においては、１６ＱＡ
Ｍ方式は６４ｋbps 以上の伝送速度での通信に用いるに
は不十分であることが分かった。このように、１６ＱＡ
Ｍ方式は、周波数有効利用の面では優れているが、移動
通信にて２５ｋHz程度のチャネル幅（すなわち６０〜７
０ｋbps 程度の伝送速度）で運用しようとするとあまり
良好な特性が得られない。
動通信チャネルの各種の干渉とともに、フェージング、
および遅延分散の問題が極めて大きい。遅延分散とは、
送受信地点間に異なった到達時間を持ついくつもの伝搬
路が存在することによって引き起こされる分散のことで
ある。遅延分散は、デジタルデータ伝送システムではシ
ンボル間干渉を起こす。これによる歪みは、受信信号強
度の如何によらないエラーフロアとして表われ、好まし
くない。許容できる遅延分散度は、送信ビットレート
（伝送速度）にほぼ反比例することが分かっている。各
種の環境下で遅延分散を測定した結果、高層建築物が密
集した市街地や、丘陵地、山岳地においては、１６ＱＡ
Ｍ方式は６４ｋbps 以上の伝送速度での通信に用いるに
は不十分であることが分かった。このように、１６ＱＡ
Ｍ方式は、周波数有効利用の面では優れているが、移動
通信にて２５ｋHz程度のチャネル幅（すなわち６０〜７
０ｋbps 程度の伝送速度）で運用しようとするとあまり
良好な特性が得られない。
【０００９】そこで、従来から、周波数選択性フェージ
ングに対して本質的に強い方式であるＭ(Modified)−１
６ＱＡＭ方式が開発されている。図５にＭー１６ＱＡＭ
方式送信装置５０のブロック図を示す。Ｍ−１６ＱＡＭ
方式においては、伝送される６４ｋbps ビットストリー
ムは、シリアル／Ｍパラレル変換器５１によって、先ず
Ｍ個の並列した低速（６４／Ｍ ｋbps ）のビット列に
分けられる。典型的にはＭ＝４であり、その場合にはＱ
ＵＡＤ−１６ＱＡＭ方式と呼ばれる。各ビット列は、そ
れぞれの１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２に入力
され、そこで４ビット分がまとめられて対応するシンボ
ルに変換される。次に、パイロット同期シンボルが、パ
イロットシンボル挿入器５３により、４ビットデータワ
ードに挿入付加される。Ｍ個のすべてのサブチャネルに
おいて、Ｍ個のパイロット同期シンボルはあらかじめ決
定されており、それらが同一であることが要請される場
合がおおい。パイロットシンボルが挿入された後に、１
６ＱＡＭ信号は次に、帯域制限および送信スペクトル整
形のためのローパスフィルタ５４を通り、さらに直交変
調器５６において各々の周波数で変調される。Ｍ個の周
波数（ｆ１〜ｆＭ）は隣接し連続した周波数である。Ｍ
個の１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２、パイロッ
トシンボル挿入器５３、ローパスフィルタ５４および直
交変調器５６は、変調周波数（ｆ１〜ｆＭ）を除いて
は、すべて同等の部材である。
ングに対して本質的に強い方式であるＭ(Modified)−１
６ＱＡＭ方式が開発されている。図５にＭー１６ＱＡＭ
方式送信装置５０のブロック図を示す。Ｍ−１６ＱＡＭ
方式においては、伝送される６４ｋbps ビットストリー
ムは、シリアル／Ｍパラレル変換器５１によって、先ず
Ｍ個の並列した低速（６４／Ｍ ｋbps ）のビット列に
分けられる。典型的にはＭ＝４であり、その場合にはＱ
ＵＡＤ−１６ＱＡＭ方式と呼ばれる。各ビット列は、そ
れぞれの１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２に入力
され、そこで４ビット分がまとめられて対応するシンボ
ルに変換される。次に、パイロット同期シンボルが、パ
イロットシンボル挿入器５３により、４ビットデータワ
ードに挿入付加される。Ｍ個のすべてのサブチャネルに
おいて、Ｍ個のパイロット同期シンボルはあらかじめ決
定されており、それらが同一であることが要請される場
合がおおい。パイロットシンボルが挿入された後に、１
６ＱＡＭ信号は次に、帯域制限および送信スペクトル整
形のためのローパスフィルタ５４を通り、さらに直交変
調器５６において各々の周波数で変調される。Ｍ個の周
波数（ｆ１〜ｆＭ）は隣接し連続した周波数である。Ｍ
個の１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２、パイロッ
トシンボル挿入器５３、ローパスフィルタ５４および直
交変調器５６は、変調周波数（ｆ１〜ｆＭ）を除いて
は、すべて同等の部材である。
【００１０】各直交変調信号は、マルチプレクサに５７
において周波数分割多重方式と同様の形で加算合成され
る。この複合信号が、Ｍー１６ＱＡＭ方式信号である。
複合信号は、必要に応じ周波数シフトされ、パワーアン
プ５８で増幅され出力される。シンボルに変換されたデ
ータを保存することおよび隣接周波数チャネルによる干
渉を防止するために、アンプ５８はリニアアンプである
ことが望ましい。Ｍー１６ＱＡＭ受信装置では送信動作
の逆を行い、それぞれ個別に検波・復調を行った後、そ
れらを受信したパイロット信号と比較することによりデ
ータをデコードし、合成して原信号を復元している。
において周波数分割多重方式と同様の形で加算合成され
る。この複合信号が、Ｍー１６ＱＡＭ方式信号である。
複合信号は、必要に応じ周波数シフトされ、パワーアン
プ５８で増幅され出力される。シンボルに変換されたデ
ータを保存することおよび隣接周波数チャネルによる干
渉を防止するために、アンプ５８はリニアアンプである
ことが望ましい。Ｍー１６ＱＡＭ受信装置では送信動作
の逆を行い、それぞれ個別に検波・復調を行った後、そ
れらを受信したパイロット信号と比較することによりデ
ータをデコードし、合成して原信号を復元している。
【００１１】Ｍー１６ＱＡＭ信号のスペクトラムを図６
に示す。それぞれのサブチャネルの帯域幅は従来の１６
ＱＡＭ信号の１／Ｍとなる。サブチャネルの個数はＭで
あるから、トータルの「情報」帯域幅は１６ＱＡＭ方式
と等しい。実際には各サブチャネル間に若干のガードバ
ンドを要するため、全所要帯域幅は通常の１６ＱＡＭ方
式よりもわずかに広がってしまう。しかしながら、バン
ドエッジでやや切れの鋭いロールオフ特性を用いること
により、この広がりは十分抑えられ、したがって１６Ｑ
ＡＭ方式と同様の周波数利用効率の良さはそのまま保持
できる。一方、Ｍー１６ＱＡＭ方式の各サブキャリアの
伝送速度は１６ＱＡＭ方式のシリアル形伝送に比べて１
／Ｍに低下している。遅延分散に対する耐性は伝送速度
に反比例するため、他のパラメータが相等しいとすれば
Ｍー１６ＱＡＭ方式は、１６ＱＡＭ方式に比してＭ倍だ
け遅延分散に対して強くなる。このようにＭー１６ＱＡ
Ｍ方式による特性改善によって実用となる高速デジタル
移動通信システムが実現可能である。Ｍの値は、発振器
の周波数安定度、フェージング状況等を考慮してシンボ
ル間干渉を起こさないように選定する必要がある。２５
ｋHzチャネルにおいては、周波数選択性フェージングや
その他の特性を考慮してＭ＝４とするのが好ましい。
に示す。それぞれのサブチャネルの帯域幅は従来の１６
ＱＡＭ信号の１／Ｍとなる。サブチャネルの個数はＭで
あるから、トータルの「情報」帯域幅は１６ＱＡＭ方式
と等しい。実際には各サブチャネル間に若干のガードバ
ンドを要するため、全所要帯域幅は通常の１６ＱＡＭ方
式よりもわずかに広がってしまう。しかしながら、バン
ドエッジでやや切れの鋭いロールオフ特性を用いること
により、この広がりは十分抑えられ、したがって１６Ｑ
ＡＭ方式と同様の周波数利用効率の良さはそのまま保持
できる。一方、Ｍー１６ＱＡＭ方式の各サブキャリアの
伝送速度は１６ＱＡＭ方式のシリアル形伝送に比べて１
／Ｍに低下している。遅延分散に対する耐性は伝送速度
に反比例するため、他のパラメータが相等しいとすれば
Ｍー１６ＱＡＭ方式は、１６ＱＡＭ方式に比してＭ倍だ
け遅延分散に対して強くなる。このようにＭー１６ＱＡ
Ｍ方式による特性改善によって実用となる高速デジタル
移動通信システムが実現可能である。Ｍの値は、発振器
の周波数安定度、フェージング状況等を考慮してシンボ
ル間干渉を起こさないように選定する必要がある。２５
ｋHzチャネルにおいては、周波数選択性フェージングや
その他の特性を考慮してＭ＝４とするのが好ましい。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のＭー１６ＱＡＭ
システムにおいては、各サブチャネル内に存するデータ
は本来的にランダムであるので位相が揃うことはめった
に起こらないが、各サブチャネル内の一定シンボルであ
るパイロット信号はスロット内で位相が揃ってしまうこ
とが頻繁に起こる。各サブチャネルの周波数は近接して
いるので、それらのパイロット信号のピークが重なるこ
とにより、結果としての複合信号の振幅のピークが、デ
ータ部分の信号の振幅に比べ、極端に大きくなる（図７
参照）。そのため複合信号を増幅するための大型のパワ
ーアンプが必要になり、ノイズを発生しやすくなるなど
の問題点がある。
システムにおいては、各サブチャネル内に存するデータ
は本来的にランダムであるので位相が揃うことはめった
に起こらないが、各サブチャネル内の一定シンボルであ
るパイロット信号はスロット内で位相が揃ってしまうこ
とが頻繁に起こる。各サブチャネルの周波数は近接して
いるので、それらのパイロット信号のピークが重なるこ
とにより、結果としての複合信号の振幅のピークが、デ
ータ部分の信号の振幅に比べ、極端に大きくなる（図７
参照）。そのため複合信号を増幅するための大型のパワ
ーアンプが必要になり、ノイズを発生しやすくなるなど
の問題点がある。
【００１３】そこで、本発明の目的は、パイロット信号
を用いたマルチサブキャリアデータ通信システムにおい
て、送信信号のピーク／平均値比率を減少させるような
方式を提供することである。
を用いたマルチサブキャリアデータ通信システムにおい
て、送信信号のピーク／平均値比率を減少させるような
方式を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明におけるマルチサブチャネルデータ通信シス
テムは、サブチャネル変調信号の初期位相を調節するこ
とにより、複合信号のピーク値を小さくしてピーク／平
均値比率を制御することを特徴とするものである。特に
本発明の１つであるマルチサブチャネルデータ通信にお
いて送信信号のピーク／平均値比率を低減する方法は、
以下の段階を含む。
に、本発明におけるマルチサブチャネルデータ通信シス
テムは、サブチャネル変調信号の初期位相を調節するこ
とにより、複合信号のピーク値を小さくしてピーク／平
均値比率を制御することを特徴とするものである。特に
本発明の１つであるマルチサブチャネルデータ通信にお
いて送信信号のピーク／平均値比率を低減する方法は、
以下の段階を含む。
【００１５】送信すべきデータストリームを複数のサブ
チャネルデータストリームに分割する段階； 分割され
た各々のサブチャネルデータストリームを対応するシン
ボルに変換する段階； 各々のサブチャネルデータスト
リームに対し、シンボルへの変換の前または後におい
て、一定のパイロット信号（シンボル）を挿入する段
階； 各々のサブチャネルデータ・パイロットシンボル
ストリームをパルス整形フィルタリングする段階； パ
ルス整形した各サブチャネル信号をそれぞれ、異なる所
定のサブチャネル中心周波数で変調する段階； 変調し
たサブチャネル周波数信号の位相を、それぞれの所定位
相分だけシフトする段階； および位相シフトした各サ
ブチャネル周波数信号を加算して、送信すべき複合信号
を形成する段階。
チャネルデータストリームに分割する段階； 分割され
た各々のサブチャネルデータストリームを対応するシン
ボルに変換する段階； 各々のサブチャネルデータスト
リームに対し、シンボルへの変換の前または後におい
て、一定のパイロット信号（シンボル）を挿入する段
階； 各々のサブチャネルデータ・パイロットシンボル
ストリームをパルス整形フィルタリングする段階； パ
ルス整形した各サブチャネル信号をそれぞれ、異なる所
定のサブチャネル中心周波数で変調する段階； 変調し
たサブチャネル周波数信号の位相を、それぞれの所定位
相分だけシフトする段階； および位相シフトした各サ
ブチャネル周波数信号を加算して、送信すべき複合信号
を形成する段階。
【００１６】
【作用】上記のように構成した本発明のシステムにおい
ては、各サブチャネルの初期位相を調節して、周波数の
近接した各パイロット信号の位相が揃うことを防止する
ことにより複合信号のピーク値が小さくなる。
ては、各サブチャネルの初期位相を調節して、周波数の
近接した各パイロット信号の位相が揃うことを防止する
ことにより複合信号のピーク値が小さくなる。
【００１７】
【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。他の図面に示した部材と等しい部材につい
ては、同一の符号を付してある。
て説明する。他の図面に示した部材と等しい部材につい
ては、同一の符号を付してある。
【００１８】図８は、本発明の一実施例に従ったＭー１
６ＱＡＭ方式送信装置８０の簡略ブロック図である。本
発明は、直交変調方式に限定されるものではなく、パイ
ロット信号を用いたあらゆるマルチチャネル方式のデー
タ通信システムに応用することができる。本実施例で
は、伝送される６４ｋbps のシリアルデータビットスト
リームが、シリアル／Ｍパラレル変換器５１によって、
先ずＭ個の並列した低速（６４／Ｍ ｋbps ）のサブチ
ャネル用ビット列に分けられる。すなわち、各サブチャ
ネルはそれぞれ、元のシリアルビットストリーム中の一
部を伝送する。本実施例においては、４×Ｍビットの連
続したシリアルデータが、シリアル／Ｍパラレル変換器
５１によって、Ｍ個の４ビットデータワードに分けられ
る。典型的にはＭ＝４であり、その場合にはＱＵＡＤ−
１６ＱＡＭ方式と呼ばれる。各ビット列は、それぞれの
１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２に入力され、そ
こで４ビット分がまとめられ、対応するＱＡＭシンボル
に変換される（図２参照）。パイロット同期シンボル
が、パイロットシンボル挿入器５３により、４ビットデ
ータワードに挿入付加される。パイロット同期シンボル
は、たとえばマイクロコンピュータその他の適切なデジ
タルプロセッサ等の手段によって作ることができる。パ
イロットシンボルは、１６ＱＡＭビット／シンボル変換
器５２の前段に設けても良く、またシリアル／Ｍパラレ
ル変換器５１にパイロット信号を与えても良い。Ｍ個の
すべてのサブチャネルにおいて、パイロット同期シンボ
ルはあらかじめ決定しておく。これらの一定の各パイロ
ット信号は、スロット内のどこかで位相が揃ってしまう
ことが頻繁に起こる。特にすべてのパイロット信号が同
一のときは、スロットの初期において位相が揃いピーク
が生じる。本実施例においては、簡単のため、このよう
な同一パイロット信号の場合について述べる。
６ＱＡＭ方式送信装置８０の簡略ブロック図である。本
発明は、直交変調方式に限定されるものではなく、パイ
ロット信号を用いたあらゆるマルチチャネル方式のデー
タ通信システムに応用することができる。本実施例で
は、伝送される６４ｋbps のシリアルデータビットスト
リームが、シリアル／Ｍパラレル変換器５１によって、
先ずＭ個の並列した低速（６４／Ｍ ｋbps ）のサブチ
ャネル用ビット列に分けられる。すなわち、各サブチャ
ネルはそれぞれ、元のシリアルビットストリーム中の一
部を伝送する。本実施例においては、４×Ｍビットの連
続したシリアルデータが、シリアル／Ｍパラレル変換器
５１によって、Ｍ個の４ビットデータワードに分けられ
る。典型的にはＭ＝４であり、その場合にはＱＵＡＤ−
１６ＱＡＭ方式と呼ばれる。各ビット列は、それぞれの
１６ＱＡＭビット／シンボル変換器５２に入力され、そ
こで４ビット分がまとめられ、対応するＱＡＭシンボル
に変換される（図２参照）。パイロット同期シンボル
が、パイロットシンボル挿入器５３により、４ビットデ
ータワードに挿入付加される。パイロット同期シンボル
は、たとえばマイクロコンピュータその他の適切なデジ
タルプロセッサ等の手段によって作ることができる。パ
イロットシンボルは、１６ＱＡＭビット／シンボル変換
器５２の前段に設けても良く、またシリアル／Ｍパラレ
ル変換器５１にパイロット信号を与えても良い。Ｍ個の
すべてのサブチャネルにおいて、パイロット同期シンボ
ルはあらかじめ決定しておく。これらの一定の各パイロ
ット信号は、スロット内のどこかで位相が揃ってしまう
ことが頻繁に起こる。特にすべてのパイロット信号が同
一のときは、スロットの初期において位相が揃いピーク
が生じる。本実施例においては、簡単のため、このよう
な同一パイロット信号の場合について述べる。
【００１９】次に、パイロットシンボルが挿入された後
に、１６ＱＡＭ信号は帯域制限および送信スペクトル整
形のためのローパスフィルタ５４を通り、さらに直交変
調器５６において各々の周波数で変調される。変調後
に、移相器８６によって所定分（φ１〜φＭ）だけ位相
がシフトされる。変形的には、直交変調器５６に位相情
報を与えて、或は変調器内部で作り、所定の初期位相φ
を以て１６ＱＡＭ信号を直交変調しても良い。位相シフ
トを加えられ所定の初期位相を持った直交変調信号は、
マルチプレクサに５７において加算合成された後、必要
に応じ周波数シフトされ、パワーアンプ５８で増幅され
出力される。シンボルに変換されたデータを保持するこ
とおよび隣接周波数チャネルによる干渉を防止するため
に、アンプ５８はリニアアンプであることが望ましい。
に、１６ＱＡＭ信号は帯域制限および送信スペクトル整
形のためのローパスフィルタ５４を通り、さらに直交変
調器５６において各々の周波数で変調される。変調後
に、移相器８６によって所定分（φ１〜φＭ）だけ位相
がシフトされる。変形的には、直交変調器５６に位相情
報を与えて、或は変調器内部で作り、所定の初期位相φ
を以て１６ＱＡＭ信号を直交変調しても良い。位相シフ
トを加えられ所定の初期位相を持った直交変調信号は、
マルチプレクサに５７において加算合成された後、必要
に応じ周波数シフトされ、パワーアンプ５８で増幅され
出力される。シンボルに変換されたデータを保持するこ
とおよび隣接周波数チャネルによる干渉を防止するため
に、アンプ５８はリニアアンプであることが望ましい。
【００２０】送信機８０からの送信エネルギ周波数スペ
クトラムは、図６に示すようなものになる。各サブチャ
ネルの中心周波数は、ｆ１〜ｆＭである。
クトラムは、図６に示すようなものになる。各サブチャ
ネルの中心周波数は、ｆ１〜ｆＭである。
【００２１】位相シフト分（または初期位相）φ１〜φ
Ｍがすべてゼロのときは、各パイロット信号の位相が揃
い、複合信号の振幅は図７のようになり、ピーク／平均
値比率が大きい。これとは逆に、たとえばＭ＝４のとき
に、初期位相（φ１、φ２、φ３、φ４）＝（０、０、
π、π）とすると、相殺によりピーク値をかなり小さく
でき（約３．４dB小さくなる。）、複合信号の振幅は図
９に示すようになり、小さなパワーアンプで済むことに
なる。ピークを小さくする初期位相の組み合わせは、
（０、π、０、π）、（０、π／２、π、３π／２）な
どいろいろな組み合わせが考えられる。Ｍー１６ＱＡＭ
受信装置では送信動作の逆を行い、それぞれ個別に検波
・復調を行った後、それらをパイロット信号と比較する
ことによりデータをデコードし、合成して原信号を復元
している。
Ｍがすべてゼロのときは、各パイロット信号の位相が揃
い、複合信号の振幅は図７のようになり、ピーク／平均
値比率が大きい。これとは逆に、たとえばＭ＝４のとき
に、初期位相（φ１、φ２、φ３、φ４）＝（０、０、
π、π）とすると、相殺によりピーク値をかなり小さく
でき（約３．４dB小さくなる。）、複合信号の振幅は図
９に示すようになり、小さなパワーアンプで済むことに
なる。ピークを小さくする初期位相の組み合わせは、
（０、π、０、π）、（０、π／２、π、３π／２）な
どいろいろな組み合わせが考えられる。Ｍー１６ＱＡＭ
受信装置では送信動作の逆を行い、それぞれ個別に検波
・復調を行った後、それらをパイロット信号と比較する
ことによりデータをデコードし、合成して原信号を復元
している。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、パイロット信号による複合信号のピーク値を小さ
く最小にすることができ、ピーク／平均値比率を減少さ
せることができる。コンピュータシミュレーションによ
れば、ピーク／平均値比率の１．５〜２．０dBの減少が
期待できる。その結果、小さなパワーアンプで済ませる
ことができ、ノイズにも強く、効率の良いデータ通信が
期待できるなどの効果を奏する。
ので、パイロット信号による複合信号のピーク値を小さ
く最小にすることができ、ピーク／平均値比率を減少さ
せることができる。コンピュータシミュレーションによ
れば、ピーク／平均値比率の１．５〜２．０dBの減少が
期待できる。その結果、小さなパワーアンプで済ませる
ことができ、ノイズにも強く、効率の良いデータ通信が
期待できるなどの効果を奏する。
【図１】従来の１６ＱＡＭ方式送信装置のブロック図で
ある。
ある。
【図２】４ビットデータと二次元空間中のシンボル点と
の対応関係を示す図である。
の対応関係を示す図である。
【図３】伝送すべきパイロット信号とデータ信号との順
次的組み合わせを示す図である。
次的組み合わせを示す図である。
【図４】１６ＱＡＭ方式の送信スペクトラムを示す図で
ある。
ある。
【図５】従来のＭー１６ＱＡＭ方式送信装置のブロック
図である。
図である。
【図６】Ｍー１６ＱＡＭ方式のサブチャネルの送信スペ
クトラムを示す図である。
クトラムを示す図である。
【図７】従来のＭー１６ＱＡＭ方式による送信信号の振
幅を示すグラフである。
幅を示すグラフである。
【図８】本発明に従ったＭー１６ＱＡＭ方式送信装置の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】本発明に従ったＭー１６ＱＡＭ方式による送信
信号の振幅を示すグラフである。
信号の振幅を示すグラフである。
８０ Ｍー１６ＱＡＭ方式送信装置 ５１ シリアル／パラレル変換器 ５２ １６ＱＡＭビット／シンボル変換器 ５３ パイロットシンボル挿入器 ５４ ローパスフィルタ ５６ 直交変調器 ８６ 移相器 ５７ マルチプレクサ ５８ パワーアンプ
Claims (4)
- 【請求項１】 マルチサブチャネルデータ通信において
送信信号のピーク／平均値比率を低減するための方法で
あって：送信すべきデータストリームを複数のサブチャ
ネルデータストリームに分割する段階；分割された各々
のサブチャネルデータストリームを対応するシンボルに
変換する段階；各々のサブチャネルデータストリームに
対し、シンボルへの変換の前または後において、一定の
パイロット信号（シンボル）を挿入する段階；各々のサ
ブチャネルデータ・パイロットシンボルストリームをパ
ルス整形フィルタリングする段階；パルス整形した各サ
ブチャネル信号をそれぞれ、異なる所定のサブチャネル
中心周波数で変調する段階；変調したサブチャネル周波
数信号の位相を、それぞれの所定位相分だけシフトする
段階；位相シフトした各サブチャネル周波数信号を加算
して、送信すべき複合信号を形成する段階；から成る方
法。 - 【請求項２】 請求項１に記載された方法であって：送
信信号のピーク／平均値比率を実質的に低減するよう
に、前記各サブチャネル周波数信号のためのシフトすべ
き前記所定位相分を選択する、ところの方法。 - 【請求項３】 マルチサブチャネルデータ通信において
送信信号のピーク／平均値比率を低減するための方法で
あって：送信すべきデータストリームを複数のサブチャ
ネルデータストリームに分割する段階；分割された各々
のサブチャネルデータストリームを対応するシンボルに
変換する段階；各々のサブチャネルデータストリームに
対し、シンボルへの変換の前または後において、一定の
パイロット信号（シンボル）を挿入する段階；各々のサ
ブチャネルデータ・パイロットシンボルストリームをパ
ルス整形フィルタリングする段階；パルス整形した各サ
ブチャネル信号をそれぞれ、異なる所定のサブチャネル
中心周波数で、異なる所定の初期位相を用いて変調する
段階；位相シフトした各サブチャネル周波数信号を加算
して、送信すべき複合信号を形成する段階；から成る方
法。 - 【請求項４】 請求項３に記載された方法であって：送
信信号のピーク／平均値比率を実質的に低減するよう
に、前記各サブチャネル周波数信号のためのシフトすべ
き前記所定位相分を選択する、ところの方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3311520A JPH05130191A (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | マルチサブチヤネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3311520A JPH05130191A (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | マルチサブチヤネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05130191A true JPH05130191A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=18018232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3311520A Pending JPH05130191A (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | マルチサブチヤネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05130191A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0594358A2 (en) * | 1992-10-20 | 1994-04-27 | AT&T Corp. | Method and apparatus for reducing the peak-to-average power in multi-carrier RF communication systems |
| EP0594352A2 (en) * | 1992-10-20 | 1994-04-27 | AT&T Corp. | Circuitry for minimizing peak power in an amplifier carrying a plurality of signals of differing frequencies |
| JPH09139693A (ja) * | 1995-11-15 | 1997-05-27 | Nec Corp | 位相変調多重化送信装置 |
| JPH10178413A (ja) * | 1996-12-17 | 1998-06-30 | Nec Corp | Ｃｄｍａ方式のマルチコード送信装置 |
| WO1999056425A1 (fr) * | 1998-04-28 | 1999-11-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Emetteur |
| WO2000013360A1 (fr) * | 1998-08-28 | 2000-03-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication et procede de commande de puissance de crete |
| US6791965B2 (en) | 1996-12-20 | 2004-09-14 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US6826169B1 (en) | 1996-12-20 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| WO2005055479A1 (ja) * | 2003-12-02 | 2005-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア伝送における無線送信装置およびピーク電力抑圧方法 |
| JP2011061804A (ja) * | 1997-06-19 | 2011-03-24 | Qualcomm Inc | 直交周波数分割多重通信方式によるデジタル信号の送信 |
| US9287906B2 (en) | 2011-12-19 | 2016-03-15 | Nec Corporation | Transmission apparatus and wireless signal transmission method |
| JP2016201682A (ja) * | 2015-04-10 | 2016-12-01 | 日本無線株式会社 | Ａｍ変調信号合成装置及びａｍ変調信号送信装置 |
-
1991
- 1991-10-31 JP JP3311520A patent/JPH05130191A/ja active Pending
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0594358A2 (en) * | 1992-10-20 | 1994-04-27 | AT&T Corp. | Method and apparatus for reducing the peak-to-average power in multi-carrier RF communication systems |
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| EP0594358A3 (en) * | 1992-10-20 | 1994-06-22 | At & T Corp | Method and apparatus for reducing the peak-to-average power in multi-carrier rf communication systems |
| EP0594352A3 (en) * | 1992-10-20 | 1994-06-22 | At & T Corp | Circuitry for minimizing peak power in an amplifier carrying a plurality of signals of differing frequencies |
| JPH09139693A (ja) * | 1995-11-15 | 1997-05-27 | Nec Corp | 位相変調多重化送信装置 |
| EP0849905A3 (en) * | 1996-12-17 | 2001-10-24 | Nec Corporation | CDMA Multi-code transmitter |
| JPH10178413A (ja) * | 1996-12-17 | 1998-06-30 | Nec Corp | Ｃｄｍａ方式のマルチコード送信装置 |
| US6791965B2 (en) | 1996-12-20 | 2004-09-14 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US6826169B1 (en) | 1996-12-20 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US7376114B2 (en) | 1996-12-20 | 2008-05-20 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| JP2011061804A (ja) * | 1997-06-19 | 2011-03-24 | Qualcomm Inc | 直交周波数分割多重通信方式によるデジタル信号の送信 |
| WO1999056425A1 (fr) * | 1998-04-28 | 1999-11-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Emetteur |
| US6522869B1 (en) | 1998-04-28 | 2003-02-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission apparatus |
| WO2000013360A1 (fr) * | 1998-08-28 | 2000-03-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication et procede de commande de puissance de crete |
| WO2005055479A1 (ja) * | 2003-12-02 | 2005-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア伝送における無線送信装置およびピーク電力抑圧方法 |
| US9287906B2 (en) | 2011-12-19 | 2016-03-15 | Nec Corporation | Transmission apparatus and wireless signal transmission method |
| JP2016201682A (ja) * | 2015-04-10 | 2016-12-01 | 日本無線株式会社 | Ａｍ変調信号合成装置及びａｍ変調信号送信装置 |
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