CN1109422C

CN1109422C - 信号干扰比测量设备

Info

Publication number: CN1109422C
Application number: CN97121518A
Authority: CN
Inventors: 大石泰之; 长谷和男; 福政英伸; 浜田一; 浅野贤彦
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1997-10-23
Publication date: 2003-05-21
Anticipated expiration: 2017-10-23
Also published as: CN1186389A; JPH10190497A; KR19980063476A; KR100292926B1; US6028894A

Abstract

SIR测量设备用于测量所需的信号功率与噪声功率的比的S/N比，或者所需的信号功率与干扰信号功率的比的S/I比，使用一个信号点位置改变单元用于得到接收信号的I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的绝对值以将接收的信号转换到在一个I-Q直角坐标系的第一象限的一个信号，并且用于平方转换的信号的平均值以得到第一平均功率(所需的功率)S，一个接收功率运算单元用于计算接收信号的平方的平均值以得到第二平均功率。

Description

信号干扰比测量设备

本发明涉及用于测量SIR(信号干扰比)的设备。尤其涉及一个用于测量一个所需信号功率与噪声功率的比，即S/N比，或所需信号功率与干扰信号功率的比，即S/I(信号干扰)比的SIR测量设备。

为了控制和监视无线通讯中的通讯质量，需要测量接收机中的一个接收信号的信号噪声比S/N或信号干扰比S/I。在一个使用现在被认为是下一代通讯技术的CDMA(码分多址)的信号中，其特征是干扰功率决定系统的容量。为此，一个CDMA系统采用一个闭环发射功率技术，通过它S/I比保持恒定。为了进行这样的发射功率控制，测量S/N比或S/I比是基本的。

图16是一个在描述发射功率控制的必要性中有用的示意图。图16所示的是一个基地电台(BS)1和移动电台(MS₁～MSn)2₁～2n。通过CDMA进行通讯。CDMA是一个采用扩展频谱通讯的多址联接方法，其中基地电台1扩展频谱调制多个通道或采用相互不同的码(伪随机噪声，或PN序列)的用户的发射信息，并且根据多路复用相同的而发射扩展频谱调制的信号。每个移动电台2₁～2n采用在通讯时刻指定的它的专用码(如PN序列)去扩展接收的码多路复用的信号并解调寻址到该电台的发射信息。每个移动电台也采用PN扩展频谱调制发射信息并将信息发送到基地电台1。在采用CDMA的移动无线电中，来自移动电台2₁～2n的信号到达基地电台1而在时间上被重叠。来自各移动电台2₁～2n到达基地电台1的信号强度(功率)是不同的，它取决于距离的差异，发射链路的通讯环境和发射功率。从第一个移动电台来看，来自另一个移动电台输出的信号是干扰。如果来自其他移动电台的信号强度变得太大，第一个移动电台将不能通讯。因此必须保持恒定的S/I比，即来自规定的移动电台2₁～2n到达基地电台1的信号功率与包括热噪声的干扰波的功率之比。这使得必须控制发射功率。

图17示出了采用一个闭环系统的发射功率控制的处理流程。基地电台BS测量S/I比，即来自一个移动电台MSi(i＝1，2，…n)接收的信号功率与干扰信号功率(步骤111)之比并采用一个输出信号(步骤112)通知被测量S/I比的移动电台MSi。移动电台MS i确定是否基地电台BSi已经通知它S/I比(步骤121)，根据它被通知的S/I比决定发射功率并以这个发射功率发射它的信号(步骤122)。

图18是一个在描述一个相对于接收机3布置的常规的SIR测量设备4的位置中有用的方框图。应该注意发射机交替地以一个时刻一比特地分配串行数据以分离数据为两个序列，即同相分量数据和正交分量数据。在两个序列的每一个数据通过乘以PN被扩展频谱调制，四相移相键控(QPSK)调制被应用到I和Q分量的扩展频谱调制的信号并且得到的信号被发射。接收机3有一个天线3a，一个只通过所需频带的宽带带通滤波器3b，一个解调扩展频谱调制的信号V_I，V_Q的正交解调器(QDET)3c，去扩展电路3d_I，3d_Q，到它的I和Q分量的扩展频谱调制的信号V_I，V_Q被作为输入应用，它输出I和Q分量的数据D_I，D_Q，以及一个数据解调器3e用于以一个等效于由发射产生的相位旋转的量将反向旋转处理应用于数据D_I，D_Q，决定旋转处理结果的电平并输出再现的数据。

去扩展电路3d_I，3d_Q分别包括乘法器5_I，5_Q，用于将扩展频谱调制的信号V_I，V_Q乘以与在发射端的那些相同的PN序列C_I，C_Q，以及积分器6_I，6_Q用于在一个码元期间积分乘法器输出信号并连接地输出积分的结果，即I和Q分量数据D_I，D_Q。当I和Q分量的扩展频谱调制的信号V_I，V_Q被表示在一个I-jQ复平面上时，结果如图19所示，其中，合成的矢量V是在I-jQ复平面上扩展频谱调制的信号的矢量。

图20是一个说明SIR测量设备4结构的方框图。在3d所示的是一个去扩展电路(它对应于图18的去扩展电路3d_I，3d_Q)。SIR测量设备4包括一个功率运算单元4a用于根据方程式计算在信号被去扩展之前的扩展频谱调制的信号的功率P

P = V_{I}^{2} + V_{Q}^{2}

一个平均运算单元4b用于计算包含N个码元(symbol)的功率的平均值，一个干扰功率计算单元4c用于将平均功率乘以1/PG(这里PG表示扩展的比)以计算干扰功率I，一个所需信号功率运算单元4d用于根据方程式去扩展以后计算所需信号功率Pd

Pd = D_{I}^{2} + D_{Q}^{2}

一个平均运算单元4e用于计算在N个码元上所需信号功率的平均值S，以及一个SIR运算单元4f用于根据方程式从所需信号功率S和干扰信号功率I计算SIR

SIR＝S/I

在扩展频谱通讯中，发射机的扩展电路将一个数字信号乘以PN(一个随机+1和-1电平的矩形波)以扩展频谱调制信号。PN序列的变化速率(即矩形波的持续时间Tc)被设置使得以与因此被调制的码元转换速度相比较很高速率的转换(在数据的1比特时间间隔T)。即保持T＞＞Tc。T的持续时间被称为“比特持续时间”，Tc的持续时间被称为“片持续时间”，以及T与Tc之比(即T/Tc)被称为扩展比，它由PG表示。所需信号的频带(＝2/T)由扩展频谱调制扩展并变为2/Tc。即频带被一个PG因子扩展。因此，到接收机的输入是一个由扩展频谱调制被一个PG因子扩展频带的结果的所需信号Sd，以及一个干扰信号Si，如图21所示。

功率运算单元4a计算信号的功率，该信号是所需信号Sd和干扰信号Si的合成，以及干扰功率计算单元4c将平均功率乘以1/PG以计算干扰信号功率I(图21中从左下到右上画阴影的部分)，其带宽与所需信号的带宽相同。同时，所需的信号功率运算单元4d和平均运算单元4e计算去扩展后所需的信号功率的平均值S，以及SIR运算单元4f计算由运算S/I的SIR并输出表示SIR的信号。

图22是一个说明根据现有技术的SIR测量设备结构的另一个实例的方框图。接收机3与图18所示的接收机具有相同的结构并且相同的元件由相同的参考符号指定。

SIR测量设备5包括一个如图23A所示的信号点位置改变单元5a，单元5a将在I-jQ平面的一个接收的信号点D(它的I和Q分量分别是D_I和D_Q)转换到在平面的第一象限的点。更具体地，信号点位置改变单元5a得到接收的信号D的I分量(同相分量)D_I和Q分量(正交分量)D_Q的绝对值以将接收的信号转换到在I-jQ复平面的第一象限的一个信号。SIR设备5还包括一个平均运算单元5b用于计算接收的信号的N个码元的平均值m，一个所需的信号功率运算单元5c用于通过将平均值m的I和Q分量平方并求和该平方来计算m²(所需信号的功率S)，以及一个理想位置矢量输出单元5d(导频)用于输出一个导频码元的理想信号点位置矢量。单元5d检测一个插入在数据帧的导频码元并输出符合导频码元的理想信号点(已知)的I和Q分量(矢量D_IP)，如图23B所示。SIR设备5还包括一个误差矢量运算单元5e用于计算一导频码元的实际位置矢量D_AP和理想点位置矢量D_IP之间的误差矢量D_ERR，一个误差功率运算单元5f用于通过计算误差矢量的每个轴分量的平方来计算接收功率的方差σ²(误差矢量的功率)，一个平均运算单元5g用于计算误差功率的平均值并输出干扰信号功率I，以及一个SIR运算单元5h用于根据方程式从所需信号功率S和干扰信号功率I计算SIR

SIR＝S/I

如果我们令Xi(i＝1，2，…N)代表包括所需信号和干扰的输入信号，那么输入信号的平均值m将由下列方程式表示：

m＝(1/N)·∑Xi (i＝1，2，…N)并且平方平均值m的结果是所需信号功率。另一方面，在输入信号和平均值之间的差值平方的结果的平均值σ²是干扰信号功率，它由下列表示：

σ²＝(1/N)·∑(Xi-m)² (i＝1，2，…N)

信号点位置改变单元5a，平均运算单元5b和所需信号功率运算单元5c平方输入信号的平均值m以得到所需信号功率S。另一方面，理想位置矢量输出单元5d，误差矢量运算单元5e，误差功率运算单元5f和平均运算单元5g得到干扰信号功率I。运算S/I由SIR运算单元5h完成，它输出SIR。

对于图20所示的SIR测量方法，由所需信号Sd和干扰信号Si合成的信号的平均功率乘以1/PG以计算干扰功率I(图21中从左下到右上画阴影的部分)。因此计算的干扰信号功率I包括所需信号功率(见图21中的双阴影部分)。这是测量误差的原因。如果多路复用通道数或在CDMA的用户数少，包含在干扰信号功率I中的所需信号功率的比例增加以及SIR测量误差也增加。

对于图22所示的SIR测量方法，需要确定接收信号与理想信号之间的矢量误差。因此，需要执行导频探测，在每个码元的基础上的矢量误差计算和矢量误差的平方，以及完成平均。引起的问题是复杂的电路装置和复杂的运算操作。

因此，本发明的目的是提供一个可以通过一个简单的配置和简单的操作高精度地测量SIR的SIR测量设备。

根据本发明，通过提供一个SIR测量设备可以达到前面的目的，该设备包括用于获取一个接收信号的I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的绝对值以将接收信号转换到I-Q直角坐标系的第一象限的信号，并且将转换的信号的平均值平方以得到第一平均功率的装置，用于计算接收信号的平方的平均值以得到第二平均功率的装置，用于从第二平均功率中减去第一平均功率以得到噪声功率或干扰功率的装置，以及用于采用第一平均功率作为所需信号功率，从所需信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N比或S/I比，并输出计算的比值的装置。

另外根据本发明，通过提供一个SIR测量设备可以达到前面的目的，该设备包括用于确定一个包含I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的接收信号所属的I-Q直角坐标系的象限的装置，用于通过提供接收信号经过一个与接收信号所属的象限相符的角度的相位旋转来转换接收信号到I-Q直角坐标系的第一象限的信号，以及平方转换信号的平均值以获得第一平均功率的装置，用于计算接收信号的平方的平均值以得到第二平均功率的装置，用于从第二平均功率减去第一平均功率以得到噪声功率或干扰信号功率的装置，以及用于采用第一平均功率作为所需信号功率，从所需信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N或S/I之比，并输出计算的比值的装置。

根据上面描述的SIR测量设备，不需要执行导频探测，在每个码元基础上的矢量误差计算和矢量误差的平方并且平均是不需要的。这使得可能简化电路配置以及简化运算操作。

本发明的其他特点和优点从下面结合附图进行的描述中是明显的。

图1是说明根据本发明具有SIR测量设备的发射机/接收机的方框图；

图2是一个对描述接收数据的信号点位置矢量有用的矢量图；

图3是一个展示正交解调器结构的示意图；

图4是一个展示正交调制器结构的示意图；

图5是一个展示数据解调器结构的示意图；

图6是一个描述数据解调器操作的示意图；

图7是一个展示根据本发明的第一实施例的SIR测量设备结构的方框图；

图8是一个描述改变位置矢量的象限的方法的示意图；

图9是一个展示根据本发明的第二实施例的SIR测量设备结构的方框图；

图10是一个对描述根据第二实施例的象限转换的方法有用的示意图；

图11是一个展示在静态环境下SIR测量精度特性的特性图；

图12是一个对描述在静态环境下测量的SIR的概率密度分布函数有用的示意图；

图13是一个第一实施例的修改，其中SIR测量的平均时间的变化根据干扰信号功率I被控制；

图14是一个第二实施例的修改，其中SIR测量的平均时间的变化根据干扰信号功率I被控制；

图15是一个展示SIR校正单元结构的方框图；

图16是一个说明在现有技术中要求发射功率控制的解释性的视图；

图17是一个展示根据现有技术在一个闭环系统中处理流程的流程图；

图18是一个对描述SIR测量设备在现有技术中设置的位置有用的方框图；

图19是一个描述扩展频谱调制信号的矢量表示的矢量图；

图20是一个展示根据现有技术SIR测量设备结构的方框图；

图21是一个展示根据现有技术SIR测量的示意图；

图22是一个展示根据现有技术SIR测量设备结构的方框图；以及

图23A，23B是描述根据现有技术SIR测量的示意图。

(A)发射机/接收机的结构

图1是一个说明根据本发明具有一个SIR测量设备的发射机/接收机的方框图。图1中示出的是一个接收机11，一个发射机12和一个SIR测量设备13。应该注意发射机以每一个时刻一比特交替地分配串行数据以分离数据为两个序列，即同相分量(I分量)数据和正交分量(Q分量)数据。两个序列中的每个数据通过乘以PN被扩展频谱调制，四相移相键控(QPSK)调制被应用于I和Q分量的扩展频谱调制的信号并且得到的信号被发射。

接收机11具有一个天线11a，一个只能通过需要的频带的宽带带通滤波器11b，一个解调扩展频谱调制的信号V_I，V_Q的正交解调器(QDET)11c，去扩展电路11d_I，11d_Q，I和Q分量的扩展频谱调制的信号V_I，V_Q作为输入应用并且它输出I和Q分量的数据R_I，R_Q，以及一个数据解调器11e用于以由发射产生的相位旋转相等的量应用反向旋转处理到数据R_I，R_Q，决定旋转处理结果的电平并输出重现的数据。去扩展电路11d_I，11d_Q分别包括乘法器21_I，21_Q用于将扩展频谱调制的信号V_I，V_Q乘以等同于在发射端的那些PN序列C_I，C_Q，以及积分器22_I，22_Q用于在一个码元期间积分乘法器输出信号并连续地输出积分的结果，即I和Q分量数据R_I，R_Q。当I和Q分量的数据R_I，R_Q被表示在一个I-jQ复平面时，结果如图2所示，其中合成的矢量R是在I-jQ复平面上接收信号的信号点位置矢量。

发射机12包括一个串行/并行转换器(S/P转换器)12a，它以一个时刻一比特交替地分配发射数据以转换数据为两个序列，即I分量数据D_I和Q分量数据D_Q，以及扩展电路12b_I，12b_Q具有PN发生器(未示出)用于分别产生PN(伪随机噪声)序列C_I′，C_Q′，以及乘法器ML_I，ML_Q用于将I分量数据D_I和Q分量数据D_Q分别乘以PN序列C_I′，C_Q′。发射机12还包括一个衰减器12c用于控制发射功率。衰减器12c具有乘法器12C_I，12C_Q用于将I和Q分量的扩展频谱调制信号乘以符合接收信号的SIR值的发射功率控制系数p，因此控制发射功率。应该注意衰减器可以提供在正交调制器(QMOD)12d的输出端上。正交调制器(QMOD)12d提供衰减器输出到四相移相键控(QPSK)调制。一个功率放大器12e放大正交调制器12d的输出。一个天线在12f示出。

图3示出了正交解调器11c的结构。正交解调器11c包括一个载波发生器11c-1用于输出具有规定频率的载波cosω₁t，一个90°移相器11c-2用于移动90°的载波相位并输出-sinω₁t，一个乘法器11c-3用于将输入信号乘以cosω₁t并输出扩展频谱调制的信号的I分量V_I，以及一个乘法器11c-4用于将输入信号乘以-sinω₁t并输出扩展频谱调制的信号的Q分量V_Q。

图4是一个展示正交调制器12d结构的示意图。正交调制器12d包括一个载波发生器12d-1用于输出具有规定频率的载波cosω₂t，一个90°移相器12d-2用于移动90°载波的相位并输出-sinω₂t，一个乘法器12d-3用于将输入信号(扩展频谱调制的信号的I分量)乘以cosω₂t，一个乘法器12d-4用于将输入信号(扩展频谱调制的信号的Q分量)乘以-sinω₂t，以及一个组合器12d-5用于组合这些乘法器的每个的输出并输入结果到功率放大器13e。

图5是一个展示数据解调器11e结构的示意图，以及图6是一个描述数据解调器11e工作的示意图。

如图5所示，数据解调器11e包括一个旋转角运算单元11e-1用于检测插入到一个数据帧的导频码元并计算一个从理想导频码元位置到实际导频码元位置的旋转角度θ，一个旋转运算单元11e-2用于应用一个-θ旋转运算到一个信号点位置矢量，该矢量的I和Q分量是分别由去扩展电路11d_I，11d_Q输出的数据R_I，R_Q，判决电路11e-3，11e-4用于将由旋转处理应用得到的R_I′，R_Q′与一组电平比较以判决“1”，“0”，以及一个P/S转换器11e-5用于转换I，Q分量数据到串行数据。

如果一个被插入到数据帧的导频码元被检测并且它的信号点位置矢量P_ACT(见图6)是已知的，那么归因于发射的码元的相位旋转角θ是可以确定的，因为导频码元的理想信号点位置矢量P_IDL是已知的。因此，旋转角运算单元11e-1检测导频码元并计算它的相位旋转角θ，旋转运算单元11e-2提供每个码元到旋转处理以旋转它通过一个-θ的旋转角，因此返回码元到原型，以及判决电路11e-3，11e-4判定由旋转处理应用得到的数据R_I′，R_Q′的“1”，“0”，因此，高精度数据解调是可能的。

(B)SIR测量设备的第一个实施例

图7是一个说明根据本发明SIR测量设备的第一个实施例的方框图。

如图7所示，SIR测量设备包括一个信号点位置改变单元51，单元51如图8所示转换在I-jQ平面接收的信号点的位置矢量R(它的I和Q分量分别是R_I和R_Q)到平面的第一象限的位置矢量。更具体地，信号点位置改变单元51得到接收信号点的位置矢量R的I分量(同相分量)R_I和Q分量(正交分量)R_Q的绝对值以转换位置矢量到I-jQ复平面的第一象限的信号。SIR设备还包括一个平均运算单元52用于计算N个码元接收信号点位置矢量的平均值m，一个所需信号功率运算单元53用于通过对平均值m的I和Q分量平方并求和该平方来计算m²(所需信号的功率S)，一个接收功率计算单元54用于通过执行下列方程式给定的运算计算接收功率P：

P = R_{I}^{2} + R_{Q}^{2}

一个平均运算单元55用于计算接收功率的平均值一个减法器56用于从接收功率的平均值减去m²(所需信号功率)并输出干扰信号功率I，以及一个SIR运算单元57用于根据方程式从所需信号功率S和干扰信号功率I计算SIR

SIR＝S/I (1)

如果我们令Xi(i＝1，2，…N)代表包括一个所需信号和干扰的输入信号，那么输入信号的平均值m将由下列方程式表示：

m＝(1/N)·∑Xi (i＝1，2，…N) (2)并且平方平均值m的结果是所需信号功率S。另一方面，输入信号和平均值之间差值的平方的结果的平均值(方差)σ²是干扰信号功率I。它被表示如下：

σ²＝(1/N)·∑(Xi-m)² (i＝1，2，…N) (3)

变换方程式(3)给出下列：

σ²＝(1/N)·∑Xi²-(2m/N)·∑Xi+(1/N)·∑m²

＝(1/N)·∑Xi²-2m²+m² (4)

＝[(1/N)·∑Xi²]-m²

接收功率计算单元54和平均运算单元55执行由方程式(4)右边的第一项指示的运算，减法器56通过从平均运算单元55的输出减去m²(所需信号功率S)计算干扰功率I，以及SIR运算单元57执行方程式(1)的操作并输出SIR。

根据第一个实施例，N个码元仅经过一次减法运算并且它不需要执行导频探测，在每个码元基础上的矢量误差计算和矢量误差的平方，并且平均是不需要的。这使得有可能简化电路配置以及简化运算操作。

(C)SIR测量设备的第二个实施例

图9是一个说明根据本发明SIR测量设备的第二个实施例的方框图。等同于图7所示的第一个实施例的那些元件由相似的参考符号来标记。第二个实施例在信号点位置改变单元的结构上与第一个实施例不同。

在第一个实施例中，信号点位置改变单元得到接收的信号点的位置矢量R的I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的绝对值以转换位置矢量到I-jQ复平面的第一象限的一个信号。在第二个实施例中，接收的信号点的位置矢量R所属的I-jQ复平面的象限被确定并且位置矢量R被提供经过一个符合矢量R所属的象限角度的相位旋转，因此实现了到I-jQ复平面的第一象限的转换。更具体地，如图10所示，该设备得到位置矢量R的角度φ，得到满足方程式的k

(π/2)·k≤φ＜(π/2)·(k+1) (5)这里k是一个整数，并且顺时针方向旋转位置矢量k·(π/2)以转换位置矢量到第一象限的位置矢量。应该注意满足方程式(5)的φ被表示为

k＝φmod(π/2) (6)

关于整数k，k＝0适用于位置矢量R驻留在第一象限的情况，k＝1适用于位置矢量R驻留在第二象限的情况，k＝2适用于位置矢量R驻留在第三象限的情况，以及k＝0适用于位置矢量R驻留在第四象限的情况，并且位置矢量R分别顺时针旋转0，π/2，π和3π/2以转换位置矢量到第一象限的位置矢量。

如图9所示，SIR测量设备包括一个信号点位置改变单元61。单元61具有一个角度计算器61a用于得到位置矢量R的角度φ，一个运算单元61b用于根据方程式(6)计算k，以及一个旋转运算单元61c用于顺时针旋转位置矢量Rk·(π/2)。SIR设备还包括平均运算单元52用于计算在信号点位置改变单元61转换到第一象限的矢量的N个码元的位置矢量的平均值m，所需信号功率运算单元53用于通过平方平均值m的I和Q分量并求和该平方来计算m²(所需信号功率S)，接收功率计算单元54用于通过平方接收信号点的位置矢量的I分量RI和RQ分量并求和该平方来计算接收功率P，平均运算单元55用于计算接收功率P的平均值，减法器56用于根据方程式(4)从接收功率P的平均值减去m²(所需信号功率S)并输出干扰信号功率I，以及SIR运算单元57用于根据方程式(1)从所需信号功率S和干扰信号功率I计算SIR。

根据第二个实施例，如在第一个实施例中，N个码元只进行一次减法运算，并且不需要执行导频探测，在每个码元基础上的矢量误差的计算和矢量误差的平方并且平均是不需要的。这使得有可能简化电路配置和简化运算操作。

(D)根据本发明的SIR测量精度的检验

图11是一个展示根据本发明在静态噪声环境中(只有热噪声存在的环境)SIR测量精度特性的特性图。这里接收的SIR值被沿着水平轴绘制和测量的SIR值沿着垂直轴绘制。理想地接收的SIR值等于测量的SIR值。误差带ERB是对测量的平均值的标准偏差(dB)；误差带越短，测量变化越小。在图11中，A说明测量的码元数是4的情况下的特性，B说明测量的码元数是40的情况下的特性，以及C是理想的特性。从这个特性图可以理解(1)码元的数越大(较长的平均时间)，SIR能被测量的精度越高，和(2)接收的SIR越小，即干扰信号功率I越大，测量误差越大。

图12是说明在静态环境中测量的SIR值的概率密度分布函数的示意图。从概率密度分布可以理解通过增加测量码元的数可以提高测量精度。

(E)本发明的第一个修改

如上所述，图11和12说明在功率的平均中使用的码元的数越大(较长的平均时间)，SIR能被测量的精度越高，并且接收的SIR越小，即干扰信号功率I越大，测量误差越大。

为了实现发射功率的高速控制，要求缩短在SIR测量中的平均时间。因此，平均时间被缩短(在SIR测量中使用的码元数被降低)，SIR被在较短的时间周期中测量，干扰信号功率I被监视并且随着干扰信号功率增加平均时间被延长(在SIR测量中使用的码元的数被增加)，因此保持了测量精度。

图13是第一个实施例(图7)的修改。这个修改考虑了前面的讨论。与所示的第一个实施例相同的那些元件用相同的参考符号表示。这个修改不同于第一个实施例在于提供平均时间确定单元58用于监视干扰功率I和根据干扰功率I的幅度改变在SIR测量中使用的码元计数N(平均时间Tm)。平均时间确定单元58监视干扰功率I并随着干扰功率增加通过延长在平均运算单元52，55中的平均时间(增加在SlR测量中使用的码元数)来保持SIR测量的精度。

图14说明第二个实施例(图9)的修改。与所示的第二个实施例相同的元件用相同的参考符号表示。这个修改不同于第二个实施例在于提供平均时间确定单元62用于根据干扰功率I的幅度监视干扰功率I和改变在SIR测量中使用的码元计数N(平均时间Tm)。平均时间确定单元62监视干扰功率I并随着干扰功率增加通过延长在平均运算单元52，55中的平均时间(增加在SIR测量中使用的码元数)来保持SIR测量的精度。

(F)本发明的第二个修改

从图11很明显，不管码元的数，接收的SIR越小，即干扰功率I越大，SIR的测量误差变得越大。因此计算SIR/(SIR+1)以获得一个校正系数c，并且SIR被校正系数c相乘以获得真正的SIR，因此可能得到高精度的测量。如果保持SIR＞＞1，则我们有并且SIR不被校正。然而，当SIR变小和干扰功率I增加时，SIR被校正以改进精度。

图15是一个展示前面考虑的SIR校正单元的结构的方框图。SIR运算单元57是第一和第二实施例的第一个修改。SIR运算单元57的输出施加到SIR校正单元71，该单元71包括一个校正系数计算器71a用于根据下面的方程式计算SIR校正系数c：

c＝SIR/(SIR+1) (7)以及一个校正器71b用于根据下面的方程式根据校正SIR输出真正的SIR′：

SIR′＝c·SIR (8)如果采用这种配置，可以测量校正的SIR值并且输出与码元数无关。

本发明上面的描述主要考虑的是S/I比的情况，即所需功率与干扰功率比被作为SIR测量。但本发明也能应用于S/N比的情况，即所需功率与噪声功率比被作为SIR测量。

此外，本发明的描述考虑了在使用扩展频谱调制的无线通讯中的SIR测量。但本发明也能用于不依靠扩展频谱调制的无线通讯。

根据本发明，采用一种SIR测量设备得到接收信号的I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的绝对值以将接收的信号转换到在一个I-Q直角坐标系的第一象限的一个信号并且平方转换的信号的平均值以获得第一平均功率，计算接收信号的平方的平均值以获得第二平均功率，从第二平均功率中减去第一平均功率以获得噪声功率或干扰信号功率，并采用第一平均功率作为所需的信号功率，从所需的信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N比或S/I比，以及输出计算的比值。因此，不同于现有技术(图22)，不需要执行导频探测，在每个码元基础上的矢量误差的计算和矢量误差的平方并且平均是不需要的。这使得有可能简化电路配置和简化运算操作。另外，测量精度等同于现有技术方法能够获得的精度。

此外，根据本发明，一个SIR测量设备被采用以确定一个I-Q直角坐标系的一个接收的信号包括一个I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的所属的象限，通过将接收的信号提供经过一个符合接收信号所属的象限角度的相位旋转而转换接收的信号到I-Q直角坐标系的第一象限的一个信号，平方转换的信号的平均值以得到第一平均功率，计算接收信号的平方的平均值以得到第二平均功率，从第二平均功率减去第一平均功率以得到噪声功率或干扰信号功率，以及采用第一平均功率作为所需的信号功率，从所需信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N比或S/I比，并输出计算的比值。因此，不同于现有技术(图22)，不需要执行导频探测，在每个码元基础上的矢量误差的计算和矢量误差的平方并且平均是不需要的。这使得可能简化电路配置和简化运算操作。另外，测量精度等同于现有技术方法能够获得的精度。

此外，根据本发明，为了根据噪声功率或干扰功率改变码元数，它被这样的配置，使得在计算接收功率的平均值和所需功率的平均值中使用的码元数(平均时间)被控制。结果，可能改进在SIR值是小的状态的SIR测量精度并且缩短SIR值是大的状态的SIR测量时间。

另外，根据本发明，它被这样的配置使得SIR/(SIR+1)被计算以得到一个校正系数，并且SIR与校正系数c相乘以获得并输出真正的SIR。结果，可能改进在SIR值是小的状态的SIR测量精度。

因为可以设计出本发明的许多明显的大不相同的实施例而不背离本发明的精神和范围，应该理解除了附加的权利要求定义的，本发明不限于这里的特定实施例。

Claims

1.一个SIR设备用于测量所需的信号功率与噪声功率的比，即S/N比，或者所需的信号功率与干扰信号功率的比，即S/I比，包括：

信号点设置改变单元，用于转换一个包括I分量(同相分量)的Q分量(正交分量)的接收的信号到一个I-O直角坐标系的第一象限的一个信号；

计算转换的信号的N个数值的平均值的装置；

平方转换的信号的平均值以得到第一平均功率的装置；

用于计算接收信号的平方的平均值以得到第二平均功率的装置；

用于从第二平均功率减去第一平均功率以得到噪声功率或干扰信号功率的装置；

用于采用第一平均功率作为所需的信号功率，从所需信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N比或S/I比，并输出计算的比值的装置；以及

根据噪声功率或干扰信号功率，确定用于计算第一和第二平均功率的平均时间的装置。

2.如权利要求1所述的SIR设备，还包括：

校正系数计算装置，用于通过计算SIR/(SIR+1)获得一个校正系数；和

校正装置，用上述校正系数乘以SIR并输出该乘积作为真正的SIR，这里S/N比或S/I比被表示为SIR。

3.一个SIR设备用于测量所需的信号功率与噪声功率的比，即S/N比，或者所需的信号功率与干扰信号功率的比，即S/I比，包括：

用于确定一个I-Q直角坐标系的一个包括I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)的接收信号所属的象限的装置；

信号点位置改变单元，用于通过使接收的信号经过一个符合接收信号所属象限的角度的相位旋转而转换接收的信号到I-Q直角坐标系的第一象限的信号，信号点位置改变单元包括一个用于计算接收信号的角度φ的角度计算装置，以及用于计算满足方程(π/2)·k≤φ＜(π/2)·(k+1)的整数k的运算电路，以及旋转运算电路，用于将接收信号顺时针旋转k·(π/2)，由此接收信号被转换为I-Q直角坐标系的第一象限的一个信号；

计算转换的信号的N个数值的平均值的装置；

平方转换的信号的平均值以得到第一平均功率的装置；

用于计算接收的信号的平方的平均值以得到第二平均功率的装置；

用于采用第一平均功率作为所需的信号功率，从所需的信号功率和噪声功率或干扰信号功率计算S/N比或S/I比，并输出计算的比值的装置；以及

4.如权利要求3所述的SIR设备，还包括：