KR100407126B1 - 신호 간섭비 측정장치 및 방법과 그 장치가 내장된 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 단말기의 송신전력을 제어하기 위해 필요한 신호 간섭비(Signal to Interference Ratio:SIR)를 사용되지 않는 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드를 이용하여 정확하게 측정하기 위한 장치에 관한 것으로, 역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 입력받아 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하고, 동일한 복소 형태의 다중 경로 신호를 입력받아 비사용중인 OVSF 코드를 이용하여 검출하고자 하는 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정한다. 그리고 상기 평균 신호 전력에서 평균 간섭신호 전력을 차감하여 순수한 사용자 신호 전력을 출력한 후에 이를 상기 평균 간섭신호 전력으로 나누어 신호 간섭비를 출력함을 특징으로 하며, 이러한 신호 간섭비는 단말기의 송신 전력을 제어하는데 이용된다.

Description

신호 간섭비 측정장치 및 방법과 그 장치가 내장된 수신기{APPARATUS AND METHOD FOR MEASURING SIGNAL TO INTERFERENCE RATIO, RECEIVER EQUIPPED WITH THE SAME APPARATUS}

본 발명은 이동 통신 단말기의 송출 전력을 제어하기 위한 시스템에 관한 것으로, 특히 단말기의 송신전력을 제어하기 위해 필요한 신호 간섭비(Signal to Interference Ratio:SIR)를 사용되지 않는 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드를 이용하여 정확하게 측정하기 위한 장치 및 방법, 그리고 상기 측정장치를 구비하는 수신기에 관한 것이다.

CDMA 시스템의 단말기로부터 송출되는 모든 신호는 기지국에 동일한 전력으로 수신되어야 한다. 그렇지 않으면, 검출하고자 하는 사용자 단말기의 신호와 타 사용자 단말기 신호 사이의 교차상관(cross-correlations)때문에 간섭(MAI:Multiple Access Interference)이 발생되어 시스템의 성능 열화를 가져온다. 이러한 간섭은 단말기와 기지국과의 거리차로 인한 원근 문제(Near-Far Problem)로 인해 발생하게 된다. 원근 문제는 경로 손실(pass loss)과 그늘 현상(shadowing)을 포함하며 장시간 페이딩(long term fading)이라고 부른다. 이것은 개루프 전력제어에서 보상하게 된다. 한편 단시간 페이딩(short term fading)인 다중경로 페이딩 레벨 변동은 폐루프 전력제어로 추적한다. 폐루프 전력제어를 위한 파라미터로서 수신신호 전력을 이용하는 방법과 신호 간섭비인 SIR을 이용하는 방법이 있다.

수신 신호의 전력을 이용하는 방법은 간섭전력이 작을 경우와 클 경우를 구분하지 못하기 때문에 정확한 전력제어를 기대하기 어렵다. 이에 반하여 SIR을 기반으로 하는 전력제어방식은 우선적으로 SIR을 측정하고 목표 SIR과 비교한후 그 결과에 따라 TPC(Transmitter Power up/down Command) 명령을 단말기로 전송하여 단말기의 송신전력을 제어하여 주는 방식으로, 신호전력과 타 사용자에 의한 간섭전력을 제한할 수 있다. 이와 같이 SIR을 기반으로 하는 전력제어방식은 기존의 수신신호 전력만을 이용한 방식에 비하여 신호의 세기뿐만 아니라 타 사용자에 의한 간섭양도 제한하기 때문에 시스템의 용량을 증가시킬 수 있다.

SIR을 기반으로 하는 전력제어방식의 대표적인 예로서 일본 NTT DoCoMo사에의해 제안된 SIR 측정 방식이 있다. 이 방식에서 수신신호의 전력은 다음과 같이 측정된다.

우선 수신 신호로부터 디스크램블링 및 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드를 제거한 후 자승하여 수신 신호 전력을 측정한다. 이렇게 측정한 수신 신호 전력 S를 일정 기간동안 누적하여 평균신호전력를 구한다. 그러나 상기 평균신호전력는 순수한 신호 전력이라고 정의할 수 없다. 왜냐하면 평균신호전력에는 잡음 전력 및 타 사용자 간섭신호 전력이 포함되어 있기 때문이다.

한편 상기 평균신호전력에서 순시(instantaneous)신호전력을 차감한을 일정 구간동안 누적하여 평균을 취한 값을 간섭신호 전력이라고 정의하고 있다. 따라서 SIR은 하기 수학식 1에 의해 산출되어진다.

그러나 상기 간섭신호 전력 또한 순수한 의미의 간섭신호 전력이라고 정의할 수 없다. 왜냐하면 상기 평균신호전력과 순시신호전력과의 차에서 일정양의 간섭신호 전력 또한 삭감되기 때문이다. 그 이유는 평균신호전력 자체에 간섭신호 전력이 포함되어 있기 때문이다.

따라서 SIR을 기반으로 하여 단말기의 송신전력을 제어하는 일반적인 방법에서는 잡음 전력 및 타 사용자 간섭신호 전력을 제거하지 않고 평균신호전력 및 간섭신호 전력을 산출하기 때문에 정확한 SIR을 측정할 수 없는 문제점이 있다.

이에 본 발명의 목적은 수신 신호에서 순수한 사용자 신호 전력만을 검출함으로서 정확하게 SIR을 측정할 수 있는 신호 간섭비 측정장치 및 방법, 그리고 상기 측정장치가 내장된 수신기를 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 이동 통신 시스템의 통신 성능을 향상시키기 위한 신호 간섭비 측정장치 및 방법, 그리고 상기 측정장치가 내장된 수신기를 제공함에 있다.

도 1 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치의 구성도.

도 2a와 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치에서 평균 간섭신호 전력 측정부(30)의 동기누적과 비동기 누적횟수의 변화에 따른 성능비교 결과 그래프.

도 3은 폐루프 송신전력제어에서 중요한 파라미터중의 하나인 스텝 사이즈의 변화에 따른 결과를 도시한 그래프.

도 4는 TPC 명령 비트 오차의 변화에 따른 성능비교 그래프.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 일 양상에 따른 신호 간섭비 측정장치는;

역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 입력받아 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하기 위한 평균 신호 전력 측정부와;

상기 평균신호 전력 측정부로 입력되는 복소 형태인 하나의 다중 경로 신호를 입력받아 비사용중인 OVSF 코드를 이용하여 검출하고자 하는 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하기 위한 평균 간섭신호 전력 측정부와;

상기 측정부들의 출력을 가감하여 순수한 사용자 신호 전력을 출력하기 위한 가산기와;

상기 사용자 신호 전력을 상기 평균 간섭신호 전력으로 나누어 신호 간섭비를 출력하기 위한 신호 간섭비 산출부;를 포함함을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 일 양상에 따른 신호 간섭비 측정방법은;

기지국 수신기의 신호 간섭비 측정방법에 있어서,

역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 입력받아 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하는 단계와;

상기 역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 입력받아 비사용중인 OVSF 코드를 이용하여 검출하고자 하는 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하는 단계와;

상기 평균 신호 전력에서 상기 평균 간섭신호 전력을 차감하여 사용자 신호 전력을 산출하는 단계와;

상기 사용자 신호 전력을 상기 평균 간섭신호 전력으로 나누어 신호 간섭비를 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

우선 W-CDMA 시스템의 역방향 링크에서 초기 송신전력제어는 개루프 송신전력제어에 의해서 수행되어지며, 이 과정이 끝나면 SIR 기반 고속 폐루프 송신전력 제어과정이 수행된다.참고적으로 WCDMA 시스템에서는 채널을 구분하는 부호로서 OVSF 코드(3GPP TS25.213에 명시)가 사용되는데, OVSF코드는 수정된 Hadamard 변환에 의하여 생성된다. 본 발명에서는 이러한 OVSF코드중에서 사용되지 않는 것들을 SIR 측정에 이용함으로서 종래 기술에 비해 보다 정확하게 SIR을 측정할 수 있다.그 기술적 근거를 보충 설명하면, 우선 신호전력을 측정하는 것은 CDMA 이론에 기초하는데, CDMA는 해당 OVSF(IS 95 시리즈에서는 월시코드)코드로 확산한 신호를 수신단에서 같은 코드로 역확산하면 그 코드의 확산코드 만큼의 게인을 얻을 수 있다. 반대로 다른 코드를 사용하면 이 게인을 얻지 못하고 노이즈 레벨의 신호를 얻게 된다. 본 발명은 이러한 사실에 입각하여 창안된 것으로, 해당 채널이 사용하는 OVSF 코드를 이용하여 평균 신호 전력(사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함됨)을 측정하고, 물리채널에 사용되지 않는 비사용 OVSF코드를 사용하여 노이즈인 평균 간섭신호 전력(잡음 전력 및 타 사용자 간섭신호 전력이 포함됨)을 측정함으로서, 이들의 가감에 따라 순수한 사용자 신호 전력만을 획득할 수 있다. 참고적으로 본 발명에서의 사용자 신호 전력은 사용자로부터 수신한 모든 채널의 신호전력이 아니라 DPCCH의 전력이다. 이것은 3GPP TS25.214에서 파워 컨트롤의 기준이 되는 채널이 DPCCH이기 때문이다.이하 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치에 대하여 설명하면,

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치의 구성도를 도시한 것으로, 상기 신호 간섭비 측정장치는 크게 평균신호전력을 측정하기 위한 평균 신호 전력 측정부(20)와, 평균 간섭신호 전력 측정부(30), 그리고 각 핑거(finger)(200)로부터 출력되는 평균 신호 전력 측정부(20)와 평균 간섭신호 전력 측정부(30)의 출력을 결합하기 위한 결합기들(50,60)과 제산기(70) 및 절대치 계산기(80)로 구성된다.

도 1을 참조하면, 우선 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비(SIR) 측정장치의 입력신호는 복소 형태의 상향링크(uplink) DPDCH/DPCCH(Dedicated Physical Data Channel/Dedicated Physical Control Channel) 신호로서, 이러한 입력 신호는 다중 경로 신호 형태로 수신기에 수신되는 신호로부터 얻어진다. 기지국 수신기 입력단에는 정합 필터(Matching Filter)(도시하지 않았음)가 위치하는데, 이러한 정합필터는 각각의 다중 경로 신호에 대한 탐색을 수행하고 탐색된 다중 경로 신호는 각각 하나의 핑거(Finger)에 할당된다. 따라서 도 1에 도시한 수신신호는 정합필터를 통해 각 핑거에 할당되는 복소형태의 상향링크 DPDCH/DPCCH 신호를 나타낸 것이다.

한편 상기 복소 형태의 입력신호는 승산기(10)에 가해지는 스크램블링 코드(scrambling code)에 의해 역확산되어 출력된다. 각 핑거에는 검출하고자 하는 사용자 단말기의 신호만을 역확산시키기 위한 스크램블링 코드가 지정되어 있다. 이와 같이 스크램블링 코드에 의해 역확산된 신호는 각각 평균 신호 전력 측정부(20)와 평균 간섭신호 전력 측정부(30)로 입력된다.

평균 신호 전력 측정부(20)는 디스크램블링이 수행된 복소 형태의 상향링크 DPDCH/DPCCH 신호를 입력하여 검출하고자 하는 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하여 출력한다.

상기 평균 신호 전력 측정부(20)의 구성 및 동작을 보다 구체적으로 설명하면, 우선 평균 신호 전력 측정부(20)로 입력되는 복소 형태의 상향링크 DPDCH/DPCCH 신호는 승산기(22)에 인가되고 사용중인 OVSF 코드와 곱해진후 누적기(24)에서 일정 구간 누적된다. 상기 일정 구간은 256 칩(chip) 구간이다. 이와 같이 256칩 구간동안 누적시키는 이유는 DPCCH 채널의 확산인자(spreading factor)가 256 칩이기 때문이다. 이러한 누적 과정에서 DPDCH 채널의 신호는 소멸된다. 왜냐하면 DPDCH 채널의 신호는 OVSF 코드가 제거되지 않은 채 256 칩 구간동안 누적되기 때문인데, 상기 OVSF 코드는 자신과 동일하지 않은 OVSF 코드를 곱한 후 OVSF 코드의 배수동안 누적을 수행하면 그 값이 "0"이 되기 때문이다. 한편 256 칩 동안 누적된 DPCCH 채널 신호는 아직 복소 형태의 신호이다. 누적된 DPCCH 채널 신호는 자승기(26)를 통해 자승처리됨으로서 DPCCH 채널 신호의 전력이 산출되고, 이러한 신호 전력은 다시 누적기(28)에서 일정 구간 동안 누적됨으로서 평균 신호 전력으로 출력되는 것이다. 상기 누적기(28)의 누적 구간은 한 슬롯(slot)이다. 한 슬롯은 DPCCH 채널의 10 심볼에 해당한다. 그러므로, 자승기(26) 출력 신호가 10번 누적되는 것으로 이해하면 된다. 이와 같이 한 슬롯 동안 누적된 평균 신호 전력은이후 평균 간섭신호 전력 측정부(30)에서 출력되는 평균 간섭신호 전력과 가감된다. 그 이유는 순수한 사용자 신호 전력만을 얻기 위함인데, 이는 후술하기로 한다.

한편 평균 간섭신호 전력 측정부(30)는 복소 형태의 상향링크 DPDCH/DPCCH 신호를 입력하여 검출하고자 하는 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하여 출력한다.

이러한 평균 간섭신호 전력 측정부(30)의 구성 및 동작을 설명하면, 우선 복소형태의 상향링크 DPDCH/DPCCH 신호에는 검출하고자 하는 사용자 신호 및 타 사용자 신호 그리고 잡음이 포함되어 있다. 이러한 신호는 승산기(32)에 인가되는 비사용 OVSF 코드와 곱해진후 누적기(34)에서 비사용 OVSF의 주기동안 누적된다. 이러한 누적 과정에서 검출하고자 하는 사용자의 신호 전력은 제거되고 원하는 사용자 신호의 잡음 신호 및 타 사용자 간섭 신호만이 출력된다. 타 사용자 간섭 신호가 제거되지 않는 이유는 디스크램블링이 수행되지 않았기 때문에 일정 구간동안 누적해도 "0"이 되지 않기 때문이다. 한편 비사용 OVSF 코드의 주기동안 누적된 값은 이후 자승기(36)와 누적기(38)를 통해 한 슬롯 구간 동안 누적됨으로서, 평균 간섭신호 전력이 출력된다. 이러한 평균 간섭 신호 전력은 가산기(40)와 평균 간섭신호 전력 결합기(60)로 입력된다.

가산기(40)는 상기 평균 신호 전력 측정부(20)와 평균 간섭신호 전력 측정부(30)로부터 출력되는 전력치들을 가감함으로서, 검출하고자 하는 사용자 신호 전력을 출력한다. 이와 같이 가산기(40)에서 출력되는 값이 순수한 사용자 신호전력인 이유는 평균 신호 전력 측정부(20)에서 출력되는 신호 전력에는 검출하고자 하는 사용자의 신호 전력 및 잡음 전력 그리고 타 사용자의 간섭신호 전력이 포함되어 있기 때문에 순수한 신호 전력이라고 단정 지을 수는 없다. 따라서 평균 신호 전력 측정부(20)에서 출력되는 평균 신호 전력에서 평균 간섭 신호 전력 측정부(30)에서 출력되는 평균 간섭신호 전력을 차감한 전력이 소망하는 순수한 사용자 신호 전력이 되는 것이다.

상술한 바와 같이 각 핑거(200)에서 측정된 평균치의 사용자 신호 전력 및 평균 간섭신호 전력은 SIR 산출부(300)로 입력된다. 상기 SIR 산출부(300)는 두 개의 결합기(50,60)와 제산기(70) 및 절대치 계산기(80)로 이루어짐으로서, 사용자 신호 전력 결합기(50)에 의해 결합된 사용자 신호 전력을 평균 간섭신호 전력 결합기(60)에 의해 결합된 평균 간섭신호 전력으로 나누어 SIR을 출력한다. 이때 제산기(70)에서 출력되는 SIR 값이 낮은 확률이지만 음(-)의 값을 가질 수도 있으므로 절대치 계산기(80)를 통해 양(+)의 값으로 출력시킨다.

이와 같이 SIR 산출부(300)에서 출력되는 SIR은 이후 가산기(90)에서 목표 SIR과 가감된 후 경판정기(Hard Dicision)(110)에 입력된다. 상기 목표 SIR은 본 출원 전에 이미 공지된 기술인 목표 SIR 갱신부(100)에 의해 출력된다. 목표 SIR 갱신부(100)는 수신기의 비터비 디코더(Viterbi decoder)를 통과한 신호의 FER(Frame Error Ratio)을 측정하여 목표 FER과 비교한 후 목표 FER보다 입력 신호의 FER 성능이 열화되면 목표 SIR을 높이고, 그 반대이면 목표 SIR을 낮추는 기능을 수행한다.

한편 경판정기(110)에서는 수신 신호의 SIR이 목표 SIR보다 크거나 같은지 아니면 작은지를 판정하여 TPC(Transmission Power Control) 명령 생성기에 정보를 제공한다. 만약 경판정기(110) 출력값이 1이면 TPC 명령 처리기에서는 단말기 송신 전력을 낮추기 위한 명령을 생성하고, 경판정기 출력이 -1이면 단말기 송신 전력을 높이기 위한 명령을 생성하여 출력함으로써, 기지국에서는 단말기의 송신 전력을 제어할 수 있게 되는 것이다. 상기 TPC 명령 생성기 역시 이동 통신 시스템에서 이미 널리 알려진 기술이므로 그 상세 설명은 생략하기로 한다.

이하 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비(SIR) 측정장치의 시뮬레이션 및 결과를 참고적으로 설명하면,

우선 시뮬레이션에 사용된 시스템 사양은 3GPP W-CDMA 시스템 규격을 따랐다. 칩 레이트는 3.84Mcps, DPDCH 전송속도는 SF=64, 즉 60ksps이며 DPCCH 전송속도는 15ksps이고 듀얼 채널 QPSK 변조하였다. 한 프레임내에 15개의 타임슬롯이 있고 한 타임슬롯은 0.667ms의 길이를 가지며 40개의 데이터 비트와 5개의 파일롯 비트, 2개의 TPC 비트, 2개의 TFCI 비트, 1개의 FBI 비트를 가정하였다. 또한 칩동기는 정확히 이루어졌다고 가정하였다. 이동 무선 채널은 레일레이 페이딩이며 최대 도플러 주파수는 슬로우 페이딩(3km/h)부터 고속 페이딩(200km/h)까지 고려하였다. 개루프 전력제어는 완벽하다고 가정하였고 채널 코딩과 인터리빙은 고려하지 않았다. 슬롯당 1번의 SIR을 측정하여 1.5kbps의 폐루프 전력제어를 고려하였다. 그리고 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치의 파라미터들은 시뮬레이션을 통해 결정하였다. 이와 같은 시뮬레이션 결과가 도 2 내지 도 4에 도시되어 있다.

도 2a와 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 신호 간섭비 측정장치에서 평균 간섭신호 전력 측정부(30)의 동기누적과 비동기 누적횟수의 변화에 따른 성능비교 결과 그래프이다. 도 2a는 슬로우 페이딩(3km/h)과 고속 페이딩(482km/h)에서 측정된 평균 SIR을 나타내고, 도 2b는 SIR 측정의 표준편차를 나타낸 것이다. 도 2a와 도 2b를 참조해 볼 때, 간섭신호 전력의 동기누적을 작게 할수록 측정된 평균 SIR은 이상적인 결과에 근접하고 표준편차도 작게 된다는 것을 알 수 있다.

도 3은 폐루프 송신전력제어에서 중요한 파라미터중의 하나인 스텝 사이즈의 변화에 따른 결과를 도시한 그래프이다. 도 3의 (a)는 최대 도플러 주파수 변화에 따른 BER 성능비교를 나타내었고, (b)는 송신전력제어 오차의 표준편차의 성능 비교를 나타낸 것이다. 슬로우 페이딩일때는 스텝 사이즈가 1dB가 최적이고, 고속 페이딩에서는 0.5dB가 최적이다. 도플러 주파수의 대부분의 영역에 대해서는 2 dB가 최적의 성능을 나타낸다. 도 3의 (a)에서 볼 수 있듯이 최대 도플러 주파수가 200Hz 이상에서는 스텝 사이즈의 변화에 거의 영향이 없다. 이것은 폐루프 전력제어가 고속 페이딩에서 성능향상에 거의 영향이 없다는 것을 의미한다.

도 4는 TPC 명령 비트 오차의 변화에 따른 성능비교 그래프를 도시한 것이다. 도 4의 (a)는 TPC 명령비트 오차율이 각각 0, 1, 5, 10%일 경우에 대해서 최대 도플러 주파수 변화에 따른 BER 성능 비교를 나타내고, (b)는 TPC 오차의 표준편차 성능비교를 나타낸 것이다. TPC 명령 비트의 오차율이 커질수록 성능열화가 나타나는 것을 알 수 있었다.

상술한 시뮬레이션 결과를 종합해 볼 때 본 발명은 수신 신호에서 잡음 전력및 타 사용자 간섭 전력이 제거된 순수한 사용자 신호 전력만을 정확하게 측정할 수 있었으며, 다양한 채널환경하에서도 안정된 성능을 나타낸다는 것을 알 수 있었다.

상술한 바와 같이 본 발명은 비사용중인 OVSF 코드를 이용하여 수신신호로부터 잡음 전력 및 타 사용자 간섭신호 전력을 산출하고, 이를 검출하고자 하는 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력에서 차감함으로서 순수한 사용자 신호 전력만을 구할 수 있기 때문에, 정확하게 SIR을 측정할 수 있는 이점이 있다. 또한 정확한 SIR 측정에 의해 통신 단말기의 송신 전력을 정확하게 제어함으로써 통신 성능의 향상을 기할 수 있는 효과도 있다.

Claims (8)

1. 신호 간섭비 측정장치에 있어서,

   역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제1구간 동안 누적시키고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제2구간 동안 누적하여 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하는 평균 신호 전력 측정부와;

   상기 평균 신호 전력 측정부로 입력되는 다중 경로 신호를 비사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제3구간동안 누적시키고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제4구간동안 누적하여 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하는 평균 간섭신호 전력 측정부와;

   상기 측정부들의 출력을 가감하여 순수한 사용자 신호 전력을 출력하기 위한 가산기와;

   상기 사용자 신호 전력을 상기 평균 간섭신호 전력으로 나누어 신호 간섭비를 출력하기 위한 신호 간섭비 산출부;를 포함함을 특징으로 하는 신호 간섭비 측정장치.
2. 삭제
3. 청구항 1에 있어서, 상기 제1구간 및 제2구간 각각은 DPCCH 채널의 확산인자(SF=256) 및 DPCCH 채널의 한 슬롯(slot) 구간임을 특징으로 하는 신호 간섭비 측정장치.
4. 삭제
5. 청구항 1에 있어서, 상기 제3구간 및 제4구간은 각각 비사용중인 OVSF의 주기 및 DPCCH 채널의 한 슬롯 구간임을 특징으로 하는 신호 간섭비 측정장치.
6. 청구항 1에 있어서, 상기 신호 간섭비 산출부는 출력되는 신호 간섭비를 양(+)수화하여 출력함을 특징으로 하는 신호 간섭비 측정장치.
7. 신호 간섭비 측정장치를 포함하는 수신기에 있어서,

   상기 수신기는 역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호 각각에 대응되어 있는 핑거들을 구비하되, 각각의 핑거는;

   역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제1구간 동안 누적시키고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제2구간 동안 누적하여 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하는 평균 신호 전력 측정부와;

   상기 평균 신호 전력 측정부로 입력되는 다중 경로 신호를 비사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제3구간동안 누적시키고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제4구간동안 누적하여 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하는 평균 간섭신호 전력 측정부와;

   상기 측정부들의 출력을 가감하여 순수한 사용자 신호 전력을 출력하기 위한 가산기;를 포함하며,

   상기 핑거들 각각의 출력을 사용자 신호 전력과 평균 간섭신호 전력으로 분류하여 결합하기 위한 결합기들과;

   상기 결합기들의 출력을 연산처리하여 신호 간섭비를 출력하는 신호 간섭비 산출부와;

   상기 신호 간섭비와 목표 신호 간섭비 차이를 출력하는 가산기와;

   상기 가산기의 출력값을 입력하여 수신 신호의 신호 간섭비와 목표 신호 간섭비의 대소를 비교하여 그 결과를 단말기 송신 전력을 제어하는 송신 전력 제어부로 출력하는 판정기를 포함함을 특징으로 하는 신호 간섭비 측정장치가 내장된 수신기.
8. 기지국 수신기의 신호 간섭비 측정방법에 있어서,

   역확산된 복소 형태의 다중 경로 신호중 하나를 사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제1구간 동안 누적하고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제2구간 동안 누적하여 사용자 신호 전력, 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 신호 전력을 측정하는 단계와;

   상기 OVSF 코드와 승산되는 다중 경로 신호를 비사용중인 OVSF 코드와 승산하여 제3구간동안 누적하고, 누적된 신호를 자승하여 전력을 산출한후 이를 다시 제4구간동안 누적하여 사용자 신호의 잡음 전력 및 타 사용자 신호 전력이 포함된 평균 간섭신호 전력을 측정하는 단계와;

   상기 평균 신호 전력에서 평균 간섭신호 전력을 차감하여 사용자 신호 전력을 산출하는 단계와;

   상기 사용자 신호 전력을 상기 평균 간섭신호 전력으로 나누어 신호 간섭비를 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 신호 간섭비 측정방법.