JPH11136298A - デジタル通信方式 - Google Patents
デジタル通信方式Info
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- JPH11136298A JPH11136298A JP9298008A JP29800897A JPH11136298A JP H11136298 A JPH11136298 A JP H11136298A JP 9298008 A JP9298008 A JP 9298008A JP 29800897 A JP29800897 A JP 29800897A JP H11136298 A JPH11136298 A JP H11136298A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 π／４シフトＱＰＳＫ変調方式において使用
されていない信号配置点を有効にすることにより、伝送
量の増大を計る。 【解決手段】 同一周波数上に、２つの独立で等価な同
期のとられた送信系から出力されたπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調方式の信号を合成器５により合成し、出力信号と
して送信する。受信側は、合成された信号を位相、振幅
の情報からビット列に復調する。２つの独立で等価な同
期のとられたπ／４シフトＱＰＳＫ変調器２の信号を合
成することでπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式において使
用されていない信号配置点を有効に使用することにより
伝送容量を倍増する。
されていない信号配置点を有効にすることにより、伝送
量の増大を計る。 【解決手段】 同一周波数上に、２つの独立で等価な同
期のとられた送信系から出力されたπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調方式の信号を合成器５により合成し、出力信号と
して送信する。受信側は、合成された信号を位相、振幅
の情報からビット列に復調する。２つの独立で等価な同
期のとられたπ／４シフトＱＰＳＫ変調器２の信号を合
成することでπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式において使
用されていない信号配置点を有効に使用することにより
伝送容量を倍増する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル通信方式
に属し、特に移動通信のデジタル通信方式において、π
／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用いるデジタル通信方式
に属するものである。
に属し、特に移動通信のデジタル通信方式において、π
／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用いるデジタル通信方式
に属するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動通信システムにおいては、端
末の軽量化、容積の極小化が重要なファクターとなって
いる。端末の軽量化、容積の極小を実現するのために
は、特にバッテリー容量の極小化が重要な課題であり、
この課題に沿って低い消費電力を可能とするπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式が広く採用されている。
末の軽量化、容積の極小化が重要なファクターとなって
いる。端末の軽量化、容積の極小を実現するのために
は、特にバッテリー容量の極小化が重要な課題であり、
この課題に沿って低い消費電力を可能とするπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式が広く採用されている。
【０００３】従来のＰＳＫ変調方式（８値ＰＳＫ方式）
では、図１８に示すように、次に移ることができる信号
配置点（図１８では丸印で示す）は８つあり、その信号
（図１８では矢印で示す）基準信号（１タイミング前の
信号）とよってそれぞれ０００〜１１１まで３ビットの
情報が割り当てられている。
では、図１８に示すように、次に移ることができる信号
配置点（図１８では丸印で示す）は８つあり、その信号
（図１８では矢印で示す）基準信号（１タイミング前の
信号）とよってそれぞれ０００〜１１１まで３ビットの
情報が割り当てられている。
【０００４】一方、ＰＳＫ変調方式に比べて、π／４シ
フトＱＰＳＫ変調方式では、図１９に示すように８つあ
る信号配置点を２組に分け、あるタイミングに１つの信
号配置点の組（図１９では丸印で示す）のどれかに信号
があるとすると、次のタイミングに信号が移り得るの
は、もう１つの信号配置点の組（図１９では三角印で示
す）の中のいずれかの信号配置点とする。そのため、信
号配置点は８つ（３ビット）あるが伝送できる情報量は
４つ（２ビット）となる。なお、図１９において矢印は
基準信号（１タイミング前の信号）を示している。
フトＱＰＳＫ変調方式では、図１９に示すように８つあ
る信号配置点を２組に分け、あるタイミングに１つの信
号配置点の組（図１９では丸印で示す）のどれかに信号
があるとすると、次のタイミングに信号が移り得るの
は、もう１つの信号配置点の組（図１９では三角印で示
す）の中のいずれかの信号配置点とする。そのため、信
号配置点は８つ（３ビット）あるが伝送できる情報量は
４つ（２ビット）となる。なお、図１９において矢印は
基準信号（１タイミング前の信号）を示している。
【０００５】このπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式は、信
号ダイアグラム上変調波スペクトルが零点を通らない位
相遷移をするため、信号の振幅変位が小さく、非直線性
伝送路での劣化、スペクトルの拡散が小さい。
号ダイアグラム上変調波スペクトルが零点を通らない位
相遷移をするため、信号の振幅変位が小さく、非直線性
伝送路での劣化、スペクトルの拡散が小さい。
【０００６】従って、重量、容積、バッテリー容量及び
耐隣接チャネル干渉特性等、制限の多い移動通信端末に
採用する変調方式として特に優れている。
耐隣接チャネル干渉特性等、制限の多い移動通信端末に
採用する変調方式として特に優れている。
【０００７】その一方、２2 （２ビット）の情報量の伝
送に信号配置が２3 （３ビット）と１ビット余分を持っ
ている。
送に信号配置が２3 （３ビット）と１ビット余分を持っ
ている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、π／４
シフトＱＰＳＫ変調方式は、信号配置点が２3 （３ビッ
ト）個あるのに対し、伝送する情報量が２2 （２ビッ
ト）と信号配置点の数に比べ１ビット少ないという欠点
がある。
シフトＱＰＳＫ変調方式は、信号配置点が２3 （３ビッ
ト）個あるのに対し、伝送する情報量が２2 （２ビッ
ト）と信号配置点の数に比べ１ビット少ないという欠点
がある。
【０００９】それ故に、本発明の課題は、π／４シフト
ＱＰＳＫ変調方式において使用されていない信号配置点
を有効に使用することにより、伝送容量の増大を計るデ
ジタル通信方式を提供することにある。
ＱＰＳＫ変調方式において使用されていない信号配置点
を有効に使用することにより、伝送容量の増大を計るデ
ジタル通信方式を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、移動通
信のデジタル通信方式において、２つの独立な送信系を
持ち、同一周波数上に２つのπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波をのせることによりスペクトラムの拡散を防ぎつつ同
一周波数上で伝送することを特徴とするデジタル通信方
式が得られる。
信のデジタル通信方式において、２つの独立な送信系を
持ち、同一周波数上に２つのπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波をのせることによりスペクトラムの拡散を防ぎつつ同
一周波数上で伝送することを特徴とするデジタル通信方
式が得られる。
【００１１】また、本発明によれば、移動通信のデジタ
ル通信方式において、２つの独立で等価な同期のとられ
たπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の送信回路からの出力
を合成し出力する手段と、送信回路から送信された合成
波を受信し、その位相、振幅の情報を用いて送られた信
号を復調する手段とを有することを特徴とするデジタル
通信方式が得られる。
ル通信方式において、２つの独立で等価な同期のとられ
たπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の送信回路からの出力
を合成し出力する手段と、送信回路から送信された合成
波を受信し、その位相、振幅の情報を用いて送られた信
号を復調する手段とを有することを特徴とするデジタル
通信方式が得られる。
【００１２】さらに、本発明によれば、移動通信のデジ
タル通信方式において、同一周波数上に、２つの独立で
等価な同期のとられた送信系から出力されたπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式の信号を合成し、出力信号として送
信し、合成された信号を位相、振幅の情報からビット列
に復調し、２つの独立で等価な同期のとられたπ／４シ
フトＱＰＳＫの信号を合成することでπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式において使用されていない信号配置点を使
用することを特徴とするデジタル通信方式が得られる。
タル通信方式において、同一周波数上に、２つの独立で
等価な同期のとられた送信系から出力されたπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式の信号を合成し、出力信号として送
信し、合成された信号を位相、振幅の情報からビット列
に復調し、２つの独立で等価な同期のとられたπ／４シ
フトＱＰＳＫの信号を合成することでπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式において使用されていない信号配置点を使
用することを特徴とするデジタル通信方式が得られる。
【００１３】
【作用】本発明のディジタル通信方式では、移動通信の
デジタル通信方式において、π／４シフトＱＰＳＫ変調
方式の使用されていない信号点に、新たにπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調方式の信号をのせることでスペクトラムの
拡散を防ぎつつ伝送容量を倍増する。
デジタル通信方式において、π／４シフトＱＰＳＫ変調
方式の使用されていない信号点に、新たにπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調方式の信号をのせることでスペクトラムの
拡散を防ぎつつ伝送容量を倍増する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明のデジタル通信方式
の一実施の形態例を説明する。本発明のデジタル通信方
式においては、２つの独立で等価な同期のとられたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式の送信回路からの出力（同一
周波数）を合成し出力する手段を有する。
の一実施の形態例を説明する。本発明のデジタル通信方
式においては、２つの独立で等価な同期のとられたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式の送信回路からの出力（同一
周波数）を合成し出力する手段を有する。
【００１５】図１を参照して、送信回路は、シリアル／
パラレル変換器１と、π／４シフトＱＰＳＫ変調器２
と、増幅器（ＡＭＰ）３と、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４と、合成器５と、変調器７と、基準搬送波発生器
８とを有している。
パラレル変換器１と、π／４シフトＱＰＳＫ変調器２
と、増幅器（ＡＭＰ）３と、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４と、合成器５と、変調器７と、基準搬送波発生器
８とを有している。
【００１６】シリアル／パラレル変換器１は、図２に示
すように、入力シシアル信号（ＢＢＩＮ）ａn をシリア
ル／パラレル変換器１により（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K,
Ｙ2K）なる２つのシンボルに変換する。
すように、入力シシアル信号（ＢＢＩＮ）ａn をシリア
ル／パラレル変換器１により（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K,
Ｙ2K）なる２つのシンボルに変換する。
【００１７】例えば、ａn ＝…，ａn ，ａn +1,ａn +
2,ａn +3 …とすると、（Ｘ1K, Ｙ1K）＝（ａn , ａn
+1 ），（Ｘ2K, Ｙ2K）＝（ａn +2,ａn +3 ）とな
る。（ａn , ａn +1 ，ａn +2,ａn +3 ）は、０又は
１の値を取るデジタルデータ）となる。
2,ａn +3 …とすると、（Ｘ1K, Ｙ1K）＝（ａn , ａn
+1 ），（Ｘ2K, Ｙ2K）＝（ａn +2,ａn +3 ）とな
る。（ａn , ａn +1 ，ａn +2,ａn +3 ）は、０又は
１の値を取るデジタルデータ）となる。
【００１８】図３は、図１に示したπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調器の送信系Ｉ，IIを示している。π／４シフトＱ
ＰＳＫ変調器２は、シリアル／パラレル変換器１の出力
（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K, Ｙ2K）をもとに、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調波を出力する。ここで、２つのπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調器２は互いに同期を取り、２組に分け
た信号配置点（図３に示す丸印の組と三角印の組）のう
ち、同じタイミングに同じ組に信号が配置されないよう
にする。なお、図３において矢印は基準信号（１タイミ
ング前の信号）を示している。
Ｋ変調器の送信系Ｉ，IIを示している。π／４シフトＱ
ＰＳＫ変調器２は、シリアル／パラレル変換器１の出力
（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K, Ｙ2K）をもとに、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調波を出力する。ここで、２つのπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調器２は互いに同期を取り、２組に分け
た信号配置点（図３に示す丸印の組と三角印の組）のう
ち、同じタイミングに同じ組に信号が配置されないよう
にする。なお、図３において矢印は基準信号（１タイミ
ング前の信号）を示している。
【００１９】増幅器３は、図４に示すように、π／４シ
フトＱＰＳＫ変調器２の出力をある程度の距離まで送信
できるように増幅する。バンドパスフィルタ４は、図５
に示すように、隣接周波数に対する干渉を防ぐため、π
／４シフトＱＰＳＫ変調波の広がり（メインローブの両
側のサイドロープ）を除去する。合成器５は、図６に示
すように、送信系Ｉ，IIからバンドパスフィルタ４を通
ったそれぞれのπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を合成す
る。送信回路において、増幅器３等の非線形回路を含む
部分には、２つの独立したπ／４シフトＱＰＳＫ変調方
式を採用しているので、隣接チャネル干渉の原因となる
メインローブの両側のサイドロープの再生を防ぐことが
できる。
フトＱＰＳＫ変調器２の出力をある程度の距離まで送信
できるように増幅する。バンドパスフィルタ４は、図５
に示すように、隣接周波数に対する干渉を防ぐため、π
／４シフトＱＰＳＫ変調波の広がり（メインローブの両
側のサイドロープ）を除去する。合成器５は、図６に示
すように、送信系Ｉ，IIからバンドパスフィルタ４を通
ったそれぞれのπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を合成す
る。送信回路において、増幅器３等の非線形回路を含む
部分には、２つの独立したπ／４シフトＱＰＳＫ変調方
式を採用しているので、隣接チャネル干渉の原因となる
メインローブの両側のサイドロープの再生を防ぐことが
できる。
【００２０】さらに、受信回路は、図７に示すように、
上述の送信回路から送信された合成波ＲＦ（ＲＦ Ｉ
Ｎ）を受信し、その位相、振幅の情報を用いて送られた
信号を復調する手段を有する。この受信回路は、シリア
ル／パラレル変換器１１と、π／４シフトＱＰＳＫ復調
器（Ｄｅｍ）１２と、バンドパスフィルタ１４と、線形
増幅器（ＬＮＡ）１３と、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１５と、変調器１６と、基準搬送波発生器（Ｌｏ）
１７とを有している。
上述の送信回路から送信された合成波ＲＦ（ＲＦ Ｉ
Ｎ）を受信し、その位相、振幅の情報を用いて送られた
信号を復調する手段を有する。この受信回路は、シリア
ル／パラレル変換器１１と、π／４シフトＱＰＳＫ復調
器（Ｄｅｍ）１２と、バンドパスフィルタ１４と、線形
増幅器（ＬＮＡ）１３と、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１５と、変調器１６と、基準搬送波発生器（Ｌｏ）
１７とを有している。
【００２１】受信側では、２つの送信系Ｉ，IIが互いに
同期をとり、それぞれの送信系Ｉ，IIから送られた信号
が同じ座標系に配置されることがないので、受信した合
成波ＲＦを位相、振幅の情報からビット列に復調でき
る。
同期をとり、それぞれの送信系Ｉ，IIから送られた信号
が同じ座標系に配置されることがないので、受信した合
成波ＲＦを位相、振幅の情報からビット列に復調でき
る。
【００２２】本発明のデジタル通信方式は、図８に示す
ように、それぞれ独立で等価な送信系Ｉ，IIを用意し、
π／４シフトＱＰＳＫ変調方式における同一周波数上の
８つの信号点を２組の直交座標系（座標系Ａ，Ｂ）に分
け、それぞれの送信系Ｉ，IIの信号をお互いに異なる直
交座標系Ａ，Ｂに配置する。なお、図８において、丸印
は、直交座標系Ａの信号配置点を示し、三角印は、直交
座標系Ｂの信号配置点を示している。２つの送信系Ｉ，
IIの合成波は、図１に示した送信回路の出力（変調波）
となる。
ように、それぞれ独立で等価な送信系Ｉ，IIを用意し、
π／４シフトＱＰＳＫ変調方式における同一周波数上の
８つの信号点を２組の直交座標系（座標系Ａ，Ｂ）に分
け、それぞれの送信系Ｉ，IIの信号をお互いに異なる直
交座標系Ａ，Ｂに配置する。なお、図８において、丸印
は、直交座標系Ａの信号配置点を示し、三角印は、直交
座標系Ｂの信号配置点を示している。２つの送信系Ｉ，
IIの合成波は、図１に示した送信回路の出力（変調波）
となる。
【００２３】図９及び図１０に示すように、２つの送信
系Ｉ，IIが互いに同期をとることで２つの送信系Ｉ，II
から送られた信号が同じ座標系に配置されることを回避
でき、受信側は合成波ＲＦを位相、振幅の情報からビッ
ト列に復調できる。
系Ｉ，IIが互いに同期をとることで２つの送信系Ｉ，II
から送られた信号が同じ座標系に配置されることを回避
でき、受信側は合成波ＲＦを位相、振幅の情報からビッ
ト列に復調できる。
【００２４】本発明のデジタル通信方式では、同一周波
数上に２つの独立で等価な送信系から出力されたπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式の信号を合成しているので２ビ
ットの信号を２組伝送することができる。信号はＰ，
Ｑ，Ｐ´，Ｑ´で検出した電圧によって識別される。
数上に２つの独立で等価な送信系から出力されたπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式の信号を合成しているので２ビ
ットの信号を２組伝送することができる。信号はＰ，
Ｑ，Ｐ´，Ｑ´で検出した電圧によって識別される。
【００２５】さらに、図１１は、図１および図７に示し
たデジタル通信方式の一実施の形態例における通信系を
示している。送信回路から送信された合成波ＲＦは、送
信系のアンテナ９から自由空間（線形）に出力され、受
信系のアンテナ１８によって受信する。
たデジタル通信方式の一実施の形態例における通信系を
示している。送信回路から送信された合成波ＲＦは、送
信系のアンテナ９から自由空間（線形）に出力され、受
信系のアンテナ１８によって受信する。
【００２６】送信回路において、増幅器３など非線形回
路を含む部分には２つの独立なπ／４シフトＱＰＳＫ変
調方式の信号を伝送するので、隣接チャネル干渉の原因
となるサイドローブ再生をおさえることができる。受信
回路の非線形により発生するサイドローブは、もはや隣
接チャネル干渉を引き起こすことはない。
路を含む部分には２つの独立なπ／４シフトＱＰＳＫ変
調方式の信号を伝送するので、隣接チャネル干渉の原因
となるサイドローブ再生をおさえることができる。受信
回路の非線形により発生するサイドローブは、もはや隣
接チャネル干渉を引き起こすことはない。
【００２７】また、入力されたシリアルデータを１タイ
ミング前の信号との差分として伝送しているので、受信
回路に遅延検波復調方式が適用でき、移動通信などの高
速フェージング下においても本通信方式の適用は可能で
ある。
ミング前の信号との差分として伝送しているので、受信
回路に遅延検波復調方式が適用でき、移動通信などの高
速フェージング下においても本通信方式の適用は可能で
ある。
【００２８】次に、本通信方式において、π／４シフト
ＱＰＳＫ変調変調器１に直交変調器を用いた場合の送信
回路を図１２に示す。直交変調器を用いた送信回路は、
シリアル／パラレル変換器３１と、作動符号化器３３
と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４と、合成器３５
と、変調器３６とを有している。
ＱＰＳＫ変調変調器１に直交変調器を用いた場合の送信
回路を図１２に示す。直交変調器を用いた送信回路は、
シリアル／パラレル変換器３１と、作動符号化器３３
と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４と、合成器３５
と、変調器３６とを有している。
【００２９】シリアル／パラレル変換器３１は、入力シ
シアル信号ａn をシリアル／パラレル変換器３１により
（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K, Ｙ2K）なる２つのシンボルに
変換する。
シアル信号ａn をシリアル／パラレル変換器３１により
（Ｘ1K, Ｙ1K），（Ｘ2K, Ｙ2K）なる２つのシンボルに
変換する。
【００３０】図１２に示したように本変調方式の送信回
路は、送信系Ｉと送信系IIの２つのπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調回路の出力Ｓ1 （ｔ），Ｓ2 （ｔ）の合成波を出
力する。そして、送信系Ｉ，IIの座標系からπ／４シフ
トした座標系となるように搬送波周波数の位相を送信系
Ｉの搬送波よりもπ／４進めている。
路は、送信系Ｉと送信系IIの２つのπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調回路の出力Ｓ1 （ｔ），Ｓ2 （ｔ）の合成波を出
力する。そして、送信系Ｉ，IIの座標系からπ／４シフ
トした座標系となるように搬送波周波数の位相を送信系
Ｉの搬送波よりもπ／４進めている。
【００３１】また、シリアル４ビットのビット列をパラ
レルに変換する際に、前回の送信系Ｉの出力Ｓ1 （ｔ）
の位相と送信系IIの出力Ｓ2 （ｔ）の位相とを比較して
位相の進んでいる送信系に４ビットのうち上位２ビット
を割り当て、遅れている送信系に下位２ビットを割り当
てるようにしている。
レルに変換する際に、前回の送信系Ｉの出力Ｓ1 （ｔ）
の位相と送信系IIの出力Ｓ2 （ｔ）の位相とを比較して
位相の進んでいる送信系に４ビットのうち上位２ビット
を割り当て、遅れている送信系に下位２ビットを割り当
てるようにしている。
【００３２】これは送信回路から送られた信号を受信回
路が復調する際に復調手順を簡単にするためのものであ
る。この操作を行わない場合は、復調した４つの０，１
のデータを元の４ビットシリアルデータに変換する際、
複雑な処理が必要となる。
路が復調する際に復調手順を簡単にするためのものであ
る。この操作を行わない場合は、復調した４つの０，１
のデータを元の４ビットシリアルデータに変換する際、
複雑な処理が必要となる。
【００３３】次に、本通信方式において復調器に遅延検
波を用いた場合の受信回路を図１３に示す。受信回路
は、図１３に示すように、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４５と、１シンボル遅延器４６と、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）４４と、包絡線検波器４５と、判定回路４
９とを有している。
波を用いた場合の受信回路を図１３に示す。受信回路
は、図１３に示すように、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４５と、１シンボル遅延器４６と、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）４４と、包絡線検波器４５と、判定回路４
９とを有している。
【００３４】この復調回路は、受信信号と１シンボル前
の受信信号の位相差とそれぞれの振幅を用いて入力信号
を判定しビット列を出力する。
の受信信号の位相差とそれぞれの振幅を用いて入力信号
を判定しビット列を出力する。
【００３５】次に、本発明の実施の形態例の動作につい
て詳細に説明する。図１４に本通信方式の信号配置点を
示す。本通信方式には信号配置点は１６個あるが、ＰＳ
Ｋ変調方式に比べ信号間距離が長く誤り率が改善されて
いるのがわかる。
て詳細に説明する。図１４に本通信方式の信号配置点を
示す。本通信方式には信号配置点は１６個あるが、ＰＳ
Ｋ変調方式に比べ信号間距離が長く誤り率が改善されて
いるのがわかる。
【００３６】本通信方式の変調波は２つのπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波の合成波であるので、ビット列の信号を
１シンボル前の波との差分情報に変換し伝送する。そこ
で００００〜１１１１のビット列が入力された場合、送
信回路出力の合成波の現在の信号点がどこに移るのかを
示した信号遷移図を図１５及び図１６に示す。図１５は
現在の信号点が外円に存在する場合を示している。図１
６は、現在の信号点が内円に存在する場合を示してい
る。図１５のように信号点の遷移のしかたには現在の信
号点が外円に存在するか、内円に存在するかにより２つ
のパターンに分かれる。
ＱＰＳＫ変調波の合成波であるので、ビット列の信号を
１シンボル前の波との差分情報に変換し伝送する。そこ
で００００〜１１１１のビット列が入力された場合、送
信回路出力の合成波の現在の信号点がどこに移るのかを
示した信号遷移図を図１５及び図１６に示す。図１５は
現在の信号点が外円に存在する場合を示している。図１
６は、現在の信号点が内円に存在する場合を示してい
る。図１５のように信号点の遷移のしかたには現在の信
号点が外円に存在するか、内円に存在するかにより２つ
のパターンに分かれる。
【００３７】図１２に示した送信回路からは、図１５及
び図１６ような信号が出力される。図１３の受信回路は
図１５及び図１６のような信号を受信波として受信し、
１シンボル前の信号の振幅をもとに信号点遷移のパター
ンを判定し、１シンボル前の信号と受信信号の位相差を
検出して、２組の２ビットシリアルデータに復調する。
び図１６ような信号が出力される。図１３の受信回路は
図１５及び図１６のような信号を受信波として受信し、
１シンボル前の信号の振幅をもとに信号点遷移のパター
ンを判定し、１シンボル前の信号と受信信号の位相差を
検出して、２組の２ビットシリアルデータに復調する。
【００３８】本通信方式の実施形態として遅延検波を用
いた受信回路を示したが、復調回路として同期検波、周
波数検波なども使用できる。図１７に同期検波を用いた
受信回路の例を示す。図１７において、受信回路は、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５５と、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）５４と、判定回路５９とを有している。
いた受信回路を示したが、復調回路として同期検波、周
波数検波なども使用できる。図１７に同期検波を用いた
受信回路の例を示す。図１７において、受信回路は、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５５と、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）５４と、判定回路５９とを有している。
【００３９】
【発明の効果】以上、一実施の形態例によって説明した
ように、本発明のデジタル通信方式によれば、第１の効
果として、同一周波数上に２つの独立で等価な同期のと
られた送信系から出力されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調
方式の信号を合成しているため、１周波数上に２ビット
の信号を同時に２つ、また４ビットの信号を１つ伝送で
き、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の伝送容量を倍増で
きる。
ように、本発明のデジタル通信方式によれば、第１の効
果として、同一周波数上に２つの独立で等価な同期のと
られた送信系から出力されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調
方式の信号を合成しているため、１周波数上に２ビット
の信号を同時に２つ、また４ビットの信号を１つ伝送で
き、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の伝送容量を倍増で
きる。
【００４０】第２の効果としては、送信回路の非線形部
分を２つの系に分け、それぞれにπ／４シフトＱＰＳＫ
変調方式を用いることでサイドローブ再生をおさえるた
め、また位相変動が激しい場合にも適用できる遅延検波
復調方式が使用可能となるため高速フェージング等の移
動通信特有の環境においても利用可能な１６値変調方式
のデジタル通信方式を提供できる。
分を２つの系に分け、それぞれにπ／４シフトＱＰＳＫ
変調方式を用いることでサイドローブ再生をおさえるた
め、また位相変動が激しい場合にも適用できる遅延検波
復調方式が使用可能となるため高速フェージング等の移
動通信特有の環境においても利用可能な１６値変調方式
のデジタル通信方式を提供できる。
【図１】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例に
おける送信回路を示すブロック図である。
おける送信回路を示すブロック図である。
【図２】図１に示した送信回路のシリアル／パラレル変
換器による信号を説明するための説明図である。
換器による信号を説明するための説明図である。
【図３】図１に示したπ／４シフトＱＰＳＫ変調器の送
信系を説明するための説明図である。
信系を説明するための説明図である。
【図４】図１に示した増幅器による波形の状態を説明す
るための説明図である。
るための説明図である。
【図５】図１に示したバンドパスフィルタによる波形の
状態を説明するための説明図である。
状態を説明するための説明図である。
【図６】図１に示した合成器による合成を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
【図７】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例に
おける受信回路を示すブロック図である。
おける受信回路を示すブロック図である。
【図８】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例に
おける送信変調波の信号配置点を説明するための説明図
である。
おける送信変調波の信号配置点を説明するための説明図
である。
【図９】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例に
おける受信信号の識別方法を説明するための信号配置点
を示す説明図である。
おける受信信号の識別方法を説明するための信号配置点
を示す説明図である。
【図１０】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例
における受信信号の識別方法を説明するための説明図で
ある。
における受信信号の識別方法を説明するための説明図で
ある。
【図１１】本発明のデジタル通信方式の一実施の形態例
における通信系を示すブロック図である。
における通信系を示すブロック図である。
【図１２】本発明のデジタル通信方式の直交変調器を用
いた送信回路を示す回路図である。
いた送信回路を示す回路図である。
【図１３】本発明のデジタル通信方式の遅延検波を用い
た受信回路を示す回路図である。
た受信回路を示す回路図である。
【図１４】本発明のデジタル通信方式の信号点配置を示
す説明図である。
す説明図である。
【図１５】現在の信号点が外円に存在する場合の信号点
遷移遷移図である。
遷移遷移図である。
【図１６】現在の信号点が内円に存在する場合の信号点
遷移遷移図である。
遷移遷移図である。
【図１７】同期検波を用いる受信回路の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１８】従来のＰＳＫ変調方式の信号配置点と情報量
とを示す説明図である。
とを示す説明図である。
【図１９】従来のπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の信号
点配置と情報量とを示す説明図である。
点配置と情報量とを示す説明図である。
【符号の説明】 １，１１，３１ シリアル／パラレル変換器 ２，１２ π／４シフトＱＰＳＫ変調器 ３ 増幅器 ４，１４，１５，４５ バンドパスフィルタ ５，３５ 合成器 ７，１６ 変調器 ８ 基準搬送波発生器 ９ 送信系のアンテナ １７ 基準搬送波発生器 １８ 受信系のアンテナ ３３ 作動符号化器 ３４，４４，５４ ローパスフィルタ ４５ 包絡線検波器 ４６ １シンボル遅延器 ４９，５９ 判定回路
Claims (3)
- 【請求項１】 移動通信のデジタル通信方式において、
２つの独立な送信系を持ち、同一周波数上に２つのπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波をのせることによりスペクトラ
ムの拡散を防ぎつつ同一周波数上で伝送することを特徴
とするデジタル通信方式。 - 【請求項２】 移動通信のデジタル通信方式において、
２つの独立で等価な同期のとられたπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調方式の送信回路からの出力を合成し出力する手段
と、送信回路から送信された合成波を受信し、その位
相、振幅の情報を用いて送られた信号を復調する手段と
を有することを特徴とするデジタル通信方式。 - 【請求項３】 移動通信のデジタル通信方式において、
同一周波数上に、２つの独立で等価な同期のとられた送
信系から出力されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の信
号を合成し、出力信号として送信し、合成された信号を
位相、振幅の情報からビット列に復調し、２つの独立で
等価な同期のとられたπ／４シフトＱＰＳＫの信号を合
成することでπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式において使
用されていない信号配置点を使用することを特徴とする
デジタル通信方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9298008A JPH11136298A (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | デジタル通信方式 |
| CN98124426.2A CN1118996C (zh) | 1997-10-30 | 1998-10-30 | 数字通信系统 |
| US09/182,888 US6496542B1 (en) | 1997-10-30 | 1998-10-30 | Digital communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9298008A JPH11136298A (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | デジタル通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136298A true JPH11136298A (ja) | 1999-05-21 |
Family
ID=17853939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9298008A Pending JPH11136298A (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | デジタル通信方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6496542B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11136298A (ja) |
| CN (1) | CN1118996C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019106700A (ja) * | 2017-12-08 | 2019-06-27 | パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ | 送信機、受信機、送信方法、及び、受信方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1065020A (en) * | 1974-06-27 | 1979-10-23 | William L. Hatton | High reliability diversity communications system |
| JPS5122767A (ja) | 1974-08-16 | 1976-02-23 | Nippon Musical Instruments Mfg | Senikyokapurasuchitsukuseikeihinno seikeizairyo |
| JPS52149411A (en) | 1976-06-07 | 1977-12-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Multiplex orthogonal modulation and demodulation system |
| US4615040A (en) * | 1984-06-14 | 1986-09-30 | Coenco Ltd. | High speed data communications system |
| US5157688A (en) * | 1991-03-14 | 1992-10-20 | Hughes Aircraft Company | Spread spectrum transmitter for degrading spread spectrum feature detectors |
| US5309482A (en) * | 1992-03-30 | 1994-05-03 | Novatel Communications Ltd. | Receiver having an adjustable matched filter |
| US5546190A (en) * | 1992-09-09 | 1996-08-13 | Hill; Paul M. | Carrier and clock recovery for lightwave systems |
| JP2787894B2 (ja) | 1994-05-30 | 1998-08-20 | 日本電気株式会社 | マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 |
| JPH08154105A (ja) | 1994-11-28 | 1996-06-11 | Sanyo Electric Co Ltd | π／４シフトＱＰＳＫ直交変調器用ベースバンド信号生成器 |
| GB2307152B (en) * | 1995-11-10 | 1999-04-07 | Motorola Ltd | Method and apparatus for enhanced communication capability while maintaining standard channel modulation compatibility |
| JP2737730B2 (ja) * | 1995-11-30 | 1998-04-08 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散送受信機 |
| JP2800797B2 (ja) | 1996-08-12 | 1998-09-21 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散通信方式 |
| JPH10190497A (ja) * | 1996-12-27 | 1998-07-21 | Fujitsu Ltd | Ｓｉｒ測定装置 |
-
1997
- 1997-10-30 JP JP9298008A patent/JPH11136298A/ja active Pending
-
1998
- 1998-10-30 US US09/182,888 patent/US6496542B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-30 CN CN98124426.2A patent/CN1118996C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019106700A (ja) * | 2017-12-08 | 2019-06-27 | パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ | 送信機、受信機、送信方法、及び、受信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1118996C (zh) | 2003-08-20 |
| US6496542B1 (en) | 2002-12-17 |
| CN1223514A (zh) | 1999-07-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000607 |