JP3625700B2 - 復号装置及び受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、復号装置及び受信装置に関し、例えば占有周波数帯域幅を広げることなく、単位時間内に伝送する情報量を増加する場合などに適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信において、単位時間内に伝送する情報量を増加したい場合、伝送速度を上げることによって対応することができる。
【０００３】
伝送速度によって単位時間内に送信できるシンボル数が決まるので、伝送速度を上げれば、単位時間内に送信できる情報量は増加する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、既に何らかのサービスが実施されている通信あるいは放送ネットワークに、更に多くの情報を伝送したい場合、伝送速度を上げる方法では、新たに設置する送受信機はもちろん、過去にサービスを受けてきた送受信機まで改修しなければならない。これでは、既に普及したシステムに適用するのは難しい。
【０００５】
また、伝送速度が上昇すると、占有周波数帯域幅が広がってしまうという問題もある。
【０００６】
そこで、伝送速度上昇に替わる単位時間に伝送する情報量を増加させる方法として、変調方式を変更（複数の変調方式を併用）する方法が考えられる。
【０００７】
例としてＡＭステレオ放送について説明する。
【０００８】
ＡＭステレオ放送は、Ｃ−ＱＵＡＭ（Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が標準規格となっている。この方法は搬送波信号の振幅を左右のチャネルの和の信号で変調し、搬送波信号の位相を、左右チャネルの差の信号で変調する。
【０００９】
受信側では、振幅成分及び位相成分から取り出した信号の和及び差から左右のチャネルの信号をそれぞれ取り出すことができる。
【００１０】
また、従来のＡＭ受信機を持っているユーザは、当該ＡＭ受信機をそのまま用いて、振幅変調にのっている左右チャネルの和の信号すなわちアナログ放送として受信できる。
【００１１】
テレビの白黒、カラー放送も同様な原理である。すなわち、既に振幅変調でサービスが行われている場合に、従来のサービスを維持したままより多くの情報を伝送したい場合、位相変調も組み合わせることで実現することができる。
【００１２】
しかし、これらはアナログ変調の場合の例である。
【００１３】
ディジタル変調における振幅変調はＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）である。
【００１４】
上述したアナログ変調の場合の原理にしたがうと、ＡＳＫで何かの情報伝送のサービスがすでに行われている場合に、その位相を変化させることにより更に多くの情報伝送を行うことになる。
【００１５】
しかしながら、ＡＳＫは搬送波をオン・オフさせることにより情報を伝送するため、単純に当該原理を適用しようとしても、オフまたはオンのいずれかの期間には搬送波信号自体が存在せず、位相変調は実行不可能である。
【００１６】
例えばオンの状態に１をオフの状態に０のデータを割当てたとする。この場合、オフの状態の時、すなわち０のデータの時、送信出力がないために位相を変化させて更に多くの情報伝送が出来ない、という問題がある。
【００１７】
そのために先にサービスが行われているＡＳＫ変調に対して位相を変化させて情報伝送量を増加させることは難しい。
【００１８】
また、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）というディジタル変調方式もあるが、これは振幅と位相の両方を同時に用いて情報を伝送するものである。従って、振幅か位相の一方を用いることで情報の一部を伝送することはできない。
【００１９】
すなわちＱＡＭは、振幅か位相を変化させる変調に対して、それを拡張して情報伝送量を増加させる技術ではない。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するために、第１の発明では、第１の情報に応じて第１の符号化を行い、同一搬送波の同一区間内に極性反転を持つ平衡符号を生成し、さらに、第２の情報に応じて第２の符号化を行い、前記平衡符号、ならびに前記第２の符号化によって得られた符号により、同一搬送波の同一区間を重ねて変調した変調信号を受信して復号化する復号装置において、（１）前記変調信号の各区間の極性反転パターンに基づいて第１の符号化に対応した第１の復号を行う第１の復号手段と、（２）前記変調信号の各区間の極性反転パターンに応じた制御信号を生成する制御信号生成手段と、（３）前記変調信号から得られるベースバンド信号と当該制御信号とを比較することにより、第２の符号化に対応した第２の復号を行う第２の復号手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
また、第２の発明では、請求項１の復号装置の前段に復調手段を付加して構成される受信装置において、前記復調手段は、同期検波を行う同期検波手段であることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（Ａ）実施形態
以下の本発明の復号装置及び受信装置を、マンチェスタ符号を用いる通信に適用した場合を例に、実施形態について説明する。
【００２４】
第１〜第３の実施形態は、マンチェスタ符号化を行った後に振幅変調を行えば、全タイムスロット内に必ず搬送波が送信される（ハイレベル信号の）期間が存在する点に着目してなされたもので、マンチェスタ符号（正確には、マンチェスタ符号と搬送波とを乗算して得られる信号波）の１タイムスロット（すなわち１ビットセル）に対し、２つの異なる変調方式による変調で、２つの情報を乗せることを特徴とする。
【００２５】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成および動作
図１は第１の実施形態の送信機１０の構成を示す。
【００２６】
図１において、送信機１０は発振器１０１と、マンチェスタ符号化器１０２と、ミキサ１０３と、データ変換器１０４と、ミキサ１０５と、送信アンテナ１０６とを備えている。
【００２７】
発振器１０１は搬送波を発生させる。
【００２８】
マンチェスタ符号化器１０２は、入力されるデータＡの０と１を波形の立ち上がりと立ち下がりに割当てる。
【００２９】
換言するなら、マンチェスタ符号化器１０２は、入力データＡの１には１０を対応付け、入力データＡの０には０１を対応付けて出力することで、図３（ａ）のように１つのタイムスロット（ＴＳ１〜ＴＳ４のいずれか１つ）内で必ず１回、極性反転（１→０（Ｈ→Ｌ）または０→１（Ｌ→Ｈ）の状態変化）するマンチェスタ符号に、入力データＡを符号化する回路である。
【００３０】
図３（ａ）は、入力データＡが１００１の場合にマンチェスタ符号化器１０２から出力されるマンチェスタ符号を示している。図３（ａ）〜（ｄ）は、破線で分割して示したように、４つのタイムスロットＴＳ１〜ＴＳ４（入力データＡまたはＢの４ビット区間）に対応した信号である。
【００３１】
ミキサ１０３は、発振器１０１から出力される無変調の搬送波と、当該マンチェスタ符号化器１０３から出力されるマンチェスタ符号との乗算を行いその結果を出力する回路である。
【００３２】
前記図３（ａ）に対応するミキサ１０３の出力は、図３（ｂ）のようになる。
【００３３】
もう一つの入力データＢをこの図３（ｂ）の信号に乗せるため、データ変換器１０４は、入力されるデータＢの０と１を振幅の１と−１に割当てて図３（Ｃ）の信号を出力する。この信号は、ミキサ１０５で、図３（ｂ）の信号と乗算される。
【００３４】
この例では、ミキサ１０５の出力は図３（ｄ）に示した信号になる。
【００３５】
図３（ｄ）の信号波形は、図３（Ｃ）の＋１の期間（ＴＳ１とＴＳ２）に対応する期間では図３（ｂ）の信号と同じで、図３（Ｃ）の−１の期間（ＴＳ３とＴＳ４）に対応する期間では図３（ｂ）の信号の振幅の正負を反転させた形状となっている。
【００３６】
振幅反転の部分の図３（ｂ）と同図（ｄ）との関係は、Ｃ１、Ｃ２に示すように位相がπだけシフトし、位相の切り替わった信号となっている。
【００３７】
したがって図３（ｃ）の振幅＋１は位相０に対応し、振幅−１は位相πに対応することになる。
【００３８】
すなわち、発振器１０１から出力された搬送波に対し、ミキサ１０３では振幅変調（ＡＳＫ）が行われ、ミキサ１０５では位相変調（ＰＳＫ）が行われている。
【００３９】
この結果、図３（ｄ）の波形のＴＳ１の区間は、入力データＡの１にしたがい１０に対応した形状を持つとともに、入力データＢの０にしたがって位相の切替えがない。
【００４０】
同様に、図３（ｄ）の波形のＴＳ２の区間は、入力データＡの０にしたがい０１に対応した形状を持つとともに、入力データＢの０にしたがって位相の切替えがなく、ＴＳ３の区間は入力データＡの０にしたがい０１に対応した形状を持つとともに、入力データＢの１にしたがって位相の切替えがあり、ＴＳ４の区間は入力データＡの１にしたがい１０に対応した形状を持つとともに、入力データＢの１にしたがって位相の切替えがある。
【００４１】
このような図３（ｄ）の信号が、アンテナ１０６を介して空間に電力放射される。
【００４２】
一方、図２には、この送信機１０に対応してデータＡとデータＢの双方のデータを受け取ることができる受信機１１を示す。
【００４３】
ただし、通信相手が前記送信機１０と同じ送信機を搭載している場合、１つの通信機器（送受信機）の内部に前記送信機１０と当該受信機１１の双方を搭載してもよい。また、受信機能だけを備えた通信機器では、送信機は持たず当該受信機だけを備えるようにしてもよい。前記送信機１０に関してもこの点は同様である。
【００４４】
図２において、受信機１１は受信アンテナ２０１と、搬送波制御器２０２と、発振器２０３と、ミキサ２０４と、ローパスフィルタ２０５と、全波検波回路２０６と、マンチェスタ復号化器２０７と、コンパレータ２０８とを備えている。
【００４５】
アンテナ２０１は空中の電波、例えば前記図３（ｄ）の信号波などを捕捉し、当該受信機１１内へ受信信号として誘導する。
【００４６】
ここでは、図４（ｅ）の信号波が受信信号であるものとして説明する。図４（ｅ）の信号波は、前記送信機１０から無線送信された図３（ｄ）の信号波と同じである。
【００４７】
なお、図４は上述した図３と同じ形式の波形図になっていて、破線で分割された４つのタイムスロットＴＳ５〜ＴＳ８の期間に対応している。
【００４８】
搬送波制御器２０２は、キャリア同期がとれるように発振器２０３へ制御信号を出力する回路である。
【００４９】
制御信号を受け取った発振器２０３は、同期のとれたキャリア信号を出力する。このキャリア信号は、前記発振器１０１から出力された搬送波と同一周波数、同一位相の搬送波である。
【００５０】
ミキサ２０４は、受信信号と発振器２０３の出力との乗算を行い、その結果を出力する（同期検波）。この乗算結果がさらに、次段のローパスフィルタ２０５によって、当該乗算時に発生する高調波成分などの高い周波数成分を除去され、ほぼ図４（ｆ）のようなベースバンド信号が得られる。
【００５１】
このベースバンド信号は受信信号の位相が発振器２０３から出力されるキャリア信号と同じ場合には、正のレベルとなり、反転している場合には負のレベルとなる。また、受信信号に電力がない場合には、ベースバンド信号のレベルも０である。
【００５２】
当該ベースバンド信号は、全波検波回路２０６とコンパレータ２０８に供給される。
【００５３】
全波検波回路２０６は入力信号の絶対値に比例した信号を出力する回路で、ダイオードブリッジなどで構成される。図４（ｆ）のベースバンド信号がこの全検波回路２０６で処理されると、０ライン以下に波形を持つＴＳ７とＴＳ８の区間が変化して図４（ｇ）のような出力信号波となる。図４（ｇ）の信号波は、図３（ａ）の信号波（マンチェスタ符号）と同じである。
【００５４】
全波検波回路２０６の出力はマンチェスタ復号化器２０７に供給される。
【００５５】
マンチェスタ復号化器２０７では、前記マンチェスタ符号化器１０２における処理と反対の処理を行うことにより、前記データＡが復号される。すなわち、マンチェスタ復号化器２０７の処理では、全波検波器２０６の出力の１０には１を対応付け、０１には０を対応付けて出力する。
【００５６】
換言するなら、マンチェスタ復号化器２０７はタイムスロットＴＳの中央が立ち下がりなら１、立ち上がりなら０を出力することで、データＡを再生できる。
【００５７】
これにより、送信機１０から送信されたデータＡの前記情報系列１００１が復号される。
【００５８】
当該マンチェスタ復号化器２０７はまた、各タイムスロットＴＳが１０の場合には、当該タイムスロットの前半部にタイミングパルスＪＰを発生し、各タイムスロットが０１の場合には当該タイムスロットの後半部にタイミングパルスＪＰを発生することで、図４（ｇ）に基づいて同図（ｈ）の判定タイミング信号を生成する機能を備えている。
【００５９】
図４（ｈ）の判定タイミング信号はマンチェスタ復号化器２０７から出力されてコンパレータ２０８の一方の入力端子に供給される。コンパレータ２０８の他方の入力端子に供給されるのは、前記図４（ｆ）の信号波である。
【００６０】
これらの入力を受け取ったコンパレータ２０８は、各判定タイミング信号ＪＰ１〜ＪＰ４の立ち上がりエッジ（立ち下がりエッジでもよいし、必ずしもエッジ動作でなくてもよい）のタイミングで、図４（ｆ）の信号の正負を判定する。この正負判定はそのまま、データＢの復号操作になっていて、復号されたデータＢがコンパレータ２０８から出力される。
【００６１】
すなわち、判定タイミング信号ＪＰ１の立ち上がりエッジのタイミングでは、図４（ｆ）の信号波（ＴＳ５）は正なのでデータＢは０であると復号され、同様に、ＪＰ２の立ち上がりエッジのタイミングでは、図４（ｆ）のＴＳ６は正なので、データＢは０であると復号され、ＪＰ３の立ち上がりエッジのタイミングでは、図４（ｆ）のＴＳ７は負なので、データＢは１であると復号され、ＪＰ４の立ち上がりエッジのタイミングでは、図４（ｆ）のＴＳ７は負なので、データＢは１であると復号される。
【００６２】
これにより、送信機１０から送信されたデータＢの前記情報系列００１１が復号される。
【００６３】
なお、受信機１１がコンパレータ２０８や、マンチェスタ復号化器２０７の装備する判定タイミング信号（図４（ｈ））の生成機能（データＢ対応機能）を持たない構成であったとするとデータＢを復号することはできないが、データＡの復号は支障なく行うことができる。
【００６４】
それまではデータＡだけでサービスを提供していたネットワークに、新たにデータＢのサービス提供をはじめた状況を想定すると、当該ネットワーク内には、データＢ対応機能を装備している受信機も装備していない受信機も混在し得る。そしてどちらの受信機も正常に機能することができる。
【００６５】
（Ａ−２）第１の実施形態の効果
本実施形態によれば、振幅変調としてＡＳＫを用いても、全タイムスロットにつき振幅変調に重ねて位相変調を行うことが可能である。
【００６６】
したがって、従来はトレードオフの関係にあった単位時間内に伝送される情報量と占有周波数帯域幅の双方の条件を満足させることができる。
【００６７】
すなわち、占有周波数帯域幅を広げることなく、通信する情報量を増加することができ、サービスの種類の増加、サービスの高速化、高度化などを達成することができる。
【００６８】
また、本実施形態の送信機は、従来の送信機の送信出力部分にデータＢに関する位相変調回路を付加することで構成でき、既存の送信機の構造を大部分そのまま利用して、データＢ対応機能を装備させることが容易である。
【００６９】
したがって、ＡＳＫで通信や放送のサービスをすでに行っている場合に、その拡張として位相変調を用いることが容易である。
【００７０】
一方、本実施形態の受信機と同じネットワーク内にそのような位相変調を用いた高速サービスに対応していない受信機が混在する場合、当該受信機は、マンチェスタ符号化された振幅変調で伝送される情報は従来通り変更なく取り出すことが可能である。
【００７１】
もちろん、本実施形態においてもマンチェスタ符号自体の持つ特性はそのまま保持され、ビット同期が容易であること、データによる送信エネルギーの変動がないなどの利点がある。
【００７２】
（Ｂ）第２の実施形態
第１の実施形態では、振幅成分の検出にも位相成分の検出にも同期検波を用いたが、本実施形態は振幅成分の検出には全波検波を使用し、位相成分の検出には遅延検波を使用する。
【００７３】
（Ｂ−１）第２の実施形態の構成および動作
図５に第２の実施形態の送信機１２の構成を示す。第１の実施形態の送信機１０と違うところは、差動符号化器４０７が付加されている点である。
【００７４】
すなわち、図５において、送信機１２は発振器４０１と、マンチェスタ符号化器４０２と、ミキサ４０３と、データ変換器４０４と、ミキサ４０５と、送信アンテナ４０６と、差動符号化器４０７とを備えているが、差動符号化器４０７以外の構成要素はその機能面も含めて、前記送信機１０における対応する部分と同じなので対応する符号を付してその詳しい説明は省略する。
【００７５】
差動符号化器４０７は差動符号化を行う機能を装備している。
【００７６】
差動符号化では、第１の実施形態のミキサ１０５およびデータ変換器１０４の部分で行われていた位相変調のように、＋１には０を、−１にはπをそれぞれ固定的に対応付けるものではなく、連続したデータ間の変化に応じて対応付けを変化させる。
【００７７】
例えば入力データＢ１の情報系列のなかで、連続している符号が同じなら位相０を対応付け、異なる場合にはπを対応付ける。
【００７８】
一方、本実施形態の受信機１３の構成は図６に示す。
【００７９】
図６において、受信機１３は受信アンテナ５０１と、全波検波回路５０２と、マンチェスタ復号化器５０３と、遅延回路５０４と、ミキサ５０５と、ローパスフィルタ５０６と、コンパレータ５０７とを備えている。
【００８０】
第１の実施形態の受信機１１との関係において、機能面で、全波検波回路５０２は前記全波検波回路２０６に対応し、マンチェスタ復号化器５０３は前記マンチェスタ復号化器２０７に対応し、ローパスフィルタ５０６は前記ローパスフィルタ２０５に対応し、コンパレータ５０７は前記コンパレータ２０８に対応するので、これらの機能の説明はここでは省略する。
【００８１】
受信機１３で前記受信機１１と大きく異なる点は、通信する送信機１２が差動符号化器４０７を装備していることにより、差動同期ＰＳＫ（ＤＰＳＫ）が可能になった点である。
【００８２】
受信アンテナ５０１で捕捉された受信信号は、ミキサ５０５に供給されるほか、全波検波回路５０２と遅延回路５０４にも供給される。
【００８３】
全波検波回路５０２とマンチェスタ復号化器５０３は振幅変調されたデータＡ１の情報系列を取り出すための部分で、第１の実施形態の全波検波回路２０６とマンチェスタ復号化器２０７と同じ構成である。
【００８４】
データＡ１は包絡線に情報がのっているために、本実施形態では、アンテナ５０１の出力を直接検波する構成としたが、中間周波あるいはべースバンドにおいて検波してもかまわない。また、全波検波回路と半波検波回路等の異なる検波回路としてもかまわない。
【００８５】
受信機１３の構成要素のうち、この全波検波回路５０２とマンチェスタ復号化器５０３以外の部分は、位相変調されたデータＢ１の情報系列を取り出すための部分である。
【００８６】
そのなかの遅延回路５０４は、受信信号に３通りの遅延を与える機能だけを持っていればよいので、第１の実施形態の搬送波制御器２０２および発振器２０３の部分に比べてはるかに小規模な回路で構成することができる。
【００８７】
このような遅延回路５０４とミキサ５０５を用いる本実施形態の検波も、広い意味での同期検波の一種であるが、第１の実施形態と区別するため、遅延検波と呼ぶ。
【００８８】
しかし本実施形態の遅延検波は、マンチェスタ符号を用いているという特殊性から、通常の遅延検波と異なる性質を持つ。
【００８９】
図９で示した連続する２シンボル分のマンチェスタ符号のパターンは、図９（ａ）の１００１と、図９（ｂ）の０１１０と、図９（Ｃ）の０１０１と、図９（ｄ）の１０１０の４通りがある。
【００９０】
これら４通りのパターンでは、１シンボルの半分には振幅成分１が存在しない０の区間が必ずある。その上、振幅成分１が存在する位置すなわち遅延量もシンボルによって異なる。
【００９１】
したがって何らかの手段で、１シンボル中で振幅成分が存在する位置を、遅延検波に反映させなければ検波出力が０になってしまい、正常に検波することができない。
【００９２】
図９（ｃ）および（ｄ）のパターンでは、左側の１シンボルを１シンボル分ずらせば振幅成分１を右側の１シンボルの振幅成分１に重ねあわせることができるが、図９（ａ）のパターンでは、１．５シンボル分ずらさなければ重ならず、図９（ｂ）のパターンでは０．５シンボルずらさなければ重ならない。
【００９３】
この左側の１シンボルをずらす操作は、遅延回路５０４による遅延操作（遅延時間の付与）に対応する。したがって遅延回路５０４は、図９（ａ）〜（ｄ）の各パターンに応じて、受信信号に３通りの遅延を与えることになる。
【００９４】
遅延回路５０４が受信信号に与える３通りの遅延について説明するために、今度は、実際に遅延回路５０４が取り扱う高周波信号（受信信号）にそくして説明する。
【００９５】
説明の前提としてマンチェスタ復号化器５０３から供給される判定タイミング信号が図４（ｈ）、アンテナ５０１で受信された受信信号が図４（ｅ）のような信号波であると仮定する。
【００９６】
また、ミキサ５０５に遅延回路５０４から入力される信号（遅延入力）は、遅延回路５０４を介することなく直接入力される信号（直接入力）よりも１タイムスロット（１シンボル）まえの信号である。
【００９７】
すなわち、例えばミキサ５０５の直接入力が図４（ｅ）のタイムスロットＴＳ６の信号波ＳＷ２であるとき、遅延回路５０４で遅延してミキサ５０５に入力する遅延入力は、図４（ｅ）のタイムスロットＴＳ５の信号波ＳＷ１である。以降の直接入力、遅延入力についても同様である。
【００９８】
この場合、ローパスフィルタ５０６からコンパレータ５０７に図４（ｆ）のような信号を供給するするためには、遅延回路５０４はＳＷ１を１．５ビット（１．５タイムスロット）分遅延させ、ＳＷ２は１ビット分遅延させ、ＳＷ３は０．５ビット分遅延させる必要がある。
【００９９】
これらの遅延によって、ＳＷ１の正弦波（遅延入力）とＳＷ２の正弦波（直接入力）がミキサ５０５において重なり合い、ＳＷ２の正弦波（遅延入力）とＳＷ３の正弦波（直接入力）がミキサ５０５において重なり合い、ＳＷ３の正弦波（遅延入力）とＳＷ４の正弦波（直接入力）がミキサ５０５において重なり合う。
【０１００】
遅延回路５０４がこれら３通りの遅延を行うためには、タイミングパルスＪＰ１〜ＪＰ４の立ち上がりエッジ（立ち下がりエッジでもよいし、必ずしもエッジ動作でなくてもよい）の間隔に応じた遅延を行えばよい。
【０１０１】
例えばＳＷ１を遅延する際にはＪＰ１とＪＰ２の立ち上がりエッジ間隔Ｌ１の長さに応じた遅延を行い、ＳＷ２を遅延する際にはＪＰ２とＪＰ３の立ち上がりエッジ間隔Ｌ２の長さに応じた遅延を行い、ＳＷ３を遅延する際にはＪＰ３とＪＰ４の立ち上がりエッジ間隔Ｌ３の長さに応じた遅延を行えばよい。
【０１０２】
要するに遅延回路５０４は、入力された信号波を、タイミングパルスＪＰ２〜ＪＰ４の立ち上がりエッジが供給されるたびに出力する機能を持っていればよい。
【０１０３】
以上のような構成、動作により、マンチェスタ復号化器５０３の出力として、送信機１２で振幅変調されたデータＡ１が取り出され、コンパレータ５０７の出力として位相変調されたデータＢ１が取り出される。
【０１０４】
すなわちこの受信機１３は、振幅成分の検出には包絡線検波を用い、位相成分の検出には遅延検波を用いているということができる。
【０１０５】
なお、データＢ１については、送信機１２の差動符号化器４０７であらかじめ信号波の差分に情報を乗せてあるため、受信機１３の遅延検波によって受信信号の差分が取り出され、データＢ１に対応した情報系列がそのまま、コンパレータ５０７から出力されることになる。
【０１０６】
（Ｂ−２）第２の実施形態の効果
以上のような本実施形態によれば、第１の実施形態に列挙した全ての効果と同等な効果を得ることができる。
【０１０７】
加えて、本実施形態では、遅延検波を使用するために、第１の実施形態の同期検波に比べて誤り率などの伝送品質特性は劣化する可能性があるが、構成が難しいキャリア同期のための搬送波制御器や、発振器が不用になり、受信機の構成が非常に簡単になる。
【０１０８】
（Ｃ）第３の実施形態
第２の実施形態では、位相成分のみを信号の差分にのせていたが、本実施形態では、振幅成分についても差分に乗せることを特徴とする。
【０１０９】
（Ｃ−１）第３の実施形態の構成および動作
図７に本実施形態の送信機１４の構成を示す。第２の実施形態の送信機１２と違うところは、差動符号化器６０８が付加されていることろである。
【０１１０】
すなわち、図７において、送信機１４は発振器６０１と、マンチェスタ符号化器６０２と、ミキサ６０３と、データ変換器６０４と、ミキサ６０５と、送信アンテナ６０６と、差動符号化器６０７と、差動符号化器６０８とを備えているが、差動符号化器６０８以外の構成要素はその機能面も含めて、前記送信機１２における対応する部分と同じなので対応する符号を付してその詳しい説明は省略する。
【０１１１】
また、差動符号化器６０８は差動符号化器６０７と同様、前記差動符号化器４０７と同じ差動符号化を行う機能を装備している。ただし、差動符号化器６０８は振幅に乗せるデータＡ２を処理し、差動符号化器６０７は位相に乗せるデータＢ２を処理する。
【０１１２】
次に、本実施形態の受信機１５の構成を図８に示す。
【０１１３】
図８において、受信機１５は受信アンテナ７０１と、１ビット遅延検波回路７０２と、１．５ビット遅延検波回路７０３と、０．５ビット遅延検波回路７０４と、全波検波回路７０５〜７０７と、コンパレータ７０８と、セレクタ７０９と、コンパレータ７１０とを備えている。
【０１１４】
３つの全波検波回路７０５〜７０７のそれぞれは、機能面で、上述した第１の実施形態の全波検波回路２０６と同じである。
【０１１５】
受信アンテナ７０１で捕捉された受信信号は、３つの遅延検波回路７０２〜７０４に同時に供給される。これらの遅延検波回路７０２〜７０４は、供給を受けた受信信号に対し固定的な遅延を付与する回路で、その１つひとつが、第２の実施形態の遅延回路５０４、ミキサ５０５およびローパスフィルタ５０６の部分と同様な構成を備えている。
【０１１６】
ただし遅延検波回路７０２〜７０４は遅延回路５０４と異なり、付与する遅延時間を切り替える必要はないため、いっそう簡単な構成を持つ。
【０１１７】
１ビット遅延検波回路７０２は１ビット（１シンボル）分の遅延を付与した上で、当該遅延を付与した受信信号と遅延を付与しない受信信号とを乗算した上でその乗算結果をローパスフィルタを通して出力する
同様に、１．５ビット遅延検波回路７０３は１．５ビット（１．５シンボル）分の遅延を付与した上で、当該遅延を付与した受信信号と遅延を付与しない受信信号とを乗算した上でその乗算結果をローパスフィルタを通して出力し、０．５ビット遅延検波回路７０４は０．５ビット（０．５シンボル）分の遅延を付与した上で、当該遅延を付与した受信信号と遅延を付与しない受信信号とを乗算した上でその乗算結果をローパスフィルタを通して出力する。
【０１１８】
例えば上述した図４（ｅ）のタイムスロットＴＳ５の信号波に各自遅延を付与（遅延入力）してＴＳ６の信号波（直接入力）と乗算してその結果を出力する場合、遅延入力と直接入力の正弦波ＳＷ１、ＳＷ２が重なり合う１．５ビット遅延検波回路７０３だけが出力を持ち（出力がハイレベルで）、他の２つの遅延検波回路７０２および７０４は出力を持たない（出力がローレベルである）。
【０１１９】
同様に、ＴＳ６を遅延入力としてＴＳ７を直接入力とする場合には１ビット遅延検波回路７０２だけが出力を持ち、ＴＳ７を遅延入力としてＴＳ８を直接入力とする場合には０．５ビット遅延検波回路７０４だけが出力を持つ。
【０１２０】
これは、図９（ａ）〜（ｄ）に示したように、連続する２シンボルのマンチェスタ符号には４つの状態があることに対応した現象である。
【０１２１】
図９（ｃ）および（ｄ）のように、前後のシンボルのパターンが同じ場合、すなわち図９（ｃ）では左側のシンボルも０１、右側のシンボルも０１で、図９（ｄ）では左右とも１０であるが、このような場合は１ビット遅延検波回路７０２だけが出力を持つ。
【０１２２】
同様に、図９（ａ）のように左側のシンボルが１０で右側のシンボルが０１のパターンの場合は、１．５ビット遅延検波回路７０３だけが出力を持ち、図９（ｂ）のように左側のシンボルが０１で右側のシンボルが１０の場合は０．５ビット遅延検波回路７０４だけが出力を持つ。
【０１２３】
これらの出力は各全波検波回路７０５〜７０７を介してコンパレータ７０８に供給される。
【０１２４】
コンパレータ７０８は、図９（ｃ）または（ｄ）のパターンの場合、すなわち１ビット遅延検波回路７０２に接続されている全波検波回路７０５からだけ出力１が入力された場合、データＡ２として０を割り当てて出力する。これによりデータＡ２の情報系列中の１ビットが出力される。
【０１２５】
コンパレータ７０８はまた、反対に、図９（ａ）、（ｂ）のように、１．５ビット遅延検波回路７０３に接続されている全波検波回路７０６、または０．５ビット遅延検波回路７０４に接続されている全波検波回路７０７から出力がある場合、データＡ２として１を割り当ててデータＡ２の情報系列中の１ビットを出力する。
【０１２６】
このような割り当てによって、送信機１４で振幅変調されたデータＡ２が取り出される。
【０１２７】
さらにこのコンパレータ７０８は、全波検波回路７０５〜７０７のうち、いずれの検波回路から出力があったかによって、セレクタ７０９の制御入力端子に供給する制御信号を変化させる。
【０１２８】
これによりセレクタ７０９の選択切替えは、例えば図４（ｆ）の例では、その信号が０ラインでなくなるタイミング（図４（ｇ）の立ち上がりエッジのタイミング）で行われ、結局、図４（ｆ）と同様な信号がセレクタ７０９の出力信号となる。
【０１２９】
また、前記コンパレータ７０８の内部では、３つの全波検波回路７０５〜７０７から供給される信号を合成すると、図４（ｇ）のような信号波を得ることができ、この信号波は図４（ｈ）の信号波（判定タイミング信号）に変換されてコンパレータ７０８からコンパレータ７１０に供給される。
【０１３０】
図４（ｈ）の信号波を受け取ったコンパレータ７１０は、セレクタ７０９から受け取った図４（ｆ）の信号波に対して、上述した第２の実施形態のコンパレータ５０７と同じ処理を行い、データＢ２を復号する。
【０１３１】
すなわち、送信機１４で位相変調されたデータＢ２がコンパレータ７１０の出力として取り出される。
【０１３２】
なお、この構成では振幅成分と位相成分を独立に判定するようになっているが、遅延検波回路７０２〜７０４の出力をベクトル的に判定することもできる。
【０１３３】
ベクトル的判定では、例えば図４（ｆ）のような信号波の時間軸（０ライン）方向の位置（位相）と振幅の双方を処理することで、振幅と位相の情報（データＡ２およびＢ２）を同時に抽出することも可能である。
【０１３４】
換言するならこのような受信機は、振幅成分の検出にも、位相成分の検出にも遅延検波を用いているといえる。
【０１３５】
（Ｃ−２）第３の実施形態の効果
以上のような本実施形態によれば、第２の実施形態の効果と同等な効果を得ることができる。
【０１３６】
加えて、本実施形態では、３つの遅延検波回路の付与する遅延時間は固定値であり、第２の実施形態の遅延回路５０４、ミキサ５０５およびローパスフィルタに比べると、本実施形態の遅延検波回路は簡単で、小規模に構成することができる。
【０１３７】
（Ｄ）他の実施形態
なお、第１〜３の実施形態の送信機では、搬送波信号に対して逐次、振幅と位相の変調をかけていく構成になっているが、ベースバンドにおいて振幅成分と位相成分にのせる信号の乗算を行っておき、これを搬送波に掛ける方法も考えられる。
【０１３８】
これは、例えば図１０に示すような構成を持つ送信機１６である。
【０１３９】
図１０では、マンチェスタ符号化器８０２の入力としてデータＡを、データ変換器８０４の入力としてデータＢを与え、これらの回路８０２、８０４の出力をミキサ（乗算器）８０５で乗算し、当該ミキサ８０５の出力を、次段のミキサ８０３において、発振器８０１から出力される搬送波信号と乗算し、その乗算結果を送信アンテナ８０６から無線電力放射する構成となっている。
【０１４０】
この方法であれば、乗算をベースバンドの低い周波数で行えるために、実装条件の厳しい高周波部分のハード構成が簡略化される。
【０１４１】
なおこの送信機１６は、前記第１の実施形態に相当して差動符号化器を持たない構造であるが、前記第２の実施形態や第３の実施形態に相当して差動符号化器を１つまたは２つ備えた構造とすることができる。
【０１４２】
さらに、以上の実施形態では、搬送波とマンチェスタ符号化器はミキサでの乗算を行っているが、スイッチなどの他のデバイスでの構成ももちろん可能である。
【０１４３】
また、第１〜第３の実施形態では、最初に振幅変調を行い、次に位相変調を行う構成となっているが、本発明はこの順番に限定しない。この順番は、第１〜第３の実施形態のそれと入れ替えてもよい。さらに、例えば図１０の送信機１６のように、振幅変調と位相変調を同時に行ってもよい。
【０１４４】
なお、以上の説明では、電波を用いた無線伝送を行う例について示したが、本発明は、音波など他の波動を用いた伝送はもちろん、変調をかけて伝送する方式であれば有線伝送でも適用できる。
【０１４５】
また、変調方式も、第１〜第３の実施形態で述べた振幅変調（ＡＳＫ）と位相変調（ＰＳＫ）にかぎらない。例えば周波数変調（ＦＳＫ）などにも本発明を適用することができる。
【０１４６】
そして、位相変調に関しては、以上のような２値のディジタル位相変調を行う構成にかぎらず、４値以上のディジタル位相変調を行う場合や、アナログ位相変調を行う場合にも、本発明は適用可能である。
【０１４７】
また、マンチェスタ符号化による振幅変調の部分においても、その振幅値を上述した０と１の２通りではなく、３通り以上に変化させることで、より多くの情報を伝送する場合も、本発明の適用範囲である。
【０１４８】
さらに、マンチェスタ符号以外の平衡符号方式、例えば差分マンチェスタなどの符号方式を用いた場合でも１シンボル時間内に振幅値が存在すれば、その位相を変化させることができ、本発明を適用可能である。
【０１４９】
また、以上の説明では、搬送波信号の１つのタイムスロットには必ず振幅変調と位相変調を施し、振幅変調のデータレートと位相変調のデータレートは同じであったが、これらは必ずしも同じである必要はない。
【０１５０】
例えば、ＣＭＩ（Ｃｏｄｅ Ｍａｒｋ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎｃｏｄｅ）では入力信号の０には０１を割り当てて出力し、入力信号の１には、００と１１を交互に割り当てて出力するため、１タイムスロットの期間では全く振幅のない状態となり得る（当該００の場合）が、連続する２タイムスロットの期間には必ず振幅が存在する。
【０１５１】
したがって、平衡符号としてＣＭＩ符号を用いた場合、本発明において、例えば振幅変調は全タイムスロットに施し、位相変調は２タイムスロット間隔で施すような構成とすることができる。
【０１５２】
この場合、位相変調の最大データレートは振幅変調の最大データレートの半分になる。
【０１５３】
すなわち、本発明は、第１及び第２の情報に応じて同一搬送波の同一の区間を重ねて変調することにより変調信号を生成する復号装置、受信装置について、広く適用することができる。
【０１５４】
ちなみに本発明と類似の方式として電子情報通信学会技術報告 ＳＴＡ８６−２２“多重波フェージングに強い変調方式”などで紹介されているマンチェスタ符号化ＤＰＳＫがある。しかし、これは位相変調におけるベースバンド符号化をマンチェスタ符号とすることにより、マルチパスヘの影響を低減する方法である。
【０１５５】
一方、本発明の例えば第１の実施形態は、振幅変調におけるベースバンド符号化においてマンチェスタ符号を用いた場合に、その位相成分にも情報を伝送することにより同じ帯域幅で情報伝送量を増加させるものである。従って両者は方式や構成はもちろん、その効果も全く異なる。
【０１５６】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、同一搬送波の同一の区間に、平衡符号と第２の符号に応じた変調を重ねて行うことができ、占有周波数帯域幅を広げることなく通信する情報量を増加することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の送信機の構成を示す概略図である。
【図２】第１の実施形態の受信機の構成を示す概略図である。
【図３】実施形態の送信機の動作を説明するための送信機各部の波形図である。
【図４】実施形態の受信機の動作を説明するための受信機各部の波形図である。
【図５】第２の実施形態の送信機の構成を示す概略図である。
【図６】第２の実施形態の受信機の構成を示す概略図である。
【図７】第３の実施形態の送信機の構成を示す概略図である。
【図８】第３の実施形態の受信機の構成を示す概略図である。
【図９】実施形態の動作を説明するためのマンチェスタ符号のパターンである。
【図１０】他の実施形態の送信機の構成を示す概略図である。
【符号の説明】
１０，１２，１４…送信機、１１，１３，１５…受信機、１０３，１０５，２０４，４０３，４０５，５０５，６０３，６０５，８０３，８０５…ミキサ、１０２，４０２、６０２…マンチェスタ符号化器、１０４，４０４，６０４…データ変換器、２０２…搬送波制御器、２０７、５０３…マンチェスタ復号化器、２０８，５０７，７０８，７１０…コンパレータ、５０４…遅延回路、ＴＳ１〜ＴＳ８…タイムスロット。

Claims (5)

1. 第１の情報に応じて第１の符号化を行い、同一搬送波の同一区間内に極性反転を持つ平衡符号を生成し、さらに、
   第２の情報に応じて第２の符号化を行い、前記平衡符号、ならびに前記第２の符号化によって得られた符号により、同一搬送波の同一区間を重ねて変調した変調信号を受信して復号化する復号装置において、
   前記変調信号の各区間の極性反転パターンに基づいて第１の符号化に対応した第１の復号を行う第１の復号手段と、
   前記変調信号の各区間の極性反転パターンに応じた制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記変調信号から得られるベースバンド信号と当該制御信号とを比較することにより、第２の符号化に対応した第２の復号を行う第２の復号手段とを備えることを特徴とする復号装置。
2. 請求項１の復号装置であって、
   前記第１の符号化を行う第１の符号化手段および第２の符号化を行う第２の符号化手段の前段、または前記第２の符号化手段の前段において、差動符号化を行った変調信号を受信することを特徴とする復号装置。
3. 請求項１の復号装置の前段に復調手段を付加して構成される受信装置において、
   前記復調手段は、同期検波を行う同期検波手段であることを特徴とする受信装置。
4. 請求項２の復号装置の前段に復調手段を付加して構成される受信装置において、
   前記復調手段は、
   第１の復号手段の前段に配置された包絡線検波手段と、
   第２の復号手段の前段に配置され、前記制御信号に応じて遅延時間を変化させる可変遅延検波手段とを備えることを特徴とする受信装置。
5. 請求項２の復号装置の前段に復調手段を付加して構成される受信装置において、
   前記復調手段は、
   第１の復号手段及び第２の復号手段の前段に配置され、前記変調信号に固定的な異なる遅延時間を与える複数の固定遅延検波手段を備え、
   前記第２の復号手段は、
   前記制御信号に応じてこれら複数の固定遅延検波手段の出力を択一的に選択する選択手段を備えることを特徴とする受信装置。

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