CN1118976C - 能够在信号输出前衰减峰值功率电平的发送装置 - Google Patents

Abstract

用多个载频进行正交调制，将其信号相加，检测峰值功率。根据该峰值功率，计算抑制发送基带信号的振幅所用的系数。使用该系数，来抑制作为限带滤波器输入的基带信号的振幅。由此，能够可靠地抑制峰值功率，而且，不会因限带滤波器的效果而产生无用的频率。

Description

能够在信号输出前衰减峰值功率电平的发送装置

技术领域

本发明涉及用多个载频进行发送的发送装置。

背景技术

使用特开平8-274734号公报来说明现有的通信装置、特别是发送装置。图1是现有发送装置的结构方框图。在具有该结构的无线通信装置中，从输入端子11₁～11_n输入的输入调制信号由变频部12₁～12_n变频为互不相同的频带的信号，这些变频输出分别通过可变衰减器21₁至21_n提供给功率合成部16，进行信号复用并输出。

复用后的输出的一部分被分支，由电平检测部23检测包络线功率电平。控制部24在该检测电平L超过复用信号的平均功率的k倍的电平Ls(k为4～5倍左右)时，控制衰减器21₁～21_n，使得在1/ΔFo(秒)左右(Fo为复用信号的带宽频率)的时间中，将调制信号功率的平均功率衰减到k/n倍以下。

然而，现有技术有以下2个课题。

首先，在现有技术中，根据功率合成部合成的功率来决定衰减量，所以在电平检测部、控制部、及衰减部处理期间，就会从功率合成部输出发送信号。因此，需要使后级放大器在大峰值功率输入时也不发生失真。一般，这种放大器的体积、发热量都很大，而且价格昂贵。

此外，在现有技术中，发送信号采用FSK信号。在FSK调制信号中，在码元时间中为单一频率。码元频率通常是数kHz～数百kHz。这对说明书中记载的衰减时间1/ΔFo是非常长的时间。因此，即使衰减的反应速度稍微慢点，也能够充分起作用。

然而，在PSK调制方式、QAM调制方式中，在码元时间中，振幅及相位也变化。该变化的速度与功率相加结果变化的速度大致相等。因此，在衰减的反应速度慢的情况下，来不及抑制峰值功率，功率加法结果在未超过设想的大小时就衰减了。

发明内容

本发明目的在于提供一种发送装置，能够在信号输出前衰减峰值功率，无需在大峰值功率输入时也不会发生失真的放大器。

该目的是通过下述发送装置来实现的：用多个载频进行正交调制，将其信号相加，检测峰值功率，根据该峰值功率，计算抑制发送基带信号的振幅所用的系数，使用该系数，抑制作为限带滤波器输入的基带信号的振幅。由此，能够可靠地抑制峰值功率，而且不会因限带滤波器的效果而产生无用的频率。

因此本发明提供一种具有发射机和峰值功率校正器的发送装置，所述发射机包括：滤波器，用于对多个具有不同载波频率的发送信号的每一个执行滤波处理；合成系统，用于对所述经过滤波处理的多个发送信号进行合成；发送系统，用于发送在所述合成系统中合成的信号；和抑制系统，用于根据从所述峰值功率校正器输入的校正值在所述滤波处理之前对所述多个发送信号的每一个的幅值进行抑制；以及所述峰值功率校正器包括：相加系统，用于对所述多个发送信号在所述发射机中进行滤波处理之前进行相加，所述多个发送信号从所述发射机输入；检测系统，用于检测在所述相加系统中相加的信号的峰值功率；和校正值计算系统，用于当所述检测峰值功率超过阈值电平时，将与所述峰值功率相关计算的校正值输入到所述发射机中的所述抑制系统。

本发明还提供一种包括所述发送装置的基站装置。

本发明还提供一种包括所述发送装置的移动站装置。

附图说明

图1是现有无线通信装置的结构方框图；

图2是本发明实施例1的无线通信装置的结构方框图；

图3是上述实施例的无线通信装置中频率轴上正交调制信号的示意图；

图4是上述实施例的无线通信装置中峰值功率检测电路的方框图；

图5是上述实施例的无线通信装置中近似式的说明图；

图6是本发明实施例2的无线通信装置的结构方框图；

图7是上述实施例的无线通信装置中调制信号的功率的说明图；

图8是本发明实施例3的无线通信装置的结构方框图；

图9是本发明实施例4的无线通信装置的结构方框图；

图10是上述实施例的无线通信装置中频率轴上的正交调制信号的示意图。

具体实施方式

下面，参照附图来详细说明本发明的实施例。

(实施例1)

图2是本发明实施例1的无线通信装置的结构方框图。该发送装置采用多载频放大方式中的峰值功率削减方法。

在延迟电路101、102中延迟用载频f1发送的基带调制信号。同样，在延迟电路103、104中延迟用载频f2发送的基带调制信号。该延迟时间设定为相当于计算抑制合成的功率的峰值功率所用的校正系数的处理所需的时间。在校正系数的计算时间充分快的情况下，无需由延迟电路来调整时间。

校正电路105～108对延迟过的各信号进行振幅的校正。该校正处理将后述。限带滤波器109～112对校正过振幅的信号进行限带处理。D/A变换器113～116将限带滤波器109～112限带过的信号变换为模拟信号。接着，LPF117～120除去变换为模拟信号的信号的混叠频率分量。

正交调制器121将用载频f1发送的基带信号变频为载频f1。同样，正交调制器122将用载频f2发送的基带信号变频为载频f2。其后，功率合成部123合成载频f1的信号和载频f2的信号。例如，在将合成的结果用于无线通信装置的情况下，由放大器放大，从天线发送。在将合成的结果用于有线通信装置的情况下，由放大器放大，通过电缆发送。有时也将合成的结果变频为更高的载频。

在功率合成的结果中功率的平均功率和峰值功率之差大的情况下，平均功率需要动态范围大的放大器。由此，需要抑制峰值功率。

下面，说明峰值功率的抑制。

第1，说明峰值功率的检测方法。在限带滤波器124～127中对发送基带信号进行限带。该滤波器在严格进行峰值电平检测的情况下，使用与限带滤波器109～112相同的滤波器。然而，在用软件处理作为限带滤波器的情况下为了削减运算量时，或者在用硬件处理作为限带滤波器的情况下为了削减电路规模时，也可以置换为频率特性大致同等、缩短了抽头长度的滤波器。由此，能够削减峰值功率计算电路的运算规模或电路规模。

正交调制器128、129对限带滤波器处理输出进行正交调制。该正交调制器可以用模拟电路或数字电路中的任一个来实现，但是校正系数检测处理用数字处理来进行较好，所以用数字电路来实现。图2示出用数字电路来实现的情况。在用模拟电路来实现的情况下，需要D/A变换器及LPF。

在用数字信号处理进行正交调制的情况下，对基带调制信号进行中心频率为0Hz的正交调制。例如，在用载频f1和载频f2进行发送的情况下，用-(f2-f1)/2对用载频f1发送的信号进行正交调制，而用+(f2-f1)/2对用载频f2发送的信号进行正交调制。

然后，加法器130将对载频f1的基带调制信号进行正交调制所得的信号的I-ch、和对载频f2的基带调制信号进行正交调制所得的信号的I-ch相加，而加法器131将对载频f1的基带调制信号进行正交调制所得的信号的Q-ch、和对载频f2的基带调制信号进行正交调制所得的信号的Q-ch相加。

在本实施例中，可以用数字信号处理来进行正交调制，所以能够用低载频来进行。在峰值功率检测中，零IF的信号和低载频的信号之间没有差别，所以用零IF来处理较好。由此，能够使数字电路的采样频率最小。此外，为了输出IF频率，能够将D/A变换器的个数削减到1个，而且能够削减模拟正交调制电路。

接着，对进行正交调制所得的结果，峰值功率检测电路132检测超过阈值的峰值功率。峰值功率检测电路的一例示于图4。平方电路310计算I-ch的平方，而平方电路302计算Q-ch的平方。然后，加法电路303将各个结果相加。这是将正交调制过的信号相加所得的结果的功率。此外，在比较电路304中将相加所得的功率与阈值进行比较，在相加所得的功率大于阈值的情况下，通过峰值功率检测标志向校正系数计算电路133传达该状态。同时，计算要进行校正的目标值δ，传达给校正系数计算电路133。这可以如下式1所示，通过从阈值中减去检测出的功率来计算。其中，z²(t)是对多载频的信号进行正交调制所得的结果的功率。

δ＝z²(t)-th          式1

第2，说明校正系数计算方法。峰值功率的校正通过将限带滤波器输入的振幅放大到α倍来进行。这里，考虑用FIR滤波器来实现限带滤波器的情况。抽头号码n的输入信号被放大到α倍，则各个信号成为αx_1I(t)、αx_1Q(t)、αx_2I(t)、αx_2Q(t)。其中，x(t)是基带调制信号，下标的前一号码表示载频号码，下标的后一记号表示I-ch或Q-ch。

将第n抽头的信号放大到α倍时FIR滤波器输出如下式2所示。在该公式中，不使用下标号码来表示。h()是抽头系数，Ts是采样速率，y()是滤波器输出。在α＝1时，当然滤波器输出与不进行校正的结果相同。 $y^{\′}\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[h\left(i\right)x(t-i{T}_s)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)x(t-n{T}_s)]$ $=y\left(t\right)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)x(t-n{T}_s)$ 式2

对该信号进行正交调制并相加，则得到下式3～5。

z′²(t)＝z′_I ²(t)+z′_Q ²(t)       式3 ${z^{\′}}_l\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[{y^{\′}}_{\mathrm{kl}}\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t-{y^{\′}}_{\mathrm{kQ}}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=z_l\left(t\right)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[x_{\mathrm{kl}}(t-n{T}_s)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t-x_{\mathrm{kQ}}(t-n{T}_s)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=z_l\left(t\right)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)X_l(n,t)$ 式4 ${z^{\′}}_Q\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[y_{\mathrm{kl}}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t+y_{\mathrm{kQ}}\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=z_Q\left(t\right)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[x_{\mathrm{kl}}(t-n{T}_s)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t+x_{\mathrm{kQ}}(t-n{T}_s)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=z_Q\left(t\right)+(\mathrm{\α}-1)h\left(n\right)X_Q(n,t)$ 式5其中，k是载频数，ω_k是载频号码k的角速度。式3是从校正前的功率z²(t)中减去校正目标值δ所得的值。这如下式6所示。z′²(t)＝z²(t)+h²(n)(α-1)²{X_I ²(n，t)+X_Q ²(n，t)}

   +2h(n)(α-1){z_I(t)X_I(n，t)+z_Q(t)X_Q(n，t)}

   ＝th                                       式6由上式6，能够导出计算校正系数α所用的式子。计算的结果示于下式7。 $\mathrm{\α}=1+\frac{\mathrm{\β}(n,t)(-1\±\sqrt{1-X^2(n,t)\{z^2\left(t\right)-\mathrm{th}\}/{\mathrm{\β}}^2(n,t)})}{h\left(n\right)X^2(n,t)}$ 式7

其中，β(n，t)如下式8所示。

β(n，t)＝z_I(t)X_I(n，t)+z_Q(t)X_Q(n，t)          式8

将式7的求平方根的内容通过级数展开来近似，将式8代入其中，则得到式9。 $\mathrm{\α}\≈1-\frac{z^2\left(t\right)-\mathrm{th}}{2h\left(n\right)\{z_l\left(t\right)X_l(n,t)+z_Q\left(t\right)X_Q(n,t)\}}$ 式9

该近似如图5所示，在下式10的范围内有效。

-0.5＜-X²(n，t){z²(t)-th}/β²(n，t)       式10

这样可知，校正系数α能够由抽头号码n的抽头系数h(n)和合成多载频信号所得的结果的I-ch及Q-ch(式中的z_I(n，t)和z_Q(n，t))、以及对抽头号码n的基带调制信号进行正交调制并相加所得的信号的I-ch和Q-ch(式中的X_I(n，t)和X_Q(n，t))来计算。使用用式7或式9算出的校正系数α，将抽头号码n的信号校正为α倍。

上述抽头号码的选择方法可以采用以下的方法。

在校正系数接近零的情况下，使该时刻的发送信号大致为零，所以系数尽量接近1较好。考虑式9，分母上的抽头系数h(n)的值大的，其校正系数更接近1。因此，第1抽头号码选择方法是选择中央抽头的方法，该中央抽头的抽头系数的值最大。此外，考虑式9，在分母最大的情况下，校正系数接近1。因此，第2抽头号码选择方法是计算分母、选择其值达到最大的抽头系数。

第3，说明校正。校正是使用校正系数计算电路133算出的校正系数α，将时刻t的输入信号放大到α倍。

通过上述的处理，可以使多载波合成的功率为小于阈值的值。由此，在超过规定值时，可以在功率合成前校正峰值功率，能够在信号输出前衰减峰值功率，所以无需在大峰值功率输入时也不会发生失真的放大器。

这样，通过对滤波器的抽头系数达到最大值的发送信号进行校正，来校正输入限带滤波器前的信号的振幅，所以不会因振幅校正而产生无用的频率分量。此外，能够不因模拟电路而恶化，构成用于发送的正交调制及功率加法、和用于功率计算的正交调制及功率加法的关系。而且，能够使采样频率最小。

在本实施例的发送装置中，通过对限带滤波器的输入进行振幅的校正，保证了振幅的校正不会在频率上产生不良影响。例如，不会对作为无线机的性能所需的相邻信道泄漏功率、寄生功率辐射产生不良影响。

(实施例2)

图6是本发明实施例2的无线通信装置的结构方框图。在图6所示的发送装置中，省略了图2所示的发送装置中的峰值校正部分的限带滤波器。如果使用限带滤波器则一般需要乘法器，电路规模会增大，所以在实施例2中，在不进行限带的状态下计算峰值功率。在图6中，对于与图2相同的部分附以相同的符号，并且省略其说明。

在不进行限带的状态下检测峰值功率的情况下，考虑下面的问题。在PSK、QAM调制方式中，峰值功率在符号点和符号点之间产生。因此，一般实际的峰值功率比在符号点算出的峰值功率还大。因此，为了也能够适应在符号点间产生的峰值功率，需要使实施例1说明的阈值具有裕量。该裕量在FSK等定包络线调制方式、和PSK、QAM等非定包络线调制方式中需要改变。

使用图6来说明上述结构的发送装置的操作。直至合成载频f1的信号和载频f2的信号之前的操作，与实施例1同样，所以省略其说明。

第1，说明峰值功率的检测方法。正交调制器128、129对基带调制信号进行正交调制。该正交调制器可以用模拟电路或数字电路中的任一个来实现，但是校正系数检测处理用数字处理来进行较好，所以用数字电路来实现。图6示出用数字电路来实现的情况。在用模拟电路来实现的情况下，需要D/A变换器及LPF。

在用数字信号处理进行正交调制的情况下，对基带调制信号进行中心频率为0Hz的正交调制。在用载频f1和载频f2进行发送的情况下，用-(f2-f1)/2对用载频f1发送的信号进行正交调制，而用+(f2-f1)/2对用载频f2发送的信号进行正交调制。然后，加法器130将对载频f1的基带调制信号进行正交调制所得的信号的I-ch、和对载频f2的基带调制信号进行正交调制所得的信号的I-ch相加，而加法器131将对载频f1的基带调制信号进行正交调制所得的信号的Q-ch、和对载频f2的基带调制信号进行正交调制所得的信号的Q-ch相加。该正交调制处理的频率轴如图2所示。

能够用低载频来进行正交调制，但是在峰值功率检测中，零IF的信号和低载频的信号之间没有差别，所以用零IF来处理较好。

接着，对进行正交调制所得的结果，峰值功率检测电路132检测超过阈值的峰值功率。峰值功率检测电路与实施例1中使用的相同。

此外，在比较电路304中比较相加所得的功率和阈值，在相加所得的功率大于阈值的情况下，通过峰值功率检测标志向校正系数计算电路133传达该状态。同时，计算要进行校正的目标值δ，传达给校正系数计算电路133。这可以通过从阈值中减去检测出的功率来计算。其中，z²(t)是对多载频的信号进行正交调制所得的结果的功率。由于不是对实际发送的使用限带滤波器的输出进行功率测定，所以附以随机编码，明示其为估计值。 $\mathrm{\δ}={\hat{z}}^2\left(t\right)-\mathrm{th}$ 式11 ${\hat{z}}^2\left(t\right)={{\hat{z}}_l}^2\left(t\right)+{{\hat{z}}_Q}^2\left(t\right)$ 式12 ${\hat{z}}_l\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[x_{\mathrm{kl}}(t-n{T}_s)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t-x_{\mathrm{kQ}}(t-n{T}_s)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=X_l(n,t)$ 式13 ${\hat{z}}_Q\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}[x_{\mathrm{kl}}(t-n{T}_s)\sin {\mathrm{\ω}}_{k}t+x_{\mathrm{kQ}}(t-n{T}_s)\cos {\mathrm{\ω}}_{k}t]$ $=X_Q(n,t)$ 式14

如上所述，在省略了插值处理和限带滤波器处理的峰值功率测定方法的情况下，如图7所示，不能测定符号点和符号点的状态转移引起的功率A，只能测定符号点上的功率B。该功率A(P_A)和功率B(P_B)之比因调制方式、限带滤波器的特性而变化。此外，在CDMA通信方式这样复用扩展码来发送的情况，功率A和功率B之比也不同。因此，通过仿真等来预先测定该功率A和功率B之比，校正阈值(th)。校正方法如下式15所示。 ${\mathrm{th}}^{\′}=\frac{P_A}{P_B}\mathrm{th}$ 式15

第2，说明校正系数计算方法。校正方法可以与实施例1同样来计算。将式13及式14代入式6的Z_I(t)及Z_Q(t)，得到下式16。 $z^{\′2}\left(t\right)={\hat{z}}^2\left(t\right)+h^2\left(n\right){(\mathrm{\α}-1)}^2\{{X_l}^2(n,t)+{X_Q}^2(n,t)\}$ $+2h\left(n\right)(\mathrm{\α}-1)\{{\hat{z}}_1\left(t\right)X_l(n,t)+{\hat{z}}_Q\left(t\right)X_Q(n,t)\}$ $=X^2\left(t\right)+h^2\left(n\right){(\mathrm{\α}-1)}^2{X}^2(n,t)+2h\left(n\right)(\mathrm{\α}-1)X^2(n,t)$ $=\mathrm{th}$ 式16

此外，校正系数α如下式17所示来计算。 $\mathrm{\α}=1-\frac{1\±\sqrt{\mathrm{th}/X^2(n,t)}}{h\left(n\right)}$ 式17

这样可知，校正系数α能够由抽头号码n的抽头系数h(n)、和对抽头号码n的基带调制信号进行正交调制并相加所得的信号的功率(数式中的X²(n，t))来计算。使用用式17算出的校正系数α，将抽头号码n的信号校正为α倍。上述抽头号码的选择方法与实施例1相同。

通过上述的处理，可以使多载波合成的功率为小于阈值的值。由此，能够在信号输出前衰减峰值功率，无需在大峰值功率输入时也不会发生失真的放大器。此外，除了实施例1的效果，由于在校正值计算端不使用限带滤波器，所以还能够减小电路规模。

在本实施例的无线发送装置中，通过对限带滤波器的输入进行振幅的校正，保证了振幅的校正不会在频率上产生不良影响。例如，不会对作为无线机的性能所需的相邻信道泄漏功率、寄生功率辐射产生不良影响。

(实施例3)

图8是本发明实施例3的发送装置的结构方框图。在图8所示的发送装置中，在数字状态下进行正交调制。在图8中，对于与图2相同的部分附以相同的符号，并且省略其说明。

在延迟电路101、102中延迟用载频f1发送的基带调制信号。同样，在延迟电路103、104中延迟用载频f2发送的基带调制信号。该延迟时间设定为相当于计算抑制合成的功率的峰值功率所用的校正系数的处理所需的时间。在校正系数的计算时间充分快的情况下，无需由延迟电路来调整时间。

校正电路105～108对延迟过的各信号进行振幅的校正。该校正处理将后述。限带滤波器109～112对校正过振幅的信号进行限带处理。在正交调制电路701中用载频-(f2-f1)/2对限带滤波器109、110限带过的信号进行正交调制。此外，在正交调制电路702中用载频+(f2-f1)/2对限带滤波器111、112限带过的信号进行正交调制。其中，假设f2＞f1。

然后，加法器703将各个正交调制结果的I-ch相加，而加法器704将各个正交调制结果的Q-ch相加。这是一般制作零IF信号的处理。在用该零IF来实现的情况下，作为数字信号表现的频带最小，所以能够使采样频率最小。频率轴上的表现如图3所示。

接着，D/A变换器705、706将数字信号变换为模拟信号。LPF 707、708除去变换为模拟信号的信号的混叠频率分量。

此外，模拟正交调制电路709对这些信号进行正交调制，BPF 710从正交调制过的信号除去无用的频率分量，由混频器711上变频为载频，由BPF 712除去无用频率分量。

在用于无线通信装置的情况下，在放大器放大变换为载频的结果后从天线发送。此外，在用于有线通信装置的情况下，在放大器放大变换为载频的结果后，通过电缆发送。

峰值功率的检测方法与实施例1及实施例2相同。在实施例2的峰值功率的检测方法中，无需限带滤波器124～127。此外，校正系数α的计算方法、校正方法也与实施例1及实施例2相同。

通过上述的处理，可以使多载波合成的功率为小于阈值的值。由此，能够在信号输出前衰减峰值功率，无需在大峰值功率输入时也不会发生失真的放大器。此外，在数字状态下进行，即，使用用于发送的正交调制的功率合成方法、和使用用于检测峰值功率的正交调制的功率合成方法相同，所以能够正确地检测峰值功率，能够根据其来抑制峰值功率。

在本实施例的无线通信装置中，通过对限带滤波器的输入进行振幅的校正，保证了振幅的校正不会在频率上产生不良影响。例如，不会对作为无线机的性能所需的相邻信道泄漏功率、寄生功率辐射产生不良影响。

(实施例4)

图9是本发明实施例4的发送装置的结构方框图。在图9所示的发送装置中，不进行零IF处理。在图9中，对于与图8相同的部分附以相同的符号，并且省略其说明。

在延迟电路101、102中延迟用载频f1发送的基带调制信号。同样，在延迟电路103、104中延迟用载频f2发送的基带调制信号。该延迟时间设定为相当于计算抑制合成的功率的峰值功率所用的校正系数的处理所需的时间。在校正系数的计算时间充分快的情况下，无需由延迟电路来调整时间。

校正电路105～108对延迟过的各信号进行振幅的校正。该校正处理将后述。限带滤波器109～112对校正过振幅的信号进行限带处理。在正交调制电路701中用载频f1对限带滤波器109、110限带过的信号进行正交调制。在正交调制电路702中用载频f2对限带滤波器111、112限带过的信号进行正交调制。加法器801将这些信号相加。频率轴上的表现如图10所示。

接着，D/A变换器802将加法结果从数字信号变换为模拟信号，由LPF710除去无用的频率分量，由混频器711上变频为载频，由BPF 712除去无用频率分量。

在用于无线通信装置的情况下，在放大器放大变换为载频的结果后从天线发送。此外，在用于有线通信装置的情况下，在放大器放大变换为载频的结果后，通过电缆发送。

峰值功率的检测方法与实施例1及实施例2相同。在用实施例2的方法来计算峰值功率的情况下，无需限带滤波器124～127。此外，校正系数α的计算方法、校正方法也与实施例1及实施例2相同。

通过上述的处理，在数字状态下进行，即，使用用于发送的正交调制的功率合成方法、和使用用于检测峰值功率的正交调制的功率合成方法相同，所以能够正确地检测峰值功率，能够根据其来抑制峰值功率。此外，用1个载频来构成正交调制器的频带，所以能够廉价地构成正交调制器。

在上述实施例1～4中，为了说明简单，是就载频是2个的情况进行说明的，但是，在本发明中，载频数可以为任意数。

此外，在上述实施例1～4中，阈值可以根据调制方式、限带方法来调整。此外，在通信方式是CDMA的情况下，阈值可以根据代码复用数来调整。由此，在峰值功率检测方法中，即使在不使用限带滤波器的情况下，也能够正确地估计在符号点间产生的峰值功率。

本发明的发送装置能够搭载到基站装置、移动台装置上，能够用于在基站装置和移动台装置之间进行无线通信的无线通信系统。

如上所述，采用本发明的多载频通信方式下的峰值功率削减方法的发送装置能够在信号输出前衰减峰值功率，无需在大峰值功率输入时也不会发生失真的放大器。

此外，根据本发明的峰值功率削减方法，能够降低峰值功率，而不会在频带外产生无用的频率。通过降低峰值功率，能够降低放大器的偏离满功率(back off)。因此，能够减小放大器。

本说明书基于平成10年4月28日提交的特愿平10-119562号。其内容全部包含于此。

产业上的可利用性

本发明的发送装置能够适用于数字无线通信系统中的基站装置、移动台装置。

Claims (11)

1.一种具有发射机和峰值功率校正器的发送装置，所述发射机包括：

滤波器，用于对多个具有不同载波频率的发送信号的每一个执行滤波处理；

合成系统，用于对所述经过滤波处理的多个发送信号进行合成；

发送系统，用于发送在所述合成系统中合成的信号；和

抑制系统，用于根据从所述峰值功率校正器输入的校正值在所述滤波处理之前对所述多个发送信号的每一个的幅值进行抑制；以及

所述峰值功率校正器包括：

相加系统，用于对所述多个发送信号在所述发射机中进行滤波处理之前进行相加，所述多个发送信号从所述发射机输入；

检测系统，用于检测在所述相加系统中相加的信号的峰值功率；和

校正值计算系统，用于当所述检测峰值功率超过阈值电平时，将与所述峰值功率相关计算的校正值输入到所述发射机中的所述抑制系统。

2.如权利要求1所述的发送装置，其中所述发射机还包括对模拟发送信号执行正交调制的正交调制系统。

3.如权利要求1所述的发送装置，其中所述发射机还包括对数字发送信号执行正交调制的正交调制系统。

4.如权利要求1所述的发送装置，其中所述峰值功率校正器还包括其抽头长度比所述发射机中的滤波器的短的滤波器。

5.如权利要求1所述的发送装置，其中所述峰值功率校正器还包括对从所述发射机输入的多个发送信号执行以0Hz频率为中心的零IF调制的调制系统。

6.如权利要求1所述的发送装置，其中所述峰值功率校正器中的所述校正值计算系统根据调制方法调整所述阈值电平。

7.如权利要求1所述的发送装置，其中所述峰值功率校正器中的所述校正值计算系统根据带限方法调整所述阈值电平。

8.如权利要求1所述的发送装置，其中所述峰值功率校正器中的所述校正值计算系统根据CDMA通信中的代码复用数调整所述阈值电平。

9.如权利要求1所述的发送装置，其中所述发射机中的所述抑制系统抑制所述发射机的所述滤波器中具有最大抽头系数的发送信号的幅值。

10.一种包括权利要求1所述的发送装置的基站装置。

11.一种包括权利要求1所述的发送装置的移动站装置。

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