KR970000163B1 - 시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치 - Google Patents

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KR970000163B1 KR1019930030461A KR930030461A KR970000163B1 KR 970000163 B1 KR970000163 B1 KR 970000163B1 KR 1019930030461 A KR1019930030461 A KR 1019930030461A KR 930030461 A KR930030461 A KR 930030461A KR 970000163 B1 KR970000163 B1 KR 970000163B1
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Abstract

내용 없음.

Description

시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치
제1도는 종래 μ/4천이 QPSK 복조장치의 블럭도.
제2도는 제1도 μ/4편이 QPSK 정보비트에 의한 위상천이량을 보인 설명도.
제3도는 본 발명 트렐리스 부호화된 μ/8 편이 8PSK의 변조 시스템블럭도.
제4도는 제3도 트렐리스 부호화된 μ/8 편이 8PSK에서 입력비트에 의한 위상천이량을 보인 설명도.
제5도는 본 발명 L차 위상차 메트릭을 가진 트렐리스 부호화된 μ/8편이 8PSK의 복조 시스템 블록도로서,
(a)도는 고주파대역에서의 양호한 대역폭을 갖는 8PSK의 복조 시스템 구성에 대한 제1실시예이고,
(b)도는 중간주파대역에서의 양호한 대역폭을 갖는 8PSK의 복조 시스템 구성에 대한 제2실시예이고,
(c)도는 기저대역에서의 양호한 대역폭을 갖는 8PSK의 복조 시스템 구성에 대한 제3실시예이다.
제6도는 제5도의 L차 위상차 메트릭을 가진 비터비 디코딩의 트렐리스도.
제7도는 본 발명에 따른 다중심벌 검파 트렐리스 부호화된 μ/8 편이 8PSK의 상태수에 따른 코디이득과의 관계도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
200 : 직렬/병렬 변환수단 201 : 콘볼루선 부호화수단
202 : 위상차 신호사상수단 203 : 신호사상수단
300 : 제1위상추출수단 301 : 제2위상추출수단
302 : 비터비 디코더수단 400 : 대역필터수단
403 : 제1샘플링수단 500 : 위상추출수단
502 : 비트변환수단
본 발명은 시분할 다원접속 단말기의 변/복조에 관한 것으로, 특히 기지국에서 이동국으로의 정보전송시에 변조단에서 전송하고자 하는 정보를 신호집합과 신호집합 분할에 의해 부호화하여 전송하고 복조단에서는 그 전송된 정보를 1차 위상 추출과 L차 위상추출을 이용, 정보비트를 에러없이 복원하여 일반 대역폭과 평균전력이 동일하면서도 이득을 향상시키도록 하는 시분할 다원접속 시스템의 변/복조장치에 관한 것이다.
일반적으로 이동통신 시스템에서의 이동통신 서비스에 대한 수요는 급속한 증가 추세에 있는데, 한정된 주파수 지원하에서 상기와 같은 서비스를 다수의 가입자에게 실현시키기 위해서는 스펙트럼 효율이 높은 변조방식이 요구되는데, 고능률 디지틀 변복조 기술을 통한 스펙트럼 효율 이용기술등의 주파수 효율 이용기술과 에러정정 부호 복호화 기술 연구가 필수적이다.
유럽에서는 전지역에 서비스가 가능하도록 디지틀 셀룰라 표준안으로 GSM(Group Special Mobile) 그룹을 결정하고 북미지역에서 육상이동 시스템의 표준규격으로 TIA(Telecommunication Industry Association)를 채택하고 있다.
현재 디지틀 이동통신 변조방식으로는 유럽의 GMSK(Gaussian filtered Minimum Shift Keying)와 북미에서의 μ/4천이 QPSK(Quadrature Phase Keying)방식을 들 수 있다.
일반적으로 선형변조(linear modulation)는 GMSK 또는 TFM(Tamed Frequency Modulation)과 같은 정진폭 변조(constant envelope modulation)보다 좁은 대역폭으로 정보를 전송하고 있다.
그러나, 상기 정진폭 변조방식은 변조된 신호의 진폭에 정보가 포함되어 있지 않으므로 신호파형에 엄격한 충실도를 가하지 않아도 된다.
따라서, 전력 효율이 좋은 비선형증폭기를 사용할 수 있다.
한편 선형 변조방식은 신호의 진폭에 정보를 전송함과 아울러 신호파형에 엄격한 충실도를 가져야함으로 선형증폭기를 사용하게 된다.
이와 같은, 디지틀 통신시스템에서 전력과 대역폭을 효율적으로 사용하기 위해서는 동기검파를 하게 된다.
비록 동기 시스템이 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서 이론적으로 전력 효율성과 성능은 좋지만 다중 경로 페이등(multipath fading)이나 도플러 천이(Doppler shift)와 같은 위상 잡음이 존재할 때 동기 능력의 감소로 인하여 성능이 다소 감소하게 된다.
그리고 차동검파와 같은 비동기 시스템은 반송파 복원의 불필요로 인하여 협대역 이동통신 시스템에서 적절하게 된다.
그리고 QPSK와 같은 선형변조는 GMSK와 같은 정진폭변조에 대하여 대역폭 효율이 매우 좋다.
그리고 전력을 효율적으로 사용하기 위해 비선형 증폭기를 사용하게 된다.
하지만 대역이 제한되고 정진폭이 아닌 선형 변조된 반송파가 비선형증폭기를 통과하면서 스펙트러이 확산되고, 동상 성분과 직교성분간의 누화(Crosstalk)가 발생되어 심각한 인접채널 간섭을 일으키게 되므로써, 이러한 시스템은 스펙트럼을 효율적으로 이용할 수 없고 또한 비선형증폭기의 결과로써 비트 에러 래이트(BER : Bit Error Rate)성능이 다소 감소하게 된다.
또한 OQPSK(Offset QPSK)는 선형 변조된 반송파의 진폭변동(envelope flucation)을 감소시키는 방법인데, 동기검파를 요구하고 이동통신 채널에서 낮은 비트 에러 래이트(BER)특성을 갖는다.
그리고 상기에서 GMSK나 MSK, TEM와 같은 정진폭 변조는 스펙트럼의 확산없이 비선형 증폭기를 사용할 수 있고 또한 차동검파도 가능하다.
그러나 이러한 변조의 단점은 낮은 스펙트럼 효율을 갖는다.
따라서 이동통신에서의 전력과 대역폭 효율을 동시에 만족하고 비선형증폭기를 사용할 수 있는 선형 변조방법으로써는 표준변조 방식인 μ/4천이 QPSK방식이 사용된다.
상기 이동통신의 표준변조 방식인 μ/4 천이 QPSK는 전력과 대역폭 효율을 동시에 만족하고 비선형 증폭기를 사용할 수 있는 선형 변조방법이로서, 위상변화가 ±μ/4 와 ±μ/3 로 제한되어 QPSK와 같은 ±μ변화를 격지 않으므로 진폭변동이 감소하게 된다.
또한 동기검파 뿐만 아니라 비동기 검파도 사용할 수 있고 대역폭 효율도 상당히 좋아진다.
이와 같이 전력과 대역폭 효율을 동시에 만족하고 비선형 증폭기를 사용할 수 있는종래 이동통신의 표준변조 방식인 μ/4 천이 QPSK 복조장치는 첨부된 도면 제1도에 도시된 바와 같이, 전송하고자 하는 입력 직렬 데이터(DATA)를 1위상신호와 Q위상신호로 분리하여 병렬 출력하는 직렬/병렬 변환수단(100)과, 상기 직렬/병렬 변환수단(100)에서 얻어진 X축에 대한 I위상의 정보비트와 Y축에 대한 Q위상의 정보비트와의 위상천이를 얻기 위해 상기 I위상 및 Q위상에 대한 X,Y좌표점을 차동 부호화하여 위상천이량을 결정하는 차동부호화수단(101)과, 상기 차동부호화수단(101)에서 결정된 위상천이량에서 I위상 및 Q위상에 대한 좌표점을 시간에 대해 검출하여 동상성분신호와 직교성분 신호를 출력하는 신호사상수단(102)과, 상기 신호사상수단(102)에서 얻어진 각각의 동상성분과 직교성분 신호를 저역필터링하여 기저대역신호로 출력하는 제1,제2저역필터수단(103),(104)과, 상기 제1, 제2저역필터수단(103)(104)에서 얻어진 기저대역신호를 각각 방향성분을 갖고 입력되는 국부발진주파수에 변조시켜 고주파신호로 출력하는 제1,제2직교변조수단(105)(106)과, 상기 제1,제2직교변조수단(105)(106)에서 변조된 고주파신호를 혼합하여 안테나(ANT)를 통해 송출하는 고주파혼합수단(107)으로 구성되어 있다.
이와 같이, 구성된 종래 μ/4 천이 QPSK 복조장치는 먼저 전송하고자 하는 μ/4 천이 QPSK 의 병렬 정보 에이타(DATA)는 병렬/직렬 변환수단(100)을 통해서 X좌표에 대한 I위상의 정보비트(SI)와 Y좌표에 대한 Q위상의 정보비트(SQ)로 분리되어 차동부호화수단(101)으로 공급된다.
상기 차동부호화수단(101)은 직렬/병렬 변환수단(100)에서 입력된 바로 이전의 정보비트 위상에서 n*μ/4(n=±1, ±3) 위상천이를 얻기 위해 현재 직렬/병렬 변환수단(100)으로부터 입력되는 X축에 대한 I위상의 정보비트(SI)와 Y축에 대한 Q위상의 정보비트(SQ)와를 차동부호화시켜 제2도와 같이, 그레이(Gray) 코드별로 ±μ/4, ±3μ/4 의 4가지 코드별로 위상천이량(△QK)를 결정하여 신호사상수단(102)에 입력하게 된다.
상기 신호사상수단(102)은 차동부호화수단(101)에서 결정된 현재의 위상천이량(△QK)과 바로 이전의 신호레벨과 함께 I위상 및 Q위상의 대한 좌표점의 차를 구하여 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)를 구하게 된다.
즉 상기에서 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)는 하기와 같다.
It=It-1cos(△θK)-Qt-1sin(△θK)
Qt=It-1sin(△θK)-Qt-1cos(△θK) 로 결정된다.
상기 신호사상수단(102)에서 얻어진 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)의 위상천이는 최대 3π/4 로 제한된다.
여기서 I(t)와 Q(t)는 KTS≤t≤(K+1)TS기간내에 ±1,0와 ±1√2 의 진폭을 취할 수 있다.
상기 I(t)와 Q(t)는 대역폭 제한 및 심볼간 간섭(ISI : Intersymbol interference)를 줄이기 위해 롤오프펙터(roll-off factor) α = 0.35인 스큐어드 루트 레이스드 코사인 필터를 채용한 제1,제2저역 필터수단(103)(104)를 통해 기저대역신호로 저역필터링되어 제1,제2직교변조수단(105)(106)에 입력된다.
상기 제1,제2직교변조수단(105)(106)은 입력된 기저대역신호를 방향성을 갖고 각각 입력되는 국부발진주파수(cosωct)(sinωct)에 변조시켜 고주파혼합수단(107)에 입력하게 된다.
상기 고주파혼합수단(107)은 변조되어 입력된 각각의 고주파신호를 합성하여 안테나(ANT)를 송출하게 된다.
이와 같이, μ/4 천이 QPSK에서 정보비트는 두 연속된 채널신호의 위상차에 위상차에 포함되어 전송된다.
따라서 수신측에서는 정보를 추출하기 위해 두 연속된 신호의 위상차를 검파하기 위해 기저대역 차동검파기, 중간주파 대역 차동검파기, 주파수변조 판별 검파기 및 동기검파기를 이용하여 원래의 신호로 복조하게 된다.
그러나, 이와 같은 종래 π/4 천이 QPSK 복조장치는 부호화 기술을 구현하지 않음으로 인하여 코딩이득을 얻을 수 없고, 부득이 코딩이득을 얻기 위해서는 직병렬 교환기 전단에 코딩기법을 활용하여야 하는데, 이럴 경우에는 코딩기법과 변조기법이 독립적으로 구현되어 시스템의 구조가 상당히 복잡해지는 문제점이 발생하게 된다.
따라서 본 발명의 목적은 기지국에서 이동국으로의 정보전송시에 그 전송하고자 하는 정보비트를 신호집합과 신호접합 분할에 의해 부호화하여 전송하도록 하는 시분할 다원접속 시스템의 변조장치를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 신호접합 및 신호접합 분할에 의해 부호화되어 전송된 연속된 두 정보신호의 위상차를 1차 위상 추출과 L차 위상추출을 이용하여 정보비트를 에러없이 복원하도록 하는 시분할 다원접속 시스템의 복조장치를 제공함에 있다.
이와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 수단으로써는, 전송하고자 하는 입력 직렬 데이터에 기인한 I위상의 정보비트와 Q위상의 정보비트를 2/3의 코드율을 갖고 일정길이의 블록단위로 부호화하는 콘볼루션 부호화수단과, 상기 콘볼루션 부호화수단에서 부호화되어 얻어진 각각 블록단위의 정보비트에 따라 위상천이량을 결정하는 위상차 신호사상수단과, 상기 위상차 신호사상수단에서 얻어진 위상천이량에서 I위상 및 Q위상에 대한 좌표점을 시간에 대해 검출하여 임의 레벨값을 갖는 동상성분신호와 직교성분신호를 제1,제2저역필터수단, 제1,제2직교변조수단, 고주파혼합수단 및 안테나를 순차 통해 송출하는 신호사상수단으로 이루어짐으로써, 달성된다.
본 발명의 또 다른 목적을 달성하기 위한 수단으로써 상기 변조단에서의 트렐리스 부호화되어 송신된 연속된 정보신호를 기저대역과 중간주파대역 및 고주파대역으로 검파하여 원래의 신호로 복원하는 복조수단으로 이루어지는 것으로, 이하 본 발명을 첨부한 도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.
제3도는 본 발명 트렐리스 부호화된 μ/8천이 8PSK의 변조 시스템 구성도로서, 이에 도시한 바와 같이 전송하고자 하는 입력 직렬 데이타(DATA)를 I위상신호와 Q위상신호로 분리하여 병렬 출력하는 직렬/병렬 변환수단(200)과, 상기 직렬/병렬 변환수단(200)에서 얻어진 X축에 대한 I위상의 정보비트와 Y축에 대한 Q위상의 정보비트를 2/3의 코드율을 갖고 일정길이의 블록단위로 부호화하는 콘볼루선 부호화수단(201)과, 상기 콘볼루션부호화수단(201)에서 부호화되어 얻어진 각각 블록단위의 정보비트에 따라 위상천이랑(△θK)을 결정하는 위상차 신호사상수단(202)과, 상기 위상차 신호사상수단(202)에서 얻어진 위상천이량(△θK)에서 I위상 및 Q위상에 대한 좌표점을 시간에 대해 검출하여 임의 레벨값을 갖는 동상성분신호와 직교성분신호를 출력하는 신호사상수단(203)과, 상기 신호사상수단(203)에 출력된 각각의 동상성분신호와 직교성분신호를 저역필터링하여 기저대역신호로 출력하는 제1,제2저역필터수단(204)(205)과, 상기 제1,제2저역필터수단(204)(205)에서 얻어진 기저대역신호를 각각 방향성분을 갖고 입력되는 국부발진주파수에 변조시켜 고주파신호로 출력하는 제1,제2직교변조수단(206)(207)과, 상기 제1,제2직교변조수단(206)(207)에서 변조된 고주파 신호를 혼합하여 안테나(ANT)를 통해 송출하는 고주파혼합수단(208)으로 구성된다.
제5도의 (a)는 본 발명 고주파대역에서의 L차 위상차 매트릭을 가진 트렐리스 부호화된 μ/8 천이 8PSK의 복조 시스템의 제1실시예의 구성도로서, 이에 도시한 바와 같이, 상기 변조단에서 송출되어 안테나 (ANT)를 통해 수신된 트렐리스 부호화된 정보신호와 지연되어 저장된 이전의 첫번째 정보신호와의 위상차를 추출하는 제1시간지연기(300a), 제1쉬프트레지스터(300b), 및 제1혼합기(300c)로 된 제1위상추출수단(300)과, 상기 트렐리스 부호화된 현 정보신호와 지연되어 저장된 L번째 정보신호와의 위상차를 추출하는 제1L차 지연기(301a), 제2쉬프트레지스터(301b), 및 제2혼합기(301c)로 된 제2위상추출수단(301)과, 상기 제1,제2위상추출수단(300)(301)에서 추출된 정보신호를 원래의 신호로 복원하여 직렬 출력하는 비터비 디코더 수단(302)으로 구성된다.
그리고 제5도의 (b)는 본 발명 중간주파대역에서의 8PSK의 복조 시스템의 제2실시예 구성도로서, 이에 도시한 바와 같이, 상기 변조단에서 송출되어 안테나(ANT)를 통해 수신된 트렐리스 부호화된 정보신호를 대역필터링하는 대역필터수단(400)과, 상기 대역필터수단(400)에서 필터링되어 입력된 현 정보신호와 이전의 정보신호 및 현 정보 신호에 대해 분주한 분주신호와 이전의 정보신호와를 각기 혼합하여 위상차를 추출하고 저역필터링하는 제3,제4혼합기(401a),(401b), 제2시간지연기(401c), 제1분주기(401d) 및 제3,제4저역필터기(401e)(401f)로 된 제3위상추출수단(401)과, 상기 대역필터수단(400)에서 필터링되어 입력된 현 정보신호와 지연된 L번째의 정보신호 및 현정보신호에 대해 위상 분주된 분주신호와 L차의 정보신호를 각기 혼합하여 위상차를 추출하고 저역필터링하는 제5, 제5혼합기(402a)(402b), 제2L차지연기(402c), 제2분주기(402d) 및 제5,제6저역필터기(402e)(402f)로 된 제4위상추출수단(402)과, 상기 제3,제4위상추출수단(401)(402)에서 저역 필터링되어 얻어진 각각의 두 위상차 정보신호를 샘플링하는 제1샘플링수단(403)과, 상기 샘플링된 각각의 두 정보신호를 원래의 신호로 복원하여 직렬 출력하는 비터비 디코더수단(404)으로 구성된다.
그리고 제5도의 (c)는 본 발명 기저대역에서의 8PSK의 복조 시스템의 제3실시예 구성도로서, 이에 도시한 바와 같이 상기 변조단에서 송출되어 안테나(ANT)를 통해 수신된 트렐리스 부호화된 정보신호와 방향성 성분을 갖고 각기 입력되는 국부발진주파수와 혼합하여 위상차를 구하고 저역필터링하여 각기 기저대역신호를 얻는 제7,제8혼합기(500a)(500b), 제7,제8저역필터기(500c)(500d)로 된 위상차 추출수단(500)과, 상기 위상차 추출수단(501)에서 얻어진 두 위상과 이전의 1차 및 L차 위상과를 가감하여 정보비트로 변환시키는 비트변화수단(502)과, 상기 비트변환수단(502)에서 얻어진 정보비트를 원래의 신호로 복원하여 직렬로 출력하는 비터비 디코더수단(503)으로 구성한다.
이와 같이, 구성된 본 발명의 작용 효과를 제3도 내지 제6도를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저 μ/4 천이 QPSK를 TCM에 적용하기 위해서는 변조장치에서 신호집합 확장과 신호집합 분할이 행해져야 한다.
상기 신호집합이 M=2K로부터 2M=2K+1로 2배 확장될때 거의 부호와 이득을 얻을 수 있다.
따라서, μ/4천이 QPSK에서는 신호당 정보비트가 2비트씩 전송되는 M=4인 신호화이다.
따라서 M=8인 n=3으로 확장하기 위해서는 코드율이 2/3인 본 발명의 콘볼루선 부호화수단(201)을 사용함으로써, 가능하다.
이를 구체적으로 설명하면 먼저 전송하고자 하는 μ/8 천이 QPSK 의 병렬 정보데이타(DATA)는 병렬/적렬 변환수단(200)을 통해서 X좌표에 대한 I위상의 정보비트(SI) 와 Y좌표에 대한 Q위상의 정보비트(SQ)로 분리되어 콘볼루선 부호화수단(201)으로 공급된다.
상기 콘볼루선 부호화수단(201)은 직렬/병렬 변환수단(200)에서 입력된 바로 이전의 정보비트 위상에서 위상천이를 얻기위해 현재 직렬/병렬 변환수단(200)으로부터 입력된는 X축에 대한 I위상의 정보비트(SI)와 Y축에 대한 Q위상의 정보비트(SQ)를 제4도와 같이, 2/3의 코드율을 갖고 일정길이의 블록단위 부호화하여 위상차 신호 사상수단(202)에 입력하게 된다.
위상차 신호사상수단(202)은 콘볼루선 부호화수단(201)에서 얻어진 각각의 블록단위의 정보비트(Z2n)(Z2n)(Z2n)를 가지고 제4도와 같이, 8가지의 위상천이량(△θK)를 결정하여 신호사상수단(203)에 입력하게 된다.
상기 신호사상수단(203)은 위상차 신호사상수단(202)에서 결정된 현재의 위상천이량(△θK)과 바로 이전의 I위상 및 Q위상에 대하 정보비트 (It-1)(Qt-1)의 좌표점 차를 구하여 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)를 구하게 된다.
즉, 상기에서 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)는 하기에서와 같다.
It=It-1cos(△θK)-Qt-1sin(△θK)
Qt=It-qsin(△θK)-Qt-qcos(△θK) 로 구하게 된다.
여기서, 상기 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t) [KTS≤t≤(t+1)TS로, Ts는 채널신호 구간이다.]는 0, ±sin π/8, ±sin π/4, ±sin π3/8, ±1의 9개의 레벨값을 가질 수 있다.
상기 신호사상수단(203)에서 매칭되어 얻어진 동상성분신호 I(t)와 직교성분신호 Q(t)는 대역폭 제한 및 심볼간 간섭(ISI)를 줄이기 위해 롤오프 펙터(roll-off factor) α = 0.35인 스큐어드 루트 레이스드 코사인 필터를 채용한 제1, 제2저역필터수단(204)(205)를 통해 기저대역신호로 저역필터링되어 제1, 제2직교 변조수단(206)(207)에 입력된다.
상기 제1,제2직교변조수단(206)(207)은 입력된 기저대역신호를 방향성을 갖고 각각 입력되는 국부발진주파수(cos ωct)(sin ωct)에 변조시켜 고주파 혼합수단(208)에 입력하게 된다.
상기 고주파 혼합수단(208)은 변조되어 입력된 각각의 고주파신호를 합성하여 안테나(ANT)를 송출하게 된다.
이와 같이, π/8 천이 QPSK에서 정보비트는 두 연속된 채널신호의 위상차에 포함되어 전송된다.
따라서 수신측에서 즉, 제5도의 L차 위상차 메트릭을 가진 트렐리스 부호화 π/8 천이 8PSK의 복조 시스템에서 연속된 두 신호의 위상차를 구하여 원래의 신호로 복원하게 되는데, 현재의 신호와 L번째 전 신호와의 위상차를 이용하여 정형(non-recundant) 에러 정정하고 대역폭이 좋게 원래의 신호로 복원하게 되는데, 이때에 1차 위상 추출수단과 L차 위상추출수단을 이용한 슬라이딩 다중 검파를 하게 된다.
이를 제5도를 참조로 하여 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
제5도 (a)는 고주파대역에서의 대역폭이 양호한 8PSK의 복조 시스템 제1실시예 구성도이다.
여기서는 상기 제3도와 같은 변조장치에서 송출되어 안테나(ANT)를 통해 트렐리스 부호화된 정보신호가 수신되면 복조장치의 제1위상추출수단(300)의 제1시간지연기(300a)는 수신된 정보비트(rK)를 소정시간 지연시켜 제1쉬프트레지스터(300b)에 저장시키게 되고, 아울러 복조장치의 제2위상추출수단(301)의 제1L차지연기(301a)는 수신된 정보비트(rK)를 L차 지연시켜 제2쉬프트레지스터(301b)에 저장하게 된다.
상기 제1,제2쉬프트레지스터(300b)(301b)는 제1시간지연기(300a) 및 제1L차 지연기(301a)로부터 지연되어 입력된 정보비트에 따라 바로 이전에 저장된 정보비트(rK-1)와 L번째 저장된 정보비트(rK-L)를 출력하여 각각 제1,제2혼합기(300c)(301c)에 입력하게 된다.
상기 제1혼합기(300c)는 안테나(ANT)를 통해 수신한 현재의 정보비트(rK)와 제1위상추출수단(300)의 제1쉬프트레지스터(300b)에서 입력되는 바로 이전의 정보비트(rK-1)와의 위상차를 구하여 비터비디코더수단(302)에 입력하게 되고, 상기 제2혼합기(301c)는 수신한 현재의 정보비트(rK)와 제2위상추출수단(301)의 제2쉬프트레지스터(301c)에서 얻어진 L번째의 정보비트(rK-L)와의 위상차를 구하여 비터비 디코더수단(302)에 입력하게 된다.
상기 비터비 디코더수단(302)은 제1,제2혼합기(300c)(301c)에서 얻어진 두 연속된 위상차(yLK)(yLK)를 가능한 복호의 착오율을 최소화하기 위해 제6도와 같이, 비터비 복호(Viterbi Decoding)화 하여 원래의 신호로 복원 출력하게 된다.
그리고 제5도의 (b)는 중간주파수대역에서의 대역폭이 양호한 8PSK의 복조 시스템의 제2실시예 구성도이다.
여기서도, 상기 제3도와 같은 복조장치에서 송출되어 안테나(ANT)를 통해 트렐리스 부호화된 정보신호가 수신되면 복조장치의 대역필터수단(400)은 수신된 고주파신호를 대역필터링하여 제3위상추출수단(401)과 제4위상추출수단(402)에 전송하게 된다.
상기 제3위상 추출수단(401)의 제2시간지연기(401c)는 수신된 정보 비트를 소정시간 지연시켜 제3혼합기(401a) 및 제4혼합기(401b)에 전송하게 되고, 제1분주기(401d)는 대역필터수단(400)을 통해 입력된 정보비트의 위상을 일정수로 분주하여 제4혼합기(401d)에 입력하게 된다.
상기 제3혼합기(401a)는 안테나(ANT)를 통해 수신한 현재의 정보비트와 제2시간지연기(401c)에서 지연된 이전의 정보비트와의 위상차를 구하여 제3저역필터(401e)에 전송하게 되고, 제4혼합기(401b)는 제1분주기(401d)에서 분주된 정보비트와 제2시간지연기(401c)에서 지연된 이전의 정보비트와의 위상차를 구하여 제4저역필터기(401f)에 전송하게 된다.
이에따라 상기 제3, 제4저역필기(401e)(401f)는 제3, 제4혼합기(401a)(401b)에서 입력된 정보비트의 위상차를 각각 저역필터링하여 샘플링수단(403)에 입력하게 된다.
그리고 상기 제4위상추출수단(402)의 제2L차 지연기(402d)는 대역필터수단(400)을 통해 수신된 정보비트를 L차 지연시켜 제5, 제6혼합기(402a)(402b)에 입력하게 되고, 제2분주기(402d)는 대역필터수단(400)에서 입력된 정보비트의 위상을 일정수로 분주하여 제6혼합기(402b)에 입력하게 된다.
상기 제5, 제6혼합기 (402a)(402b)는 각각 대역필터수단(400)을 통해 입력된 현재의 정보비트와 제2L차 지연기(402c) 및 제2분주기(402d)를 통해 분주된 정보비트와의 위상차를 구하여 제5, 제6저역필터기(402c)(402f)에 입력하게 된다.
상기 제5, 제6저역필터기(402c)(402f)는 입력된 위상차 정보를 저역필터링하여 제1샘플링수단(403)에 입력하게 된다.
상기 제3위상추출수단(401)과 제4위상추출수단(402)에서 저역필터링된 비트정보는 제1샘플링수단(403)을 통해 우수, 기수로 샘플링되어 비터비 디코더수단(404)에 입력된다.
상기 비터비 디코더수단(401)은 제1샘플링수단(403)에서 우수, 기수로 샘플링되어 얻어진 두 레벨의 연속된 위상차를 가능한 복호의 착오율을 최소화하기 위해 제6도와 같이, 비터비 복호화 하여 원래의 신호로 복원 출력하게 된다.
또한 제5도의 (c)는 기저대역에서의 대역폭이 양호한 8PSK의 복조 시스템의 제3실시예 구성도이다.
여기서는 상기 제3도와 같이 변조장치에서 송출되나 안테나(ANT)를 통해 트렐리스 보호화된 정보신호가 수신되면 복조장치의 위상차추출수단(500)의 제7, 제8혼합기(500a)(500b)는 수신된 정보비트의 위상과 방향성을 갖고 각각 입력되는 국부발진주파수(cos ωct), (st ωct)와의 위상차를 구하여 제7, 제8저역필터기(500c)(500d)를 통해 저역필터링하여 제2샘플링수단(501)에 입력하게 된다.
상기 제7,제8저역필터기(500c)(500d)에서 필터링되어 얻어진 정보비트는 제2샘플링수단(501)을 통해 우수, 기수로 샘플링되어 비트변환수단(502)에 입력된다.
상기 비트변환수단(502)은 제2샘플링수단(501)에서 얻어진 두 위상과 이전의 1차 및 L차 위상과를 가감하여 정보비트를 변환시키게 된다.
상기 비트변환기(502)에서 얻어진 정보비트는 가능한 복호의 착오율을 최소화하기 위해 제6도와 같이, 비터비 디코더수단(503)을 통해 비터비 복호화되어 원래의 신호로 복원된다.
이상에서 나타낸 바와 같이 제1, 제2 및 제3의 복조 시스템은 각각 고주파 대역, 중간주파 대역, 기저 대역 별로 가장 양호한 대역폭을 얻을 수 있는 본 발명의 변조 시스템에 다른 복조 시스템의 실시예이다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 신호집합 및 신호집합 분할에 의해 부호화되어 전송된 연속된 두 정보신호의 위상차를 1차 위상 추출과 L차 위상추출을 이용함으로써, 정보비트를 에러없이 복원하고 또한 일반 대역폭과 평균전력이 동일 하면서도 이득이 향상되는 효과가 있다.

Claims (13)

  1. 전송하고자 하는 입력 직렬 데이터 일정길이의 블록단위로 부호화하는 콘볼루선 부호화수단과, 상기 콘볼루선 부호화수단에서 부호화되어 얻어진 블록단위의 정보비트에 따라 위상천이량을 구하는 위상차 신호사상수단과, 상기 위상 신호사상수단에서 얻어진 위상천이량으로부터 위상에 따른 좌표점을 검출하여 임의 레벨값을 갖는 동상성분신호와 직교성분신호를 제1, 제2저역필터수단, 제1,제2직교변조수단, 고주파 혼합수단 및 안테나를 순차 통해 송출하는 신호사상수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 변조장치.
  2. 제1항에 있어서, 위상차 신호사상수단을 콘볼루선 부호화수단에서 입력된 3비트의 값에 따라 8가지의 위상천이량을 결정하는 것을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 변조장치.
  3. 제2항에 있어서, 8가지 위상 천이량 ±π/8, ±3π/8, ±5π/8, ±7π/8인 것을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 변조장치.
  4. 변조단에서 송출되어 수신된 트렐리스 부호화된 정보신호와 이전의 정보신호와의 위상차를 추출하는 제1위상추출수단과, 상기 트렐리스 부호화된 현 정보신호와 지연되어 저장된 L번째 정보신호와의 위상차를 추출하는 제2위상차 추출수단과, 상기 제1, 제2위상차 추출수단에서 얻어진 정보신호를 원래의 신호로 복원하여 직렬 출력하는 비터비 디코더수단으로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  5. 변조단에서 송출되어 수신된 트렐리스 부호화 정보신호를 대역 필터링하는 대역필터수단과, 상기 대역필터수단에서 필터링된 현 정보신호와 이전의 정보신호 및 현 정보신호에 대해 분주한 분주신호와 이전의 정보신호와를 각각 혼합하여 위상차를 추출하는 제1위상추출수단과, 상기 대역필터수단에서 필터링되어 입력된 현 정보신호와 지연된 L번째의 정보신호 및 현정보신호에 대해 위상 분주신호와 L차의 정보신호를 각기 혼합하여 위상차를 추출하는 제2위상추출수단과, 상기 제1, 제2위상추출수단에서 얻어진 각각의 두 위상차 정보신호를 우수, 기수로 샘플링하는 샘플링수단과, 상기 샘플링된 각각의 두 정보신호를 원래의 신호로 복원하여 직렬 출력하는 비터비 디코더수단으로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  6. 변조단에서 송출되어 수신된 트렐리스 부호화된 정보신호와 방향성 성분을 갖고 각기 입력되는 국부발진주파수와 혼합하여 위상차를 구하는 위상차 추출수단과, 상기 위상차 추출수단에서 얻어진 위상차를 샘플링하는 샘플링수단과, 상기 샘플링수단에서 얻어진 두 위상과 이전의 1차 및 L차 위상과를 계산하여 정보비트로 변환시키는 비트변환수단과, 상기 비트변환수단에서 얻어진 정보비트를 원래의 신호로 복원하여 적렬로 출력하는 비터비 디코더수단으로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  7. 제4항에 있어서, 제1위상추출수단은 트렐리스 부호화된 수신 정보신호를 일정시간 지연시키는 시간지연기와, 상기 시간지연된 정보비트를 쉬프트시키는 쉬프트레지스터와, 상기 쉬프트된 이전의 정보신호와 트렐리스 부호화된 수신된 현정보신호와의 위상차를 구하여 비터비 디코더수단에 입력하는 혼합기로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  8. 제4항에 있어서, 제2위상추출수단은 트렐리스 부호화된 수신 정보신호를 L차 지연시키는 L차 지연기와, 상기 L차 지연기에서 지연된 L번째의 정보신호를 쉬프트시키는 쉬프트레지스터과, 상기 쉬프트된 L번째의 정보신호와 현 정보신호와의 위상차를 구하여 비터비 디코더수단에 입력하는 혼합기로구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  9. 제5항에 있어서, 제1위상추출수단은 대역필터링된 정보신호를 일정시간 지연시키는 시간지연기와, 상기 지연된 이전의 정보신호와 대역필터링된 현 정보신호와의 위상차를 구하는 제1혼합기와, 상기 대역필터링된 정보신호의 위상을 일정수로 분주하는 분주기와, 상기 분주된 현 정보신호의 위상과 정보신호 위상을 혼합하여 위상차를 구하는 제2혼합기와, 상기 제1, 제2혼합기에서 얻어진 각각의 위상차를 제1, 제2저역필터링하여 샘플링수단으로 입력하는 제1, 제2저역필터기로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  10. 제5항에 있어서, 제2위상추출수단은 상기 대역필터링된 정보신호를 L차 지연시켜 출력하는 L차 지연기와, 상기 L번째 지연된 정보신호와 현 정보신호를 혼합하여 위상차를 구하는 제1혼합기와, 상기 대역필터링된 현 정보신호의 위상을 일정수로 분주하는 분주기와, 상기 분주된 정보신호의 위상과 L번째 정보신호의 위상을 혼합하여 위상차를 구하는 제2혼합기의 위상차를 각각 지역필터링하여 샘플링 수단에 입력하는 상기 제1, 제2저역필터기로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  11. 제5항에 있어서, 샘플링수단은 우수와 기수로 샘플링함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  12. 제6항에 있어서, 위상차추출수단은 트렐리스 부호화되어 수신된 현정보신호와 방향성을 갖고 각각 입력되는 국부발진주파와를 혼합하여 각각 위상차를 구하는 제1, 제2혼합기와, 상기 위상차를 저역필터링하는 제1, 제2저역필터기로 구성함을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
  13. 제6항에 있어서, 비트변환수단은 상기 샘플링수단에서 얻어진 현재의 두 위상과 이전의 두 1차 위상 및 L차 위상을 승산하고 이를 가감하여 정보비트로 변환시키는 것을 특징으로 하는 시분할 다원접속 단말기의 복조장치.
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