KR20010043092A - Ｇｍｓｋ 및 ｏｑａｍ용 송신기/수신기 - Google Patents

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KR20010043092A
KR20010043092A KR1020007011974A KR20007011974A KR20010043092A KR 20010043092 A KR20010043092 A KR 20010043092A KR 1020007011974 A KR1020007011974 A KR 1020007011974A KR 20007011974 A KR20007011974 A KR 20007011974A KR 20010043092 A KR20010043092 A KR 20010043092A
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폴 더블유. 덴트
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도날드 디. 먼둘
에릭슨 인크.
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Abstract

송신기는 코사인파의 2N개의 레벨들중 하나를 선택하기 위해 N개의 데이터 비트들을 사용하고 사인파의 2N개의 레벨들중 하나를 선택하기 위해 다른 N개의 데이터 비트들을 사용함으로써 2N개의 데이터 비트들을 인코드한다. 변조는 사인파 레벨들과 관련하여 N-비트 심볼 간격의 절반으로 오프셋되는 순간에 코사인파 레벨들을 달성하는데, 이를 오프셋 QAM(OQAM)이라고 한다. 수신된 OQAM 신호는 양호하게 N-비트 하프-심볼 간격 당 하나의 샘플인 샘플링 레이트로 증폭되고, 필터되며 디지털화된다. 수신기는 유사한 양으로 연속 디지털 샘플들을 연속 디로테이션함으로써 연속 회전을 제거할 수 있다. 그 후 디로테이션된 샘플들은 인식 동기 하프-심볼들과 상관된다. 동기 상관은 하나 또는 그 이상의 비인식 하프-심볼들에 대한 각각의 디지털 샘플의 종속성을 나타내는 한 세트의 채널 계수들을 결정한다. 그 후 계산된 채널 추정치들은 디코드될 연속 비인식 하프-심볼들의 모든 가능한 시퀀스들에 대한 예측 수신 샘플 값들을 예측하는데 사용된다. 그 후 수신된 샘플들은 모든 가능한 예측 값들과 불일치 측정치 또는 계산된 에러 메트릭의 측정치와 비교된다. 최저 누적 에러 메트릭을 갖는 시퀀스가 디코드 심볼 출력을 결정하는데 사용된다. 본 발명의 다른 양상에, 상이한 타입들의 변조가 동일한 장치에서 대안으로 사용될 수 있는 이중 모드 송신기들 및 수신기들이 기술되어 있다.

Description

ＧＭＳＫ 및 ＯＱＡＭ용 송신기/수신기{TRANSMITTER/RECEIVER FOR GMSK AND OFFSET-QAM}
본 발명은 육상-이동 무선 환경(land-mobile radio environment)에서 멀티패스 전파에 의해 야기되는 시간 분산을 보상하면서 동시에 새로운 스펙트럼-효율형(spectrally-efficient type) 변조로 변조된 무선 신호들을 복조하는 것에 관한 것이다.
GSM으로 공지된 유럽 디지털 셀룰러 시스템은 일정 신호 진폭을 유지하면서 연속 이진 비트들이 각각 코사인 캐리어 및 사인 캐리어로 교대로 변조되는 가우스 최소 시프트 키잉(Gaussian Minimum Shift Keying)(GMSK)으로 공지된 변조 기술을 사용한다. 오프셋형 직각 위상 시프트 키잉(Offset-shaped Quadrature Phase Shift Keying)("오프셋 QPSK" 또는 "OQPSK")이라고 하는 관련 변조는 매우 유사한 신호를 제공하지만 일정한 진폭을 유지하지는 않는다.
그럼에도 불구하고, GMSK 파형과 OQPSK 파형 간의 유사성은 충분히 OQPSK 수신기가 GMSK 신호를 효율적으로 복조할 수 있게 하며, 그 반대도 가능하다. GSM 표준과 일치하는 셀룰러 폰은 약 1990년도부터 L. M. 에릭슨(Ericsson)에 의해 세계 도처의 시장에서 판매되어 왔고, 표준이 PCS1900으로 공지된 미국에서는 약 1993년도부터 판매되어 왔다. L. M. 에릭슨은 에릭슨 인코퍼레이션의 스웨덴 본사이며, 본 출원의 현재 출원인이다. 에릭슨 GSM 전화는 90도의 연속 멀티플(successive multiples)에 의한 수신 GMSK 신호 샘플들의 디로테이션(derotation)을 이용한다. 그러나, 디로테이션된 정보 심볼들은 단지 +1 또는 -1 레벨을 취할 수 있고, 본 출원과 모 출원(parent application)에 기재된 멀티-레벨 신호들(multi-level signals)이 아닌 단일 이진 비트들(single binary bits)을 나타내는 심볼들이다. GSM 전화들은 또한 수신 신호 샘플들을 공지된 동기 워드("syncword")와 상관시킨 후 심볼간 간섭(inter-symbol interference)(ISI)을 보상하면서 수신 신호를 복조하기 위해 비터비 프로세서에서 채널 추정치들을 사용하는 채널 추정을 이용한다. 실제로, 비터비 프로세서는 멀티패스 전파와 ISI의 다른 원인들을 보상하기 위해 사용되는 널리 공지된 등화기이며, 본 명세서에 참조용으로 인용된 미국 특허 제5,093,848호; 제5,136,616호; 제5,331,666호; 제5,335,250호; 제5,577,068호; 제5,568,518호; 제5,615,231호; 제5,557,645호; 및 제5,619,553호에 일례로 기술되어 있다.
관련된 본 발명의 변조 및 디코딩 방법은 본 명세서에 참조용으로 인용된 "오버랩 GMSK를 사용하는 스펙트럼 효율 변조(Spectrally Efficient Modulation Using Overlapped GMSK)"라는 제목으로 1996년 12월 18일에 출원된 P. Dent의 미국 특허 출원 제08/769,263호에 기술되어 있다. 오버랩 GMSK 변조에서, 소정의 순간에 소정의 대역폭 내에서 송신된 데이터 비트들의 수는 간섭을 감소시키기 위해 90도 관련 위상 회전으로 2개의 GMSK 신호들을 결합시킴으로써 2배가 된다. 본 출원의 모 출원(즉, 미국 특허 출원 제08/662,940호)에는, 2개의 GMSK 신호들이 본 발명의 오프셋-16QAM 변조를 실행하기 위해 1:0.5의 상대 진폭 비율로 교대로 결합될 수 있다고 기술되어 있다.
종래 기술에서, M개의 심볼들의 알파벳으로부터 각각의 심볼을 복조하기 위해 비터비 등화기에서 실행되는 메트릭 계산들(metric computations)의 수는 ML과 동일한데, 여기서 L은 ISI의 심볼들의 수이다. 즉, 각각의 수신 신호 샘플에 영향을 주는 심볼들의 수이다. GSM 시스템에서, GMSK 심볼은 2 비트의 지속 기간(duration)을 갖는 것으로 간주될 수 있지만, 코사인 채널과 사인 채널 간의 원 비트(one bit) 또는 하프-심볼(half-symbol) 오프셋으로 인해, 하프-심볼이 단지 원 비트의 존속 기간으로서 간주될 수 있다. 한번에 하나의 하프-심볼을 복조하기 위해 비터비 프로세싱을 실행함으로써, GSM 전화들은 단지 2개의 가능한 비트 값들의 서브-알파벳 사이즈(sub-alphabet size)를 가짐으로써 복잡성을 감소시킨다. 즉, 에릭슨에 의해 판매된 GSM 등화기에 있어서, M = 2이다.
＜요약＞
본 발명의 목적은 16-QAM과 같은 보다 높은 차수의 배열들(higher order constellations)이 사용되더라도 필요한 메트릭 계산들의 수를 감소시키는 통신 기술 및 장치를 제공하는데 있다.
본 출원은 상술된 미국 특허 출원 제08/622,940호에 기술된 본 발명의 변조를 디코드하는 최적 방법들에 대해 기술하고 있다. 특히, 본 발명은 16-QAM과 같은 보다 높은 차수의 배열들이 사용되더라도, 본 발명의 16-OQAM 변조를 실행하도록 코사인 변조 및 사인 변조가 16-QAM 심볼 지속 기간의 1/2로 인가되는 순간들을 오프셋하기 위해 모 출원의 기술들을 이용함으로써 메트릭 절약(metric savings)이 달성될 수 있게 한다. 한번에 코사인 심볼 또는 사인 심볼 하나만을 처리함으로써, 서브-알파벳 사이즈가 16개의 가능한 심볼들로부터 4개의 가능한 심볼들로 감소된다. 즉, M = 16 이라기 보다는 M = 4이어서, 종래 기술 보다는 등화기의 복잡성이 훨씬 낮아지게 된다.
본 발명의 한 양상에 따라, 본 발명의 송신기는 코사인파의 2N개의(예를 들면, 4개의) 레벨들중 하나를 선택하기 위해 N개의(예를 들면, 2개의) 데이터 비트들을 사용하고, 사인파의 2N개의(예를 들면, 4개의) 레벨들중 하나를 선택하기 위해 또 다른 N개의 데이터 비트들을 사용함으로써, 2N개(예를 들면, 2N = 4)개의 데이터 비트들을 인코드한다. 종래 기술의 16QAM과 대조적으로, OQAM으로 공지된 본 발명의 변조는 사인파이 변조 레벨들을 성취하는 순간들 사이의 순간에, 즉, 2N-비트(예를 들면, 4-비트) 심볼 간격의 1/2로 오프셋되는 순간에 코사인파 레벨들을 성취한다. 본 발명에 따른 수신기는 OQAM 신호를 수신하고, 2N-비트 심볼 간격당 양호하게 단 2개의 샘플들인 샘플링 레이트(즉 N-비트 하프-심볼 간격 당 하나의 샘플)로 수신된 신호를 증폭하고 필터하고 디지털화한다. 연속 N-비트 하프-심볼들은 코사인 캐리어 파형 및 사인 캐리어 파형에 대하여 교대로 변조된 정보를 포함한다. 즉, 연속 하프-심볼들은 90도로 회전된다. 본 발명의 변조의 한 실시예에서, 회전 값들은 연속적으로 0, 90, 0, 90, 0, 90...이 되고, 본 발명의 다른 실시예에서는, 연속 회전 값들이 0, 90, 180, 270, 0, 90, 180, 270...이 되어서, 연속 코사인파 심볼들이 교대로 반전(0, 180, 0, 180...)되고, 마찬가지로 연속 사인파 심볼들이 교대로 반전(90, 270, 90, 270...)된다. 연속 코사인파 심볼들 및 연속 사인파 심볼들의 교대 반전은 원칙적으로 변조를 변경시키지 않고, 단지 (프리코딩(precoding)을 사용하여) 변조 전에, 또는, 대안으로, 복조 후에, 코사인 심볼들 및 사인 심볼들을 교대로 반전시킴으로써 연속 반전이 정정되게 요구한다.
본 발명의 수신기는 유사한 양들로 연속 디지털 샘플들의 연속 디로테이션을 적용함으로써 0, 90, 180, 270..각도를 통한 연속 회전을 선택적으로 제거할 수도 있다. 연속 디지털 샘플들의 연속 디로테이션은 단지 복합 샘플들(complex samples)의 실제 부분 및 상상 부분(real and imaginary parts)을 스와핑하고 적합하게 사인들을 조작함으로써 쉽게 구현된다. 디로테이션 후에, 본 발명의 수신기는 비인식 N-비트 하프-심볼들을 복조하기 위해 시간 동기 마커(time synchronization marker)를 설정하도록 인식 동기 하프-심볼들 세트와 디로테이션된 샘플들을 상관시킨다. 동기 하프-심볼들은 반대 부호의 2개의 최대 진폭들과 같이, 사인파 또는 코사인파의 2N개의 가능한 진폭들중 단지 2개의 진폭들을 포함하도록 선택되어서, 동기 심볼들이 2진 심볼들이 되어, 상관(correlation)을 용이하게 할 수 있다.
동기 상관(sync correlation)은 하나 또는 그 이상의 비인식 하프-심볼들에 대한 각각의 디지털 샘플의 종속성을 나타내는 채널 계수들의 집합을 결정한다. 하나 이상의 연속 하프-심볼에 대한 디지털 샘플의 종속성은 예를 들면 전파 경로의 시간 분산 또는 멀티패스 에코들로 인해 발생하거나, 또는, 하프-심볼들이 명목상의 사인 값 또는 코사인 값을 성취하도록 예측되기 보다는 샘플링 순간에 신호 샘플들을 필터링하는 송신 또는 수신기에 의해 또는 디지털화하는 수신기에 의해 야기되는 심볼간 간섭(ISI)에 의해 발생할 수 있다.
그 후 인식 하프-심볼들을 사용하여 계산되는 채널 추정은 디코드될 연속 비인식 하프-심볼들의 서로 다른 모든 가능한 시퀀스들에 대한 예측 수신 샘플 값들을 예측하는데 사용된다. 예를 들어, N = 2일 때, 수신 샘플이 3개의 연속 하프-심볼들에 종속된다고 채널 추정이 결정하면, 3개의 연속 2-비트 하프-심볼들의 4의 세제곱인 64개의 가능한 시퀀스들이 존재하고, 따라서, 32개는 단지 다른 32개의 네가티브인 64개의 가능한 예측 값들이 존재한다.
계속해서, N = 2인 일례에서, 수신된 샘플들은 64개의 모든 가능한 예측 값들과 불일치 측정값 또는 계산된 에러 메트릭과 비교된다. 비터비 최극 시퀀스 추정기("비터비 MLSE" 또는 "MLSE")(Viterbi Maximum Likelihood Sequence Estimator)는 최저 누적 에러 메트릭을 산출하는 시퀀스를 모든 가능한 시퀀스들 중에서 결정하기 위해 에러 메트릭들을 누산하는데 양호하게 사용된다. 비터비 프로세싱 중의 자동 위상 정정 및 진폭 스케일링(automatic phase correction and amplitude scaling)은 신속한 자동 주파수 제어(AFC) 알고리즘 및 자동 이득 제어(AGC)(automatic gain control) 알고리즘을 사용하여 이루어질 수 있다. 본 발명의 16-OQAM 변조를 사용하는 메트릭 계산들의 수는 4L과 동일한데, L은 각각의 디지털 샘플이 종속하는 하프-심볼들의 수이다. 이는 종래 기술의 16-QAM 경우의 16L과 대비된다. 본 발명은 16-OQAM 이외에 OQAM의 보다 높은 차수 배열들로 명백히 확장될 수 있다.
본 발명의 다른 양상들에서는, 상이한 타입들의 변조가 대안으로 사용될 수 있는 이중 모드 송신기들 및 수신기들이 기술되어 있다. 몇몇 실시예들에서, 통신 버스트는 인식 (동기) 정보 심볼들 뿐만 아니라 비인식 정보 심볼들도 포함하는데, 송신기와 수신기 사이에서 통신되는 인식 동기 심볼들은 수신기가 비인식 정보 심볼들을 송신하는데 사용되는 변조 타입을 결정하도록 허용하는 정보를 전달한다. 몇몇 실시예들에서, 인식 동기 정보 심볼들은 비인식 정보 심볼들을 송신하기 위해 적용되는 변조 타입에 관계 없이 오직 한가지 타입의 변조(예를 들면, GMSK)에 의해서만 송신된다.
도 1a 및 도 1b는 본 발명의 한 양상에 따른 오프셋-16QAM 변조의 코사인 파형과 사인 파형을 각각 도시한다.
도 2는 본 발명의 한 양상에 따른 일례의 송신기 배치를 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 한 양상에 따른 시분할 다중 액세스(TDMA)(Time Division Multiple Access) 버스트 포맷의 다이어그램이다.
도 4는 본 발명의 다른 양상들에 따른 O-16QAM 변조 신호를 수신하기 위한 하드웨어 및 단계들을 도시한 것이다.
본 발명의 다양한 특징들은 이제부터 도면들을 참조하여 설명되어질 것이고, 유사한 부분들은 동일한 참조 부호들로 표기된다.
도 1a 및 도 1b는 모 출원(미국 특허 출원 제08/662,940호)에 기재된 본 발명에 따른 오프셋-16QAM 변조의 코사인 파형(101) 및 사인 파형(102)을 각각 도시한 것이다. 각각의 파형들은 코사인파 및 사인파 각각에 대하여 대략 4개의 이산 레벨들을 산출하기 위해 1:0.5의 진폭 비로 2개의 일정-진폭 가우스 최소 시프트 키잉 파형들(GMSK 파형들)을 합산함으로써 획득된다. 일례의 코사인 파형(101) 및 사인 파형(103)에서, 4개의 이산 레벨들은 최저값으로부터 최고 값 사이인데, －3, －1, ＋1, 및 ＋3이다. 4개의 레벨들 각각에 대한 적은 퍼짐(small spread)은 정확한 오프셋-16QAM 파형들에 근접시키기 위해 GMSK 신호들을 사용함으로써 야기되는 본래의 비정확성(inherent inaccuracy)을 나타낸다. 각각의 GMSK 신호들을 증폭하기 위해 클래스-C(class-C) 증폭기들을 이용할 수 있다는 효율적인 장점과 관련하여 상기 에러는 적다.
GSM으로 공지된 유럽 디지털 셀룰러 시스템에서의 사용을 위해 규정된 GMSK 파형들은 도 1a 및 도 1b의 모든 오프셋-16-QAM 파형들의 부집합이고, 특히, 대략 +3인 최대 포지티브 코사인 값들 및 사인 값들과 -3인 최대 네가티브 값들 사이에서 통과하는 파형들이다. GMSK 파형들은 동일한 2개의 데이터 비트들을 2개의 GMSK 변조기들에 인가함으로써 획득되고, 모 출원의 본 발명의 송신기는 그 후 사용된 클래스-C 증폭기들이 전체 효율성(full efficiency)을 갖는 GMSK를 야기한다. GMSK 송신기에 비해 효율성의 손실 없이 GMSK 파형들을 야기할 수 있다는 특징은 새로운 오프셋-16-QAM 파형들 뿐만 아니라 종래 기술의 GSM-타입의 GMSK 변조를 처리할 수 있는 이중-모드 송신기들 및 수신기들을 구성할 필요가 있을 때 유용하다.
GMSK 신호들은 대안으로 차분 변조되거나 또는 코히어런트 변조될 수 있다. 차분 변조의 경우에, 각각의 연속 정보 비트는 이전 위상에 관하여 +90도 또는 -90도의 신호 위상 회전을 시작한다. 대안인 코히어런트 변조의 경우에, +90도 또는 -90도 회전을 완료한 후의 최종 신호 위상은 데이터 비트 극성을 직접 나타낸다. GSM 시스템으로부터 공지된 바와 같이, 코히어런트 GMSK는 인가된 정보 비트스트림의 적합한 프리코딩을 사용하여 차분 GMSK 변조기에 의해 실행될 수 있다. 코히어런트 GMSK는 월등한 성능을 제공하고 필수적이지 않더라도 양호하게 GMSK의 양호한 형태이다.
도 2는 상술된 미국 특허 출원 제08/662,940호에 기재된 일례의 송신기 배치를 상세히 도시한 것이다. 이중 GMSK 변조기(100)(또는 대안으로, 전력 증폭기들(105A, 105B)이 선형 전력 증폭기들인 경우, OQPSK 변조기)는 제1 입력 비트스트림(B1)과 제2 입력 비트스트림(B2)을 받아들여서 변조된 출력 신호들을 생성한다. 일반적으로 먼저 고정된 송신 중간 주파수(TXIF)(fixed transmit intermediate frequency)로 변조된 신호들을 생성한 후에 송신 주파수 채널을 변화시키도록 동조될 수 있는 로컬 발진기의 도움으로 업컨버터들(104A, 104B)을 사용하여 변조된 신호들을 최종 송신 주파수로 변환한다. P. Dent('722)의 미국 특허 제5,530,722호는 GMSK 또는 OQPSK 변조 신호들을 생성하기에 적합한 I/Q 변조기들로 공지된 개선된 직각 변조기들(improved quadrature modulator)에 대해 기술하고 있다. 상술된 '722 특허는 참조용으로 본 명세서에 인용된다. 그러나, 데이터 비트스트림을 갖는 소수-N 신시사이저(fractional-N synthesizer)의 직접 변조(direct modulation)를 포함하는 GMSK 신호들을 생성하기 위한 다른 방법들이 사용될 수도 있다. 업컨버터들(104A, 104B)은 이중 GMSK 변조기(100)가 일정한 엔벨로프 신호들(GMSK와 같은)만을 생성하는지 또는 가변 진폭 신호들(OQPSK와 같은)을 생성하는지에 따라 2개의 대안 타입들중 하나일 수 있다. 후자의 경우에, 진폭 변화가 업컨버젼 프로세스(upconversion process)를 통해 유지되어야만 하기에, 적합한 업컨버터는 로컬 발진기 신호와 변조된 TXIF 신호를 믹스하는 헤테로다인 믹서(heterodyne mixer)이다. 믹서는 일반적으로 주파수 출력의 합(sum) 및 차(difference)를 모두 생성하여서, 부득이 대역 필터가 요구된 주파수 출력(즉, 합 또는 차)을 선택하게 한다.
그러나, 이중 GMSK 변조기(100)가 오직 일정한 엔벨로프 신호들만을 생성하면, 대역 필터가 요구된 출력을 선택할 필요가 없는 다른 타입의 업컨버터가 사용될 수 있다. 이 경우에, 전압-제어 송신 주파수 발진기(TX VCO)는 TXIF 신호를 생성하기 위해 로컬 발진기 신호와 믹스된다. TXIF 신호는 위상 에러 신호를 획득하기 위해 변조기로부터 변조된 TXIF 신호(예를 들면, 도 2에 도시된 바와 같이, 믹서들(102A, 103A)과 결합된 GMSK I/Q 파형 생성기(101A)에 의해 생성된 신호)와 비교되는 위상이다. 위상 에러 신호는 TX VCO를 위한 전압 제어 신호를 생성하기 위해 적분기를 포함하는 루프 필터(loop filter)를 사용하여 필터되어서, TX VCO 위상이 변조 위상 다음에 오게 하는 위상-동기 루프를 형성한다. 변조기들(101A, 102A, 103A) 및 변조기들(101B, 102B, 103B) 모두가 GMSK 신호들을 생성할 때 제2 타입의 업컨버터가 양호하다.
업컨버터들(104A, 104B)의 각각의 출력들의 업컨버트된 신호들은 전력 증폭기들(105A, 105B) 각각을 구동한다. 2개의 전력 증폭기들(105A, 105B)은 2:1의 비율로 동일하지 않은 출력 전력들을 갖는다. 즉, 제1 전력 증폭기들(105A)는 예를 들어 1.5W의 출력 전력을 생산하지만, 제2 전력 증폭기(105B)는 0.75W의 출력 전력을 생산한다. 전력 증폭기 출력 신호들은 출력에 대한 제2 전력 증폭기(105B)로부터의 제1 전압 결합 비율(k)과 출력에 대한 제1 전력 증폭기들(105A)로부터의 제2 결합 비율을 갖는 방향성 결합기(106)(directional coupler)를 사용하여 결합된다. 결합 비율들의 제곱의 합은 "비손실" 방향성 결합기에 대해 항상 1이다. 2:1의 전력 증폭기 전력 비율을 동일하도록 제1 결합 인수에 대한 제2 결합 인수의 비율을 선택함으로써, 전력 증폭기들 모두가 동일한 신호를 생성할 때, 즉, 비트스트림들(B1, B2)이 동일할 때, 출력에서 전력 증폭기 출력 전력들을 가산하여서, 피크 출력 전력(1.5W + 0.75W = 2.25W)을 제공한다. 이 상황에서, 방향성 결합기(106)의 사용되지 않은 포트에 접속된 더미 부하(108)에서 전력은 전혀 손실되지 않는다. 비트스트림들(B1, B2)이 동일하지 않을 때, 출력은 전력 증폭기 전력들의 합이 아니지만, 그 대신 도 1a 및 도 1b에 도시된 가변 진폭 파형이 된다. 도 1a 및 도 1b는 송신될 데이터 비트들의 절반이 비트스트림(B1)을 형성하는데 사용되고 다른 절반이 비트스트림(B2)을 형성하는데 사용될 때 생성되는 O-16QAM 파형들을 도시한 것이다. 코사인파 및 사인파의 제곱의 합이 2.25W 출력 전력에 대응하는 최대 값 보다 작을 때, 출력되지 않은 나머지 전력은 방향성 결합기(106)의 사용되지 않은 출력에 부착된 더미 부하(108)에서 손실된다. 따라서, 전체 출력 전력, 일정-엔벨로프 GMSK 변조 신호들은 "동기 워드" 및 "플래그"로 라벨된 도 2의 데이터 버스트(107)의 부분들을 송신 하는 중에 발생하지만, 동일한 비트스트림들을 2개의 변조기들에게 제공함으로써 생성될 수 있다. 대안으로, 가변 진폭 O-16QAM 신호들은 도 2의 "O-16QAM 데이터"로 라벨된 버스트(107)부 중에 비트스트림들(B1, B2)이 서로 다른 비트들로 구성될 때 생성된다. 방향성 결합기(106)가 90도 결합기일 때, 전력 증폭기 드라이브 신호들의 보상 90도 위상 시프트를 제공할 필요가 있다. 이는 2개의 GMSK 변조기들의 개시 위상을 90도 떨어지게 리셋(reset)함으로써 쉽게 배치될 수 있고, 또는 대안으로, 하나의 업컨버터의 출력과 드라이브하는 전력 증폭기 사이에 쿼터-파형(quarter-wave) 송신 라인 또는 집중 등가 회로(lumped circuit equivalent)를 제공함으로써 배치될 수 있다.
도 1a 및 도 1b는 수신기가 코사인파(101) 및 사인파(103)을 이상적으로 샘플링하는 포인트들을 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 최적 샘플링 포인트들(t1, t2, t3)은 4-비트 심볼 기간의 절반씩 떨어지게 여백을 둔다. 사인파(103)은 홀수 샘플링 순간(t1, t3)에 가장 정확하게 배열 값들을 성취하여서, 4개의 데이터 비트들중 (도 2의 버스트(107)의 b5, b6과 같은) 2개의 데이터 비트들이 디코드되고, 코사인파(101)은 짝수 샘플링 순간(t2)에 배열 값들을 성취하여서, (도 2의 버스트(107)의 b7, b8과 같은) 다른 2개의 데이터 비트들이 디코드되어서, 2개의 하프-심볼-공백 샘플들의 도움으로 4개의 데이터 비트들을 하나의 심볼 기간으로 디코드한다.
실제로, 멀티패스 전파 및 상술된 송신 불완전성으로 수신기에서 도 1a 및 도 1b의 이상적인 파형들을 산출하지 못한다. 예를 들어, 파형들이 잘못 샘플링되어서, 짝수 샘플링 순간과 홀수 샘플링 순간들이 혼동되면, t2에서 샘플링된 사인파(103)은 4개의 이산 레벨들중 하나를 달성하지 못하고, 대략 6개 중에 하나를 달성하는데, 이 6개의 레벨들은 사인파에서 변조된 선행 2개의 데이터 비트들과 후행 2개의 데이터 비트들의 작용으로서 생성된다. 따라서, 멀티패스 전파(지연 신호 에코)나 미스-샘플링(mis-sampling), 또는 수신기 필터의 그룹 지연 왜곡과 같은 다른 시간 왜곡들로 인해, 수신된 파형 샘플들이 하나 이상의 연속 쌍의 데이터 비트들에게 종속될 수 있다. 심볼간 간섭(ISI)에 의해 타락된 수신 파형을 디코드하는 제1 단계에서, 주위 데이터 비트들에 대한 각각의 샘플의 종속성을 결정하는 것이 유용하다. 이를 "채널 추정"이라고 하고 예를 들면 수신된 샘플들을 송신중에 끼워진 인식 심볼 패턴과 상관시킴으로써 실행된다.
도 3은 인식 26-비트 동기워드(307)가 GMSK 심볼들의 GSM 동기 워드이지만, 비인식 심볼들(303, 305)은 단지 O-16QAM 심볼들의 부집합이고 단지 송신기에 제공되는 데이터 비트들을 선택함으로써 동일한 송신기에 의해 생성될 수 있는 도 1의 O－16QAM 심볼들인 것을 제외하고는 GSM 포맷과 거의 일치하는 시분할 다중 액세스(TDMA) 버스트 포맷(301)을 도시한 것이다. 26-비트 동기워드(307)는 인식 심볼들과 비인식 심볼들 간의 최대 거리를 감소시키기 위해 버스트 포맷(301)의 중심에 배치된다. 수신기와 송신기 간의 상대 속도가 정상 자동 속도들을 초과하지 않는 한, 신호 전파 경로가 버스트(307)의 중심으로부터 가장자리로 변하지 않기 때문에, 인식 동기워드(307)로부터 계산되는 채널 추정치들은 전체 버스트에 대하여 비인식 심볼들(303, 305)을 디코드하는데 유효하다.
GSM에서, 중심 동기 워드의 경계에는 2개의 "플래그" 비트들(309, 311)이 있다. 플래그 비트들(309, 311)은 8-버스트 간격이 디지털 음성 또는 사용자 데이터의 블록을 포함하는지, 또는 대안으로 신속 관련 제어 채널(FACCH)(Fast Associated Control Channel) 메시지를 포함하는지를 나타낸다. 예를 들어 하나의 서빙 기지국(serving base station)으로부터 다른 서빙 기지국으로의 이양(handover)을 야기하기 위해 또는 음성으로부터 데이터 트래픽으로의 변경을 야기하기 위해 송신기가 수신기의 동작을 변경할 것을 요구할 때 FACCH 메시지들이 송신된다. 오프셋-16-QAM의 도입부(introduction)에 있어서, 플래그들을 위해 O-16QAM 하프-심볼들을 사용하여서, 수신기에 4개의 상이한 조건들중 하나를 신호해 줄 수 있다. 예를 들면, 4개의 상이한 조건들은 다음과 같다.
플래그 심볼들 = +3: 버스트는 GMSK 트래픽 심볼들을 포함한다.
플래그 심볼들 = -3: 버스트는 GMSK FACCH 심볼들을 포함한다.
플래그 심볼들 = +1: 버스트는 O-16QAM 트래픽 심볼들을 포함한다.
플래그 심볼들 = -1: 버스트는 O-16QAM FACCH 심볼들을 포함한다.
그러나, 플래그 심볼들이 O-16QAM 심볼 값들을 취하게 된다는 단점이 존재한다: 버스트가 GMSK 심볼들을 포함하는지 또는 O-16QAM 심볼들을 포함하는지의 여부를 8개의 연속 버스트들의 플래그 심볼들을 디코딩하기 전에 미리 인식하지 못하기 때문에, 버스트들이 O-16QAM 심볼들을 포함한다는 가정하에 버스트들이 디코드되어서, 단지 GMSK 심볼들에 대해서만 최적인 복조기의 경우 보다는 높은 GMSK 심볼들에 대한 심볼 에러율을 야기한다. 이는 O-16QAM에 최적인 복조기와 GMSK에 최적인 복조기를 모두 사용하여 버스트마다 복조한 후, 하나의 출력 또는 다른 하나의 출력을 선택하기 위해 디코드된 플래그 비트들을 사용함으로써 보다 큰 복조기 복잡성의 페널티에서 극복될 수 있다.
상술된 단점들을 피하기 위해, 양호하게 플래그 심볼들을 GMSK 심볼들(단일 이진 비트들)로서 남겨두게 하고 비인식 심볼들이 O-16QAM 심볼들인지 또는 GMSK 심볼들인지의 여부를 복조기에 알려주는 다른 방법을 사용할 수 있다. 예를 들어, 2개의 상이한 상호 직교 동기 워드가 각각 GMSK 송신 및 O-16QAM 송신에 사용될 수 있다. 수신기는 동기 워드들을 모두 사용하여 비교적 쉽게 동기 상관(채널 추정)을 실행할 수 있고 O-16QAM 복조기 또는 GMSK 복조기중 어떤 복조기가 버스트를 위해 사용될 것인지를 나타내는 지표로서 최고 상관 관계들을 제공하는 동기 워드를 사용할 수 있다. 이러한 방식으로, 수신기에 미리 정보를 주지 않고 GMSK 변조로부터 O-16QAM 변조로 마음대로 변경할 수 있는 통신 시스템이 장치될 수 있다. 또한, 모 출원의 본 발명의 송신기에는 미리 재적용되지 않고 GMSK 송신 또는 O-16QAM 송신을 야기할 데이터가 제공될 수 있다.
멀티패스 전파를 보상하도록 비터비 최극 시퀀스 추정기(MLSE)를 적용하기 위해 채널 추정치들을 사용하여 GMSK 또는 선형 등가 변조 OQPSK를 복조하는 것은 상술된 설명으로부터 알 수 있다. 본 발명의 O-16QAM 변조에 적용되는 방법은 도 4를 참조하여 이제부터 설명되어질 것이다.
수신된 신호는 16QAM 심볼당 2개의 샘플들로 샘플링된다. 즉, 하프-심볼 클록 기간(clock period) 당 하나의 샘플이 샘플링된다. 신호 샘플들은 예를 들어 본 명세서에 참조용으로 인용된 P. Dent의 미국 특허 제5,048,059호의 로그폴라(logpolar) 디지털화 기술을 사용하여 디지털화되고 수신 샘플 버퍼 메모리(10)에 기억된다. 대안으로, 본 명세서에 참조용으로 인용된 미국 특허 제5,241,702호와 미국 특허 제5,568,520호에 기술된 바와 같이, 호모다인 디지털화 기술(homodyne digitization technique)이 DC 오프셋, 슬로프 및 드리프트 보상과 함께 사용될 수 있다. 디지털 샘플은 로그폴라형 또는 데카르트형(Cartesian form)의 복소수들을 포함하지만, 복소수들은 간단한 수학 연산들에 의해 하나의 형으로부터 다른 형으로 쉽게 변환될 수 있다. 로그폴라형은 미국 특허 제5,568,518호 및 미국 특허 제5,615,231호에 기술된 바와 같이 신호 샘플들의 포착된 버스트의 전체 진폭(AGC)을 조정하거나 시스템 주파수 에러(AFC)(systematic frequency error)를 제거하는데 보다 편리한 경향이 있지만, 데카르트형이 보다 일반적으로 메트릭 계산에 사용된다. 위상 각 회전들을 포함하는 AFC 프로세스의 부분으로서, 수신된 신호 샘플들은 90도의 연속 증분을 통해 미리 회전될 수 있어서, 짝수의 샘플들은 홀수 샘플들에 대해 위상이 +90도 또는 -90도로 변경되어서, 모든 하프-심볼들이 총 전파 경로 위상 시프트에 종속되는 각도로 아르강 도표(Argand diagram)(복합 면(complex plane))의 동일한 라인을 따라 놓이게 된다. 이 신호를 코히어런트 복조하기 위해, 라인의 각도는 채널 추정으로 공지된 프로세스에서 인식 동기워드 심볼들을 사용하여 결정되어야만 한다.
버스트를 포착하고 디지털화하고 AGC 및 AFC를 인가한 후에, 상술된 미국 특허 제5,557,645호 및 제5,619,533호에 기술된 바와 같이, 채널 추정기(11)는 동기워드의 예측 위치 주위에 할당된 버퍼(10)로부터의 샘플들을 판독하고, 인식 동기워드와 상관시킴으로써 또는 방정식의 오버디멘션 세트(overdimensioned set)의 최하위-제곱 해법(least-sqaures solution)에 의해 수신된 신호 및 유의 지연 에코들(significant delayed echos)의 크기 및 위상을 결정한다. 채널 추정은 실제로 2개의 동기워드들을 사용하여 실행될 수 있고, 비인식 심볼들이 GMSK 심볼들인지 또는 O-16QAM 심볼들인지를 수신기에게 알려주는 지표로서 총 신호 에너지의 최대 추정치를 제공하는 동기워드를 사용하여 실행될 수 있다. O-16QAM 심볼들이라고 나타나면, 채널 추정치들은 L개의 연속 O-16QAM 하프-심볼들의 모든 가능한 결합에 대하여 예측되는 복합 신호 값을 예측하는 예측기(12)에게 전달된다. 도 4의 일례에서, L의 값은 3이라고 도시되어 있다. 4 ×4 ×4 = 64의 가능성들을 함께 취할 수 있는 3개의 연속 하프-심볼들은 2개의 "이전" 하프-심볼들과 하나의 "새로운" 하프-심볼을 포함한다. 따라서, 예측 메모리(13)는 예측기(12)로부터 64개의 복합 값들을 수신하고 기억한다. 예측기(12)를 단순하게 하는데 이용될 수 있는 많은 대칭들(symmetries)이 존재한다. 예를 들면, 값들의 절반이 단지 다른 절반의 네가티브 값들이어서, 단지 32개의 별개의 값들이 계산될 필요가 있다. 또한, 단지 +3 또는 -3의 값들만을 포함하는 하프-심볼 시퀀스들과 관련된 값들은 단지 +1 또는 -1의 값들을 포함하는 하프-심볼 시퀀스들과 관련된 값들의 3배이다. 또한, 적어도 이미 계산된 값으로부터 시작하여, 모든 예측들을 신속하게 계산하는 방법은 이전 예측으로부터의 채널 추정치의 하나의 가산 또는 감산만을 사용하여 모든 요구된 예측들을 연속적으로 생성하도록 한번에 오직 하나의 하프-심볼만이 변경되는 그레이-코드 순서(Grey-code order)로 나머지를 계산하는 것이다. 예를 들면, 채널 추정기(11)에 의해 계산된 3개의 채널 추정치들이 C1, C2, C3으로 표기되면, 하프-심볼 시퀀스(S1, S2, S3)의 예측 수신 값들은 단지 P(S1, S2, S3) = C1.S1 + C2.S2 + C3.S3 이다.
만약 S1 = -3, S2 = -3, S3 = +1 이면, 예측 메모리(13)의 행(1), 열(3)에 기억된 예측치인 -3C1 - 3C2 + C3 을 얻는다. 그 후, 행(9), 열(3)에 기억된 심볼들(+1, -3, +1)에 대한 값은 P(-3, -3 +1) + 4C1과 동일한 P(+1, -3, +1) = C1 - 3C2 + C3이다.
따라서, P(+1, -3, +1)는 이미 계산된 P(-3, -3 +1)에 4C1을 가산함으로써 유도될 수 있고, C1을 4배하는 인수는 단지 C1의 이진 값들의 2개의 자리를 왼쪽으로 시프트함으로써 구현될 수 있기 때문에 산술 연산으로서 카운트되지 않는다. P(+3, -3, +1)는 2C1을 더 가산함으로써 계산될 수 있고, P(+3, -3, +3)는 2C3을 더 가산함으로써 계산될 수 있다. 따라서, 예측치들은 32개의 가산들 보다는 많고 64번(4개의 가산들 + 4개의 곱들) 보다는 적게 사용하여 계산될 수 있어서, 8 내지 16 번을 절약할 수 있다.
64개의 예측치들은 2개의 최종 하프-심볼들의 16가지 가능한 결합들 각각과 관련된 새로운 하프-심볼의 4개의 가능성들 각각에 대응하는 4개의 값들의 행을 포함한다. 또한 16개의 행들을 갖는 상태 메모리(14)를 형성하는 경로 히스토리(path history)와 경로 메트릭(path metric)은 16개의 최종 심볼 쌍들 각각과 관련된다.
상태 메모리(14)의 경로 메트릭 값들은 경로 히스토리의 심볼들이 정확할 가능성의 역 측정치(inverse measure)이다. 일반적으로 가능성 또는 확률은 언제나 1보다 작고 대수는 네가티브이기 때문에 역 가능성 측정치는 포지티브 수일 가능성의 대수를 마이너스로 나타낸다. 경로 메트릭 값이 커질수록, 가능성은 작아지고, 비터비 프로세서(20)를 제어하는 목적은 가장 작은 경로 메트릭을 제공하여서, 가장 큰 정확 가능성을 제공하는 하프 심볼 시퀀스가 확인될 때까지 계산 시퀀스를 제어함으로써, 수신된 신호의 "최상" 디코딩을 야기하는 것이다. 이는 다음과 같은 방법으로 달성된다.
인식 동기워드(307)에 인접한 수신 샘플들로부터 시작하여서 도 3의 신호 버스트(301)의 좌측으로 또는 우측으로 진행하면서, 수신된 신호 샘플은 버퍼 메모리(10)로부터 추출되어 4개의 비교기(18a, 18b, 18c, 18d)에 의해 표시된 4개의 비교 연산에 사용된다. 추출된 값은 동일한 새로운 하프-심볼과 동일한 이전 하프-심볼과 관련된 4개의 예측 값들과 비교되어서, 구 하프-심볼들(older half-symbols)을 차별한다. 도 4는 하프-심볼 시퀀스들과 관련된 예측 값들과의 4개의 비교들을 도시한다. 상기 관련 예측 값들은
-3, +1, -1
-1, +1, -1
+1, +1, -1
+3, +1, -1
이다. Z(i, j)가 예측 메모리(13)의 행(i), 열(j)에 기억된 예측치를 나타내면, 수신 신호 샘플은 수신된 샘플과 비교된 값의 복합 차(complex difference)의 계수의 제곱, 즉, 델타-메트릭 = ｜R - Zij｜2으로서 정의된 4개의 델타-메트릭들(delta-metrics)을 산출하기 위해 Z(i, j), Z(i+4, j), Z(i+8, j), Z(i+12, j)와 비교되는데, 여기서, R은 수신된 샘플 값이고, Zij는 미리 계산된 예측 값이다.
다음으로, 지금 막 계산된 델타-메트릭들이 새로운 4개의 경로 메트릭들을 획득하기 위해 상태 메모리(14)의 대응 행들로부터의 경로 메트릭들(도 4에서, 각각 9.89, 10.23, 12.15 및 10.01인 값들)에게 (가산기들(15a, 15b, 15c, 15d)에 의해 표시된 가산 연산들에서) 가산된다. 블록(16)은 상태 메모리(14)에서 4개의 새로운 경로 메트릭들중 최저 메트릭과 행을 결정한다. 블록(16)의 결과가 최종 하프-심볼과 새로운 심볼에 대응하는 새로운 상태 메모리 행을 생성하기 위해 비터비 프로세서(20)에 의해 사용된다. 본 실례에서, 이는 +1, -1과 동일한 2개의 최종 하프-심볼들의 행이다. 이는 프로세싱에 여전히 필요한 구 행(+1, -1)을 겹쳐쓰지 않는다. 실제로, 2개의 상태 메모리들(14)이 사용될 수 있다. 하나는 이전 경로 히스토리와 경로 메트릭들을 포함하기 위해, 다른 하나는 새로운 경로 히스토리와 경로 메트릭들을 수신하기 위해 사용된다. 2개의 상태 메모리들(14)을 사용하는 실시예들에서, 상태 메모리들(14)중 하나 또는 다른 하나는 기계의 연속 사이클들에 대하여 교대로 사용된다. 또한, 비터비 프로세서(20)는 새로운 상태(+1, -1)의 경로 히스토리가 될 블록(16)으로부터의 최저 메트릭으로 표시된 상태의 경로 히스토리를 선택하여서, 상태가 최저 메트릭을 야기했다고 기록된 경로 히스토리에 선택된 선행 상태(predecessor state)로부터의 2개의 최종 심볼들의 구 심볼들을 추가한다.
바로 전 하프-심볼의 모든 값들과 결합된 새로운 하프-심볼의 모든 가정들에 대하여 상술된 과정이 반복될 때, 16개의 새로운 상태들이 상태 메모리(14)에서 생성될 것이고 각각의 상태의 경로 히스토리들이 경로 히스토리의 하나의 여분의 심볼을 추가함으로써 확장될 것이다. 경로 히스토리가 너무 길어지는 것을 방지하기 위해, 경로 히스토리의 제일 오래된 하프-심볼(예를 들면, 도 4에 도시된 상태 메모리(14)의 가장 왼쪽 가장자리)이 최저 누적 경로 메트릭을 갖는 상태/행으로부터 선택기(17)에 의해 선택되고, 선택된 심볼은 심볼에 대한 최종 디코드 출력이다. 선택기(17)에 의해 다음 선택이 이루어짐으로써, 경로 히스토리들이 하나씩 단축된다. 메모리를 절약하기 위해 경로 히스토리 길이를 항상 절단할 필요는 없다. 도 3의 버스트 포맷(301)으로부터 디코드하기 위해 플래그 비트들을 포함하는 단지 58개의 값들만이 있는 경우, 모든 58개의 값들 ×16개의 행들을 기억하는 경로 히스토리 메모리는 오늘날의 표준에 비해 크지 않다. 프로세싱의 종료부에서, 도 3에 표시된 "말단(313, 315)"에 대응하는 신호 샘플들은 상태 메모리(14)의 경로 히스토리부로 "최종 2개의 하프-심볼들"을 통해 플러시(flush)하도록 처리된다. 최저 경로 메트릭과 관련된 경로 히스토리가 동기워드(307)의 한 사이드로부터 57개의 디코드 O-16QAM 값들과 플래그 비트(309 또는 311)를 산출하도록 선택된다. 그 후 동기워드(307)의 다른 사이드에 있는 58개의 값들에 대해 상기 과정이 반복된다.
송신된 "말단(tail)" 심볼들(313, 315)이 인식된 값들일 때 디코딩의 종료가 최상의 결과를 낳는다. 예를 들면, 송신된 말단 심볼들이 +3, 다음에 +1일 수 있다. 이는 임의의 가산 전력 다운-램핑(down-ramping) 전에 신호 버스트 진폭이 점차 사라짐을 나타낸다. 송신 전력의 제어된 다운-램핑은 신호가 인접 주파수 채널들로 원치 않게 스펙트럼 확산되는 것을 감소시키는 것을 돕는다.
인식 말단 하프-심볼들이 송신될 때, 말단 샘플들을 처리할 때 새로운 심볼의 모든 값들이 가정될 필요는 없다. 생성된 새로운 상태들의 수는 끝에서부터 2번째 말단 샘플을 처리할 때 16으로부터 4로 떨어지고, 최종 말단 샘플을 처리할 때 4로부터 1로 떨어진다. 따라서, 16개의 메트릭들 중에서 최저 메트릭을 결정할 필요 없이 58개의 디코드 값들을 포함하는 오직 하나의 상태만이 남는다.
또한 동기워드(307)의 최종 2개의 인식 하프-심볼들에 의해 정의된 단일 상태, 예를 들면, 동기워드(307)의 2개의 가장자리 비트들이 (+3, -3)의 GMSK 심볼 값들인 경우의 상태(+3, -3)로부터 시작함으로써, 디코딩의 초기화가 최상으로 실행된다. 그 후, 또한 2개의 GMSK 심볼 값 또는 OQPSK 심볼 값중 하나로 제한될 수 있는 플래그 하프-심볼(309 또는 311)을 가정할 때, 상태들의 수는 2개로 확장된다. 새로운 제1 O-16QAM 심볼을 가정한 후에, 상태들의 수는 8로 확장되고, 제2 비인식 O-16QAM 하프-심볼을 가정한 후에는 16으로 확장되며, 그 후, 말단 샘플들(313, 315)을 처리할 때 상태들의 수가 줄어들 때까지 16으로 유지된다.
도 4를 참조하여 설명된 상술된 설명은 L(=3)개의 연속 O-16QAM 하프-심볼들에 원칙적으로 종속되는 신호 샘플들을 디코딩하기 위한 등화기에 관련된 것이다. L = 3일 때, 필요한 상태들의 수는 4(L-1)= 16 이다.
등화기는 약 하나 또는 2개의 하프-심볼들 또는 270.833㎑의 GSM 샘플 클록 레이트의 경우에 4-8 마이크로초(microseconds)의 지연 에코들을 처리할 수 있다. 특히 멀티패스 전파 지연은 상태 메모리(14)의 상태들의 수를 증가시킴으로써 처리될 수 있어서, 3개 이상의 하프-심볼들에 종속되는 샘플들이 처리될 수 있다. 종래 기술에 숙련된 자들은 각각 8(L-1)또는 16(L-1)으로 증가된 상태에 각각 대응하는 O-64QAM 또는 O-256QAM과 같은 O-16QAM 보다 높은 차수의 배열에 대한 복조기를 만드는데 상술된 방법들을 적용할 수 있다. 여기서, L은 송신기로부터 수신기로의 전파 경로의 ISI로 인해 각각의 수신 신호 샘플이 종속되는 하프-심볼들의 수이다. 본 발명의 O-QAM 변조를 사용하여 제곱이 된 QAM 배열 사이즈의 제곱근인 상태들의 수를 갖는 MLSE 복조기를 야기하여서, 제곱이 된 배열 사이즈에 비례하는 복잡성을 갖는 비오프셋 QAM을 위한 종래 기술의 등화기들에 비해 수신기 복잡성이 더 낮아지게 한다.
유럽 GSM 표준 또는 미국 PCS1900 표준에 따라 동작하도록 설계된 이동 전화와 같이 GMSK 신호들을 수신하고 등화하도록 설계된 종래 기술 장치로, 16-상태 등화기가 일반적으로 사용된다. GMSK 하프-심볼들은 2개의 값들(예를 들면, +3 또는 -3)중 하나만을 취할 수 있는 이진 비트들이기 때문에, 종래 기술 등화기의 16개의 상태들은 O-16QAM의 경우에서와 같이 2개의 이전 비트-쌍들 대신 4개의 이전 비트들과 관련되지만; 2개의 등화기들이 동등하다는 것이 명백하다. 새로운 하프-심볼이 GMSK 경우에서 요구될 때, 오직 +3 또는 -3 값들만을 취할 수 있어서, 예측 메모리(13)의 2개의 열들만이 필요하다. 더욱이, GMSK의 경우에, 상태 메모리(14)의 2개의 행들만이 다음 상태에 대한 후보 선행 상태들이어서, 비교들(18a, 18b, 18c, 18d)중 오직 2개의 비교만이 필요하다. 다음 상태(i)를 획득하기 위해 Z(i, j) 및 Z(i+8, j)와의 비교만이 이루어진다. 따라서, 16개의 상태들을 갖는 등화기는 3개의 연속 O-16QAM 하프-심볼들에게 종속되거나 또는 대안으로 5개의 연속 GMSK 비트들에게 종속되는 수신 샘플들을 등화하는데 적용될 수 있음이 명백하다. 따라서, GMSK 또는 O-16QAM을 수신할 수 있는 이중 모드 디지털 셀룰러 폰이 경제적으로 생산될 수 있다.
또한, 상술된 발명에 따른 등화기 또는 이중-모드 등화기는 "하드(hard)" 디시젼(decision) 대신 "소프트(soft)" 디시젼을 출력할 수 있다. 소프트 디시젼은 심볼의 유사값뿐만 아니라 신뢰성도 나타내기 때문에 다음 에러 정정 디코딩에서 소프트 디시젼을 사용하는 것이 양호하다. 해머(Hammar)의 미국 특허 제5,099,499호는 상태 메모리(14)의 경로 히스토리 메모리가 GMSK 등화기의 비트 신뢰성의 측정치로서 관련 누적 메트릭을 계산하는데 사용되는 메트릭 비교의 히스토리를 기억할 수 있는 방법을 설명하고 있다. 상술된 해머의 특허는 본 명세서에 참조용으로 인용된다. 또한 소프트 디시젼은 도 4에 도시된 비교들(18a, 18b, 18c,18d)의 결과들을 사용하여 O-16QAM 하프-심볼의 각각의 비트에 대해 계산될 수 있고, 해머의 경우와 같이, 하드 디시젼 대신 상태 메모리(14)의 경로 히스토리부에 기억될 수 있다.
인식 동기 심볼들이 사용되지 않는 블라인드 등화(blind equalization), 또는 송신기-수신기 상대 속도를 보상하기 위해 채널 추정치들 또는 예측 값들을 갱신하는 채널 트랙킹 등화기와 같은 다른 변화들은 인용된 기술과 상술된 방법을 결합시킴으로써 이루어질 수 있다. 모든 변화는 첨부된 청구 범위에 의해 정의된 본 발명의 범위 및 정신 내에서 이루어진다.
본 발명은 특정 실시예를 참조하여 설명되었다. 그러나, 종래 기술에 숙련된 자들은 상술된 양호한 실시예들 외에 특정 형태로 본 발명을 구현할 수 있음을 쉽게 알 수 있다. 이는 본 발명의 범위를 벗어나서는 이루어질 수 없다. 양호한 실시예는 단지 하나의 예에 지나지 않고 임의의 방식으로 제한되어서는 안된다. 본 발명의 범위는 선행된 설명 보다는 첨부된 청구 범위들에 의해 정해지고, 모든 변화는 청구 범위 내에서 이루어진다

Claims (35)

  1. 송신기로부터의 정보 비트들을 수신기에 송신하기 위한 통신 방법에 있어서,
    하프-심볼들을 형성하기 위해 정보 비트들을 비트들의 N-비트 그룹들로 어셈블하는 단계;
    하프-심볼 클록(clock)의 짝수 순간(even instants)에 코사인파의 2N개의 가능한 진폭 레벨들중 하나로 상기 하프-심볼들중 짝수 하프-심볼들을 인코드하고, 상기 하프-심볼 클록의 홀수 순간에 사인파의 동일한 수의 진폭 레벨들중 하나로 상기 하프-심볼들중 홀수 하프-심볼들을 인코드하는 단계;
    2N개의 정보 비트들을 각각 전달하는 송신용 복합 심볼(complex symbols)들을 형성하기 위해 상기 코사인파와 사인파를 사용하는 단계;
    지정된 주파수 채널의 송신 신호로서 상기 복합 심볼들을 수신기에 송신하는 단계;
    상기 지정된 주파수 채널로 상기 송신 신호를 수신하고 하프-심볼 간격(interval)당 하나의 복합 샘플의 샘플링 레이트로 상기 수신된 송신 신호를 대표 복소수 값들(representative complex numerical values)로 변환하는 단계; 및
    상기 대표 복소수 값들의 교대 값들(alternate ones) 간의 대표 복소수 값들과 관련된 위상 각을 +90도 또는 -90도로 상기 대표 복소수 값들의 교대값들을 회전시킴으로써 상기 대표 복소수 값들로부터 한 세트의 선회전된(prerotated) 샘플들을 형성하는 단계; 및
    상기 정보 비트들을 복구하기 위해 상기 선회전된 샘플들을 처리하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    코사인파 및 사인파의 상기 진폭 레벨들 간의 전이들을 평활화하도록 필터링을 사용함으로써 송신 신호를 형성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 송신기로부터의 정보 비트들을 수신기에 송신하는 방법에 있어서,
    하프-심볼들을 형성하기 위해 상기 정보 비트들을 비트들의 N-비트 그룹들로 어셈블하는 단계;
    하프-심볼 클록의 짝수 순간에 코사인파의 2N개의 가능한 진폭 레벨들중 하나로 하프-심볼들중 짝수 하프-심볼들을 인코드하고, 상기 하프-심볼 클록의 홀수 순간에 사인파의 동일한 수의 진폭 레벨들중 하나로 상기 하프-심볼들중 홀수 하프-심볼들을 인코드하는 단계;
    2N개의 정보 비트들을 각각 전달하는 송신용 복합 심볼들을 형성하기 위해 상기 코사인파와 사인파를 함께 사용하는 단계; 및
    수신기에 미리 인식된 다른 하프-심볼들이 인터리브된 하프-심볼들을 전달하는 송신 신호로 상기 복합 심볼들을 수신기에 송신하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    코사인파 및 사인파의 상기 진폭 레벨들 간의 전이들을 평활화하도록 필터링을 사용함으로써 송신 신호를 형성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 인식 하프-심볼들은 상기 코사인파와 사인파의 2N개의 가능한 진폭 레벨들중 오직 2개로만 인코드되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 인식 하프-심볼들은 상기 코사인파 및 사인파의 최대 포지티브 진폭 레벨 또는 최대 네가티브 진폭 레벨로만 인코드되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1 정보 레이트 또는 제2 정보 레이트로 수신기에 정보 비트들을 송신하는 방법에 있어서,
    상기 제1 정보 레이트의 송신이 요구될 때 제1 수(N1)의 정보 비트들을 각각 포함하고, 상기 제2 정보 레이트의 송신이 요구될 때 제2 수(N2)의 정보 비트들을 대안으로 포함하는 비인식 하프-심볼들의 그룹들로 상기 정보 비트들을 어셈블하는 단계;
    상기 제1 정보 레이트의 송신이 요구될 때 N = N1이고, 상기 제2 정보 레이트의 송신이 요구될 때 N = N2이며, 하프-심볼 클록의 짝수 순간에 코사인파의 2N개의 가능한 진폭 레벨들중 하나로 비인식 하프-심볼들중 짝수의 비인식 하프-심볼들을 인코드하고, 상기 하프-심볼 클록의 홀수 순간에 사인파의 동일한 수의 진폭 레벨들중 하나로 상기 비인식 하프-심볼들중 홀수의 비인식 하프-심볼들을 인코드하는 단계;
    2N개의 정보 비트들을 각각 전달하는 송신용 복합 심볼들을 형성하기 위해 상기 코사인파와 사인파를 함께 사용하는 단계; 및
    수신기에 미리 인식된 다른 하프-심볼들이 인터리브된 비인식 하프-심볼들이 전달하는 송신 신호로 상기 복합 심볼들을 수신기에 송신하는 단계 - 상기 다른 하프-심볼들은 수신기에 인식된 수(N3)의 정보 비트들을 각각 포함하고, 상기 제1 정보 레이트 송신 또는 상기 제2 정보 레이트 송신중 어떤 송신이 요구되든지에 상관 없이 N3은 대안으로 N1 또는 N2와 동일해 질 수 있음-
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    코사인파 및 사인파의 상기 진폭 레벨들 간의 전이들을 평활화하도록 필터링을 사용함으로써 송신 신호를 형성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 수신기에 미리 인식된 다른 하프-심볼들은 수신기에 인식된 N1개의 정보 비트들을 각각 포함하고, 상기 비인식 하프-심볼들은 N2개의 정보 비트들을 각각 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 수(N1)가 1과 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제2 수(N2)가 2와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제2 수(N2)가 2와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제7항에 있어서,
    상기 제1 수(N1)가 1과 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제2 수(N2)가 2와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제7항에 있어서,
    상기 제2 수(N2)가 2와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제1 정보 레이트 또는 제2 정보 레이트로 수신기에 정보 비트들을 송신하는 방법에 있어서,
    상기 제1 정보 레이트의 송신이 요구될 때 제1 변조기 및 제2 변조기에 동일한 정보 비트들을 인가하고, 대안으로 상기 제2 정보 레이트의 송신이 요구될 때 상기 제1 변조기에 정보 비트들의 절반을 인가하고 상기 제2 변조기에 다른 절반을 인가함으로써, 제1 변조 신호 및 제2 변조 신호를 생성하는 단계; 및
    송신용 신호를 생성하기 위해 제1 가중치 인수(weighting factor) 및 제2 가중치 인수를 사용하여 상기 제1 변조 신호와 상기 제2 변조 신호를 결합시키는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 정보 레이트는 상기 수신기에 미리 인식된 비트들의 송신 중에 선택되고, 상기 제2 정보 레이트는 상기 수신기에 미리 인식되지 않은 비트들의 송신 중에 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 제1 변조기와 상기 제2 변조기는 각각 가우스 최소 시프트 키잉(GMSK)(Gaussian Minimum Shift Keying)을 사용하여 상기 인가된 정보 비트들을 변조하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 가중치 인수들은 서로에 대하여 2:1의 비율인 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    인식 심볼들은 심볼간 간섭을 보상하도록 상기 수신기를 적용시키기 위한 등화기 트레이닝 시퀀스(equalizer training sequence)를 형성하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제17항에 있어서,
    인식 심볼들은 대안으로 상기 제1 정보 레이트가 사용될 때 제1 인식 심볼 패턴을 포함하고, 상기 제2 정보 레이트가 사용될 때 제2 인식 심볼 패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 제1 인식 심볼 패턴과 상기 제2 인식 심볼 패턴중 어느 인식 심볼 패턴이 송신되었는지를 검출하고 검출된 인식 심볼 패턴에 따라서 상기 제1 정보 레이트 또는 상기 제2 정보 레이트로 정보를 디코드하는데 검출된 인식 심볼 패턴을 적용시키는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 가우스 최소 시프트 키잉(GMSK)으로 또는 대안으로 오프셋 16-직각 진폭 변조(O-16QAM)(Offeset 16-Quadrature Amplitude Modulation)로 변조된 신호를 사용하여 송신된 인식 정보 심볼들로 산재된 비인식 정보 심볼들을 디코드하고 멀티패스 전파 채널에 의해 야기된 심볼간 간섭을 보상하기 위한 수신기에 있어서,
    다수의 상태들을 기억하기 위한 상태 메모리 수단 -각각의 상태는 디코드 값-스트링(decoded value-string) 및 관련 경로 메트릭을 포함하고, 각각의 상기 디코드 값-스트링들은 이미 처리된 신호 샘플들에 포함된 정보의 상이한 가정들에 대응하고, 상기 각각의 관련 경로 메트릭들은 상기 대응 가정들이 정확한 가정일 수 있는 가능성을 나타냄-;
    상기 인식 정보 심볼들에 대응하는 수신된 신호 샘플들을 근거로 상기 멀티패스 전파의 각각의 경로의 위상 및 진폭을 나타내는 채널 계수들을 추정하기 위한 채널 추정 수단;
    상기 비인식 정보 심볼들이 상기 GMSK 변조 또는 상기 O-16QAM 변조중 어떤 변조를 사용하여 송신되었는지를 검출하고 등화기 모드 표시 신호를 제공하기 위한 검출 수단; 및
    디코드 값-스트링을 확장시키고 관련 경로 메트릭을 갱신함으로써 상기 상태 메모리의 각각의 상태를 갱신하도록 각각의 연속 신호 샘플의 프로세싱을 제어하기 위한 비터비 프로세싱 수단 -각각의 갱신 상태는 상기 등화기 모드 표시 신호가 O-16QAM을 나타낼 때 4개의 이전 상태들중 하나로부터 유도되고, 상기 등화기 모드 표시 신호가 GMSK를 나타낼 때 2개의 이전 상태들중 하나로부터 유도됨-
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 디코드 값-스트링의 각각의 값은 상기 등화기 모드 표시 신호가 GMSK를 나타낼 때 이진수(1) 또는 이진수(0)를 나타내고, 대안으로 상기 등화기 모드 표시 신호가 O-16QAM을 나타낼 때 각각의 상기 값이 한 쌍의 이진 비트들을 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 디코드 값-스트링의 각각의 값은 디코드 정보 심볼과 디코드 정보 심볼이 정확할 가능성을 모두 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  26. 제23항에 있어서,
    상기 인식 정보 심볼들이 상기 GMSK 변조를 사용하여 송신되고 상기 비인식 정보 심볼들이 상기 O-16QAM 변조를 사용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  27. 제23항에 있어서,
    상기 인식 정보 심볼들은 상기 O-16QAM중 최대 포지티브 신호 진폭 또는 최대 네가티브 신호 진폭에 도달하는 2개의 심볼들만을 사용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  28. 오프셋 직각 위상 시프트 키잉(OQPSK)(Offset Quadrature Phase Shift Keying)으로 또는 대안으로 오프셋 16-직각 진폭 변조(O-16QAM)로 변조된 신호를 사용하여 송신된 인식 정보 심볼들로 산재된 비인식 정보 심볼들을 디코드하고 멀티패스 전파 채널에 의해 야기된 심볼간 간섭을 보상하기 위한 수신기에 있어서,
    다수의 상태들을 기억하기 위한 상태 메모리 수단 -각각의 상태는 디코드 값-스트링 및 관련 경로 메트릭을 포함하고, 각각의 상기 디코드 값-스트링들은 이미 처리된 신호 샘플들에 포함된 정보의 상이한 가정들에 대응하고, 상기 각각의 관련 경로 메트릭들은 대응 가정들이 정확한 가정일 수 있는 가능성을 나타냄-;
    상기 인식 정보 심볼들에 대응하는 수신된 신호 샘플들을 근거로 상기 멀티패스 전파의 각각의 경로의 위상 및 진폭을 나타내는 채널 계수들을 추정하기 위한 채널 추정 수단;
    상기 비인식 정보 심볼들이 상기 OQPSK 변조 또는 상기 O-16QAM 변조중 어떤 변조를 사용하여 송신되었는지를 검출하고 등화기 모드 표시 신호를 제공하기 위한 검출 수단; 및
    디코드 값-스트링을 확장시키고 관련 경로 메트릭을 갱신함으로써 상기 상태 메모리의 각각의 상태를 갱신하도록 각각의 연속 신호 샘플의 프로세싱을 제어하기 위한 비터비 프로세싱 수단 -각각의 갱신 상태는 상기 등화기 모드 표시 신호가 O-16QAM을 나타낼 때 4개의 이전 상태들중 하나로부터 유도되고, 상기 등화기 모드 표시 신호가 OQPSK를 나타낼 때 대안으로 2개의 이전 상태들중 하나로부터 유도됨-
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 디코드 값-스트링의 각각의 값은 상기 등화기 모드 표시 신호가 OQPSK를 나타낼 때 이진수(1) 또는 이진수(0)를 나타내고, 대안으로 상기 등화기 모드 표시 신호가 O-16QAM을 나타낼 때 상기 각각의 값이 한 쌍의 이진 비트들을 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 디코드 값-스트링의 각각의 값은 디코드 정보 심볼과 상기 디코드 정보 심볼이 정확할 가능성을 모두 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  31. 제28항에 있어서,
    상기 인식 정보 심볼들은 상기 OQPSK 변조를 사용하여 송신되고 상기 비인식 정보 심볼들은 상기 O-16QAM 변조를 사용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  32. 제28항에 있어서,
    상기 인식 정보 심볼들이 상기 O-16QAM중 최대 포지티브 신호 진폭 또는 최대 네가티브 신호 진폭에 도달하는 2개의 심볼들만을 사용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  33. 가우스 최소 시프트 키잉(GMSK) 변조 또는 오프셋 직각 진폭 변조(OQAM)를 사용하여 정보를 송신하기 위한 송신기에 있어서,
    관련 이진 정보 비트 스트림들을 위한 입력들을 갖고 대응 변조 출력 신호들을 제공하는 적어도 2개의 GMSK 변조 수단;
    상기 변조 출력 신호들을 각각 증폭시키고 선정된 진폭 비율들로 상기 증폭된 신호들을 결합시키기 위한 증폭 및 결합 수단; 및
    상기 GMSK 변조가 요구될 때 서로 모두 동일한 상기 적어도 2개의 GMSK 변조 수단에 제공된 상기 관련 이진 정보 비트스트림들을 선택하고, 대안으로 상기 OQAM 변조가 요구될 때 서로 상이한 상기 적어도 2개의 GMSK 변조 수단에 제공된 상기 이진 정보 비트스트림들중 적어도 2개를 선택하기 위한 제어 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 증폭 수단은 포화 전력 증폭기인 것을 특징으로 하는 송신기.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 결합 수단은 방향성 결합기인 것을 특징으로 하는 송신기.
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