JPH05335893A - 等化方法及び装置 - Google Patents
等化方法及び装置Info
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- JPH05335893A JPH05335893A JP14180992A JP14180992A JPH05335893A JP H05335893 A JPH05335893 A JP H05335893A JP 14180992 A JP14180992 A JP 14180992A JP 14180992 A JP14180992 A JP 14180992A JP H05335893 A JPH05335893 A JP H05335893A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 符号間干渉のある伝送路の受信側での等化処
理を簡略化する。 【構成】 伝送状態Ｓ1〜Ｓ16を４つのブロックに分け
て各ブロックの代表点Ｄ1〜Ｄ4を定める。そして各代表
点に対してビタビアルゴリズムにより推移確率最大のパ
スを求め、ついでそのパスに沿ったブロック間で各状態
間の推移確率最大のパスを求める。 【効果】 代表点同志が結ばれていないブロックの間で
は、それらのブロックに属する状態間の推移確率は小さ
いので、これを無視しても最尤推定特性への影響は小さ
く、全体の計算量を大幅に減らせる。
理を簡略化する。 【構成】 伝送状態Ｓ1〜Ｓ16を４つのブロックに分け
て各ブロックの代表点Ｄ1〜Ｄ4を定める。そして各代表
点に対してビタビアルゴリズムにより推移確率最大のパ
スを求め、ついでそのパスに沿ったブロック間で各状態
間の推移確率最大のパスを求める。 【効果】 代表点同志が結ばれていないブロックの間で
は、それらのブロックに属する状態間の推移確率は小さ
いので、これを無視しても最尤推定特性への影響は小さ
く、全体の計算量を大幅に減らせる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、伝送システムの伝送路
で生じた歪みを等化するための等化方法及び装置に関わ
り、特にディジタル移動通信システムで用いるのに適し
た等化方法及び装置に関する。
で生じた歪みを等化するための等化方法及び装置に関わ
り、特にディジタル移動通信システムで用いるのに適し
た等化方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動無線システムでは、受信
電波が建物の反射などのためにいくつもの経路を通って
受信され、しかもその反射状態は移動無線機の移動にと
もなって時間的に変化する。このために、通常の固定局
間マイクロ波無線方式などに比べると激しいフェージン
グが常時発生し、受信側で復調するときに大きな誤りを
発生することになる。この誤り発生の原因の１つに、異
なる経路を通ってきた複数の電波が時間的にづれて受信
されるために発生する符号間干渉があり、これは送信パ
ルスの周波数が大きいほど顕著となる。フェージングに
よる符号間干渉の影響を軽減する対策として、誤り訂正
能力の優れたビタビ等化器の使用が有望視され、研究開
発が行われている。
電波が建物の反射などのためにいくつもの経路を通って
受信され、しかもその反射状態は移動無線機の移動にと
もなって時間的に変化する。このために、通常の固定局
間マイクロ波無線方式などに比べると激しいフェージン
グが常時発生し、受信側で復調するときに大きな誤りを
発生することになる。この誤り発生の原因の１つに、異
なる経路を通ってきた複数の電波が時間的にづれて受信
されるために発生する符号間干渉があり、これは送信パ
ルスの周波数が大きいほど顕著となる。フェージングに
よる符号間干渉の影響を軽減する対策として、誤り訂正
能力の優れたビタビ等化器の使用が有望視され、研究開
発が行われている。
【０００３】このビタビ等化器を、４相位相変調（ＱＰ
ＳＫ）によりパルス伝送する場合を例に説明する。図４
はＱＰＳＫ波を生成する直交変調器の構成を示すもので
ある。ＱＰＳＫ方式では、通常差動位相変調が用いられ
るので、送信情報の２ビットづつがまとめられて４値の
情報シンボル列ｄ1，ｄ2，・・・とされたの値、さらに
これが図４で順次加算されて４値の送信シンボル列
ｃ1，ｃ2，・・・が生成される。ここで
ＳＫ）によりパルス伝送する場合を例に説明する。図４
はＱＰＳＫ波を生成する直交変調器の構成を示すもので
ある。ＱＰＳＫ方式では、通常差動位相変調が用いられ
るので、送信情報の２ビットづつがまとめられて４値の
情報シンボル列ｄ1，ｄ2，・・・とされたの値、さらに
これが図４で順次加算されて４値の送信シンボル列
ｃ1，ｃ2，・・・が生成される。ここで
【数１】 ｃi＝ｃi-1＋ｄi＝（ａi，ｂi），ｉ＝２，３，・・・ である。この式の＋は図４の加算を表し、ａi，ｂiは
０，１の２値である。この送信シンボルｃiは図４の直
交変調器に入力され、ローカル発振器１からのキャリア
Ｉとそれをπ／２位相シフトしたキャリアＱをそれぞれ
２相変調器２、３で変調する。それらの結果は加算器４
で加え合わされて出力される。図５は、図４の直交変調
器によって生成されたＱＰＳＫ波のアイダイアグラム
で、入力シンボルｃi（４値）に応じて４つの状態（キ
ャリア位相）Ｓ1〜Ｓ4をとる。従って図６に例示したよ
うに、入力シンボルの系列ｃ1，ｃ2，・・・に対して、
１タイムスロットごとにＱＰＳＫ波の状態は推移する
（同一状態の場合もある）。
０，１の２値である。この送信シンボルｃiは図４の直
交変調器に入力され、ローカル発振器１からのキャリア
Ｉとそれをπ／２位相シフトしたキャリアＱをそれぞれ
２相変調器２、３で変調する。それらの結果は加算器４
で加え合わされて出力される。図５は、図４の直交変調
器によって生成されたＱＰＳＫ波のアイダイアグラム
で、入力シンボルｃi（４値）に応じて４つの状態（キ
ャリア位相）Ｓ1〜Ｓ4をとる。従って図６に例示したよ
うに、入力シンボルの系列ｃ1，ｃ2，・・・に対して、
１タイムスロットごとにＱＰＳＫ波の状態は推移する
（同一状態の場合もある）。
【０００４】受信側では、送信シンボル系列ｃ1，ｃ2・
・・に対応する状態の系列Ｔ1，Ｔ2，・・・（ＴiはＳ1
〜Ｓ4の内の１つ）にフェージングなどによる符号間干
渉成分が重なった受信状態系列が受信され、これから受
信シンボル系列ｒ1，ｒ2，・・・が復号されたとする。
このとき受信シンボル系列の所定の長さＬ（通常５〜１
０シンボル程度。これをブロックという）ごとに、その
ブロック内の受信シンボル系列ｒB1，ｒB2，・・・ｒBL
を生成する確率が最も大きい送信状態系列ＴB1，ＴB2，
・・・ＴBLをもとめ、これに対応する送信シンボル系列
を等化した受信シンボル系列として出力するのが最尤復
号法として知られるものである。ここで上記の最大確率
を求める１つの方法としては、送信シンボル系列Ｔ1，
Ｔ2，・・・を発生する情報シンボル列をｄ1，ｄ2，・
・・としたとき、ｄiとｒiの間の距離の２乗をとり、こ
れをそのブロック内で（ｉ＝１，２、・・・Ｌについ
て）全部加えたものが一番小さくなったものを選ぶもの
があり、ここではこれを用いるものとする。最尤復号を
行うには、ブロックの長さＬに対し、全ての可能な送信
状態系列４L個（状態が一般にＮ個あるときはＮL個）に
ついて上記の確率を求めて比較しなければならないが、
これは大きな計算量になる。
・・に対応する状態の系列Ｔ1，Ｔ2，・・・（ＴiはＳ1
〜Ｓ4の内の１つ）にフェージングなどによる符号間干
渉成分が重なった受信状態系列が受信され、これから受
信シンボル系列ｒ1，ｒ2，・・・が復号されたとする。
このとき受信シンボル系列の所定の長さＬ（通常５〜１
０シンボル程度。これをブロックという）ごとに、その
ブロック内の受信シンボル系列ｒB1，ｒB2，・・・ｒBL
を生成する確率が最も大きい送信状態系列ＴB1，ＴB2，
・・・ＴBLをもとめ、これに対応する送信シンボル系列
を等化した受信シンボル系列として出力するのが最尤復
号法として知られるものである。ここで上記の最大確率
を求める１つの方法としては、送信シンボル系列Ｔ1，
Ｔ2，・・・を発生する情報シンボル列をｄ1，ｄ2，・
・・としたとき、ｄiとｒiの間の距離の２乗をとり、こ
れをそのブロック内で（ｉ＝１，２、・・・Ｌについ
て）全部加えたものが一番小さくなったものを選ぶもの
があり、ここではこれを用いるものとする。最尤復号を
行うには、ブロックの長さＬに対し、全ての可能な送信
状態系列４L個（状態が一般にＮ個あるときはＮL個）に
ついて上記の確率を求めて比較しなければならないが、
これは大きな計算量になる。
【０００５】ビタビ等化器では、この計算量を大幅に減
らすように工夫したビタビアルゴリズムを用いる。い
ま、図７に示した実線の系列Ｔ1，Ｔ2，・・・Ｔ5が受
信シンボル列に対して最大確率を与えたとする。（図は
Ｌ＝５）このとき途中の、例えばＴ4へいたる別の系列
Ｔ1，Ｔ2’，Ｔ3’，Ｔ4（点線）を考えると、これが同
じ受信信号系列から生成される確率は、最大確率の実線
の系列の場合よりも必ず小さい（か等しい）から、図の
Ｔ4へ至る系列は実線のものだけ考えればよく、他の点
線のような系列はすべて取り除いてＴ4以降の比較を行
えばよい。これは全ての時刻の全ての状態へ至るパスの
それぞれについても同じことが言える。従って、図８に
示したように、時刻ｉＴに状態Ｓ1になるパスで、時刻
（ｉ−１）Ｔが状態Ｓ1〜Ｓ4であったときの、この部分
だけの該当受信系列に対する確率をそれぞれ求めて最大
のものを取り出し、それを時刻ｉＴに於ける状態Ｓ1へ
の生き残りパスとする。この処理を時刻ｉＴにおける各
状態Ｓ2〜Ｓ4についても行えば、図９のように時刻ｉＴ
では各状態Ｓ1〜Ｓ4毎に１つづつの生き残りパスが得ら
れる。こうした処理をｉ＝１、２、・・・と順次行え
ば、ブロック全体にわたる最尤系列が求められる。以上
のようなビタビアルゴリズムは、ダイナミックプログラ
ミングとして知られている計算方法の一種であり、不要
なパスの比較・評価を除去することで、計算量を大幅に
減らしており、効率のよいビタビ等化器が実現できる。
らすように工夫したビタビアルゴリズムを用いる。い
ま、図７に示した実線の系列Ｔ1，Ｔ2，・・・Ｔ5が受
信シンボル列に対して最大確率を与えたとする。（図は
Ｌ＝５）このとき途中の、例えばＴ4へいたる別の系列
Ｔ1，Ｔ2’，Ｔ3’，Ｔ4（点線）を考えると、これが同
じ受信信号系列から生成される確率は、最大確率の実線
の系列の場合よりも必ず小さい（か等しい）から、図の
Ｔ4へ至る系列は実線のものだけ考えればよく、他の点
線のような系列はすべて取り除いてＴ4以降の比較を行
えばよい。これは全ての時刻の全ての状態へ至るパスの
それぞれについても同じことが言える。従って、図８に
示したように、時刻ｉＴに状態Ｓ1になるパスで、時刻
（ｉ−１）Ｔが状態Ｓ1〜Ｓ4であったときの、この部分
だけの該当受信系列に対する確率をそれぞれ求めて最大
のものを取り出し、それを時刻ｉＴに於ける状態Ｓ1へ
の生き残りパスとする。この処理を時刻ｉＴにおける各
状態Ｓ2〜Ｓ4についても行えば、図９のように時刻ｉＴ
では各状態Ｓ1〜Ｓ4毎に１つづつの生き残りパスが得ら
れる。こうした処理をｉ＝１、２、・・・と順次行え
ば、ブロック全体にわたる最尤系列が求められる。以上
のようなビタビアルゴリズムは、ダイナミックプログラ
ミングとして知られている計算方法の一種であり、不要
なパスの比較・評価を除去することで、計算量を大幅に
減らしており、効率のよいビタビ等化器が実現できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ビタビアルゴリズムで
は、送信状態の個数をＮとしたとき、１つの時刻ｉＴに
おける各状態への生き残りパスを求めるのに、その１つ
の状態ごとにＮ回の最小２乗距離の算出とそれらの比較
（２乗距離を比べ、その距離が小さい程、当該状態間の
推移確率が大きいと判定する処理）という演算が必要に
なるから、合計でＮ2回の演算を行わねばならない。従
って例えば送信状態が１６ある１６ＱＡＭの場合、アイ
ダイアグラムは図１０となるが、ＱＰＳＫの場合に比べ
て１６倍の演算量となり、さらに効率のよい計算アルゴ
リズムが必要となる。
は、送信状態の個数をＮとしたとき、１つの時刻ｉＴに
おける各状態への生き残りパスを求めるのに、その１つ
の状態ごとにＮ回の最小２乗距離の算出とそれらの比較
（２乗距離を比べ、その距離が小さい程、当該状態間の
推移確率が大きいと判定する処理）という演算が必要に
なるから、合計でＮ2回の演算を行わねばならない。従
って例えば送信状態が１６ある１６ＱＡＭの場合、アイ
ダイアグラムは図１０となるが、ＱＰＳＫの場合に比べ
て１６倍の演算量となり、さらに効率のよい計算アルゴ
リズムが必要となる。
【０００７】本発明の目的は、送信状態数が大きくなっ
ても、符号間干渉を等化するための演算処理を効率よく
行うことのできる等化方法及び装置を提供するにある。
ても、符号間干渉を等化するための演算処理を効率よく
行うことのできる等化方法及び装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信側の状態
を複数個のブロックに分けてその各ブロックに含まれる
状態の代表状態を定め、１つの受信シンボルが出力され
る毎に、上記代表状態の間の推移確率が最大となる代表
生き残りパスをビタビアルゴリズムを用いて求めるとこ
ろの第１処理と、該処理により得られた代表生き残りパ
スにより到達するブロックの各々の状態への上記代表生
き残りパス出側の各状態からの生き残りパスをビタビア
ルゴリズムを用いて求めるところの第２処理を行うとと
もに、上記受信シンボルの各々について順次上記第１及
び第２処理を行って生成した生き残りパスをつないで得
られるパスの各々について、当該パスを構成する生き残
りパスの推移確率を加算した値が最大となるパスを求め
て等化したシンボル系列を出力する（請求項１）。
を複数個のブロックに分けてその各ブロックに含まれる
状態の代表状態を定め、１つの受信シンボルが出力され
る毎に、上記代表状態の間の推移確率が最大となる代表
生き残りパスをビタビアルゴリズムを用いて求めるとこ
ろの第１処理と、該処理により得られた代表生き残りパ
スにより到達するブロックの各々の状態への上記代表生
き残りパス出側の各状態からの生き残りパスをビタビア
ルゴリズムを用いて求めるところの第２処理を行うとと
もに、上記受信シンボルの各々について順次上記第１及
び第２処理を行って生成した生き残りパスをつないで得
られるパスの各々について、当該パスを構成する生き残
りパスの推移確率を加算した値が最大となるパスを求め
て等化したシンボル系列を出力する（請求項１）。
【０００９】更に本発明は、前記伝送路は、固定局と移
動局を結ぶ多重波干渉のある無線伝送路であることとし
た（請求項２）。
動局を結ぶ多重波干渉のある無線伝送路であることとし
た（請求項２）。
【００１０】更に本発明は、有限個の状態を有し、ディ
ジタルデータである情報シンボルが入力されたときの状
態と上記入力情報シンボルとにより定まる状態へ移行す
るとともに、該移行した状態に対応する送信シンボルを
送信するための送信手段と、該手段からの上記送信シン
ボルを伝送路を介して受信し、その受信信号から上記情
報シンボルに対する受信シンボルを取り出すための受信
手段とを備えたディジタル伝送システムにおける受信シ
ンボルの等化装置に於て、上記送信手段の状態を複数個
のブロックに分けてその各ブロックに含まれる状態の代
表状態を定め、ある受信シンボルが１つ出力されたとき
に、各代表状態について当該代表状態への推移確率が最
大となる代表状態からのパスを各パスに対応する送信シ
ンボルと上記受信シンボルとの比較から求めて代表生き
残りパスとする第１の処理手段と、上記第１の処理手段
により得られた代表生き残りパスにより到達するブロッ
クの各々の状態について上記代表生き残りパス出側のブ
ロックの各状態からの推移確率が最大となるパスを各パ
スに対応する送信シンボルと上記受信シンボルとの比較
から求めて生き残りパスとする第２の処理手段と、上記
受信シンボルの各々について順次上記第１及び第２の処
理手段に従って生成した生き残りパスをつないで得られ
るパスの各々について、当該パスを構成する生き残りパ
スの推移確率を加算した値が最大となるパスを求めて等
化したシンボル系列を出力する第３の処理手段と、を備
えてなる（請求項３）。
ジタルデータである情報シンボルが入力されたときの状
態と上記入力情報シンボルとにより定まる状態へ移行す
るとともに、該移行した状態に対応する送信シンボルを
送信するための送信手段と、該手段からの上記送信シン
ボルを伝送路を介して受信し、その受信信号から上記情
報シンボルに対する受信シンボルを取り出すための受信
手段とを備えたディジタル伝送システムにおける受信シ
ンボルの等化装置に於て、上記送信手段の状態を複数個
のブロックに分けてその各ブロックに含まれる状態の代
表状態を定め、ある受信シンボルが１つ出力されたとき
に、各代表状態について当該代表状態への推移確率が最
大となる代表状態からのパスを各パスに対応する送信シ
ンボルと上記受信シンボルとの比較から求めて代表生き
残りパスとする第１の処理手段と、上記第１の処理手段
により得られた代表生き残りパスにより到達するブロッ
クの各々の状態について上記代表生き残りパス出側のブ
ロックの各状態からの推移確率が最大となるパスを各パ
スに対応する送信シンボルと上記受信シンボルとの比較
から求めて生き残りパスとする第２の処理手段と、上記
受信シンボルの各々について順次上記第１及び第２の処
理手段に従って生成した生き残りパスをつないで得られ
るパスの各々について、当該パスを構成する生き残りパ
スの推移確率を加算した値が最大となるパスを求めて等
化したシンボル系列を出力する第３の処理手段と、を備
えてなる（請求項３）。
【００１１】
【作用】ブロック代表状態間の代表生き残りパスを第１
処理（又は処理手段）で求め、この代表生き残りパスで
結ばれたブロックの間だけで状態間の生き残りパスを求
めるから、１つの受信シンボルに対応する生き残りパス
を求めるための計算量は、全状態間の生き残りパスを求
めるための計算量よりも大幅に少なくてよい。但し代表
生き残りパスで結ばれるブロック間以外のパスは無視さ
れるが、あるブロック中に含まれる状態とその代表状態
との距離が、他ブロックの代表状態との距離よりも十分
小さくなるように、近くにある状態同志をまとめてブロ
ック分けを行っておけば、上記のようにパスが限定され
るための特性劣化は小さく、よい近似でもって最尤推定
が行える（請求項１〜３）。
処理（又は処理手段）で求め、この代表生き残りパスで
結ばれたブロックの間だけで状態間の生き残りパスを求
めるから、１つの受信シンボルに対応する生き残りパス
を求めるための計算量は、全状態間の生き残りパスを求
めるための計算量よりも大幅に少なくてよい。但し代表
生き残りパスで結ばれるブロック間以外のパスは無視さ
れるが、あるブロック中に含まれる状態とその代表状態
との距離が、他ブロックの代表状態との距離よりも十分
小さくなるように、近くにある状態同志をまとめてブロ
ック分けを行っておけば、上記のようにパスが限定され
るための特性劣化は小さく、よい近似でもって最尤推定
が行える（請求項１〜３）。
【００１２】
【実施例】以下、本発明を固定局と移動局を結ぶ多重波
干渉のある無線伝送路を前提として、実施例により説明
する。更に送信側では、その状態が出力搬送波の位相及
び振幅の組で表せるものである。図１は本発明を１６Ｑ
ＡＭ方式の無線伝送路に適用したときの最尤推定を行う
ためのアルゴリズムの説明図である。このアルゴリズム
の処理はマイコンのソフトウェアによるやり方、又はア
ルゴリズム処理実現のための専用ハードウェアによるや
り方、の２つがある。専用ハードウェアでは、後述する
第１段階の処理と、第２段階の処理とを実現するハード
ウェアを設ければよい。まず１６個の送信状態を、互い
に近接したもの同志をまとめて４つのブロックＢ1〜Ｂ4
に分ける。即ち各ブロックＢiは、
干渉のある無線伝送路を前提として、実施例により説明
する。更に送信側では、その状態が出力搬送波の位相及
び振幅の組で表せるものである。図１は本発明を１６Ｑ
ＡＭ方式の無線伝送路に適用したときの最尤推定を行う
ためのアルゴリズムの説明図である。このアルゴリズム
の処理はマイコンのソフトウェアによるやり方、又はア
ルゴリズム処理実現のための専用ハードウェアによるや
り方、の２つがある。専用ハードウェアでは、後述する
第１段階の処理と、第２段階の処理とを実現するハード
ウェアを設ければよい。まず１６個の送信状態を、互い
に近接したもの同志をまとめて４つのブロックＢ1〜Ｂ4
に分ける。即ち各ブロックＢiは、
【００１３】
【数２】Ｂi＝｛Ｓ4i-3，Ｓ4i-2，Ｓ4i-1，Ｓ4i｝ である。但し各送信状態Ｓiは図１０で示したものと同
じであり、各ブロックＢiはアイダイアグラム面の第ｉ
象限内に存在する状態をまとめたものとなっている。次
に各ブロックＢi毎に代表点Ｄiを定める。Ｄiはブロッ
クＢiに対応する状態の幾何学的中心とする。例えば、
代表するシンボル（ブロック１ではＳ1〜Ｓ4の４つの状
態が相当）から等間隔となる位置（中心位置）に選ぶ。
じであり、各ブロックＢiはアイダイアグラム面の第ｉ
象限内に存在する状態をまとめたものとなっている。次
に各ブロックＢi毎に代表点Ｄiを定める。Ｄiはブロッ
クＢiに対応する状態の幾何学的中心とする。例えば、
代表するシンボル（ブロック１ではＳ1〜Ｓ4の４つの状
態が相当）から等間隔となる位置（中心位置）に選ぶ。
【００１４】１６状態の最尤推定をビタビアルゴリズム
で行うと、時刻（ｉ−１）ＴからｉＴへの生き残りパス
を１６本求めることになるが、本実施例では、この処理
を次の２段階の処理により行う。まず、第１段階では、
図２に示すように時刻（ｉ−１）ＴからｉＴへの代表点
への生き残りパスをビタビアルゴリズムにより求める。
即ち、送信シンボルと受信シンボル間の２乗距離を比
べ、この距離が小さい程当該状態間の推移確率が大きい
と判定することで求める。この場合、受信状態系列は実
際の受信結果から定まる系列である。第２段階では、図
２の生き残りパスの各々についての各送信状態間の生き
残りパスを求める。即ち、代表点Ｄiを持つブロックは
４つの送信状態からなっており、例えば図２のＤ2から
Ｄ3への１つの生き残りパスは４状態Ｓ5〜Ｓ8から４状
態Ｓ9〜Ｓ12へのパスと見なせるので、図３に示すよう
にこれらの間の生き残りパスを求める。この代表点の間
の生き残りパスの求め方は、各シンボルの生き残りパス
と同様である（但しこの場合はＱＰＳＫであり、２乗距
離が最小のものを選ぶ）。従って今回の実施例では、Ｑ
ＰＳＫの代表点で荒く生き残りパス範囲をしぼりこんで
選択してから１６ＱＡＭのパス選択を行う（但し代表点
に含まれる範囲で）ことになる。
で行うと、時刻（ｉ−１）ＴからｉＴへの生き残りパス
を１６本求めることになるが、本実施例では、この処理
を次の２段階の処理により行う。まず、第１段階では、
図２に示すように時刻（ｉ−１）ＴからｉＴへの代表点
への生き残りパスをビタビアルゴリズムにより求める。
即ち、送信シンボルと受信シンボル間の２乗距離を比
べ、この距離が小さい程当該状態間の推移確率が大きい
と判定することで求める。この場合、受信状態系列は実
際の受信結果から定まる系列である。第２段階では、図
２の生き残りパスの各々についての各送信状態間の生き
残りパスを求める。即ち、代表点Ｄiを持つブロックは
４つの送信状態からなっており、例えば図２のＤ2から
Ｄ3への１つの生き残りパスは４状態Ｓ5〜Ｓ8から４状
態Ｓ9〜Ｓ12へのパスと見なせるので、図３に示すよう
にこれらの間の生き残りパスを求める。この代表点の間
の生き残りパスの求め方は、各シンボルの生き残りパス
と同様である（但しこの場合はＱＰＳＫであり、２乗距
離が最小のものを選ぶ）。従って今回の実施例では、Ｑ
ＰＳＫの代表点で荒く生き残りパス範囲をしぼりこんで
選択してから１６ＱＡＭのパス選択を行う（但し代表点
に含まれる範囲で）ことになる。
【００１５】以上に述べた本実施例の２段階処理によれ
ば、パス選択はブロック毎に限定される、即ち１つのブ
ロック内の状態につながる生き残りパスは１つのブロッ
クからしか出ないように限定されるが、各ブロック内の
状態とその所属するブロックの代表点の距離は、別ブロ
ックの代表点との距離に比べて十分小さいので、パス選
択が限定されることによる特性の劣化は小さい。そして
本実施例の処理に必要な距離の算出と比較という演算の
回数は、時刻ｉＴへの１６本の生き残りパスを求めるの
に、
ば、パス選択はブロック毎に限定される、即ち１つのブ
ロック内の状態につながる生き残りパスは１つのブロッ
クからしか出ないように限定されるが、各ブロック内の
状態とその所属するブロックの代表点の距離は、別ブロ
ックの代表点との距離に比べて十分小さいので、パス選
択が限定されることによる特性の劣化は小さい。そして
本実施例の処理に必要な距離の算出と比較という演算の
回数は、時刻ｉＴへの１６本の生き残りパスを求めるの
に、
【００１６】
【数３】（４＋４×４）×４＝８０ となる。ここで（）内の最初の４は図２の１つのパスを
求めるための演算回数、（）内の４×４は図３の４本の
生き残りパスを求めるための演算回数、最後の４はブロ
ック数である。これを１６状態にそのままビタビアルゴ
リズムを適用したときの１６2＝２５６回の演算と比べ
れば、処理回数を約１／３に減らすことができる。
求めるための演算回数、（）内の４×４は図３の４本の
生き残りパスを求めるための演算回数、最後の４はブロ
ック数である。これを１６状態にそのままビタビアルゴ
リズムを適用したときの１６2＝２５６回の演算と比べ
れば、処理回数を約１／３に減らすことができる。
【００１７】なお、一般にｍＮ状態をｍ個のブロックに
分割して本発明のアルゴリズムを用いれば、演算回数は
（ｍ＋Ｎ2）・ｍとなり、従来のビタビアルゴリズムで
必要とする（ｍＮ）2 とくらべると（ｍ＋Ｎ2）／ｍＮ2
（＜１）倍の改善となる。
分割して本発明のアルゴリズムを用いれば、演算回数は
（ｍ＋Ｎ2）・ｍとなり、従来のビタビアルゴリズムで
必要とする（ｍＮ）2 とくらべると（ｍ＋Ｎ2）／ｍＮ2
（＜１）倍の改善となる。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、ビタビアルゴリズムに
よるよりもさらに少ない演算回数で送信信号の最尤推定
を行うことができ、ディジタル移動無線装置を簡略化、
経済化できる効果がある。
よるよりもさらに少ない演算回数で送信信号の最尤推定
を行うことができ、ディジタル移動無線装置を簡略化、
経済化できる効果がある。
【図１】１６ＱＡＭ方式の１６の送信状態を４個のブロ
ックに分割した例を示す図である。
ックに分割した例を示す図である。
【図２】ブロックの代表点Ｄ1〜Ｄ4の間の生き残りパス
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図３】ブロックＤ2の各状態からブロックＤ3の各状態
へ向かう生き残りパスの例を示す図である。
へ向かう生き残りパスの例を示す図である。
【図４】直交変調回路を示す図である。
【図５】ＱＰＳＫのアイダイアグラムである。
【図６】状態推移の説明図である。
【図７】ビタビアルゴリズムの説明図である。
【図８】生き残りパスを求める方法の説明図である。
【図９】生き残りパスの例を示す図である。
【図１０】１６ＱＡＭのアイダイアグラムである。
Ｓ1 状態 Ｓ2 状態 Ｓ3 状態 Ｓ4 状態 Ｓ5 状態 Ｓ6 状態 Ｓ7 状態 Ｓ8 状態 Ｓ9 状態 Ｓ10 状態 Ｓ11 状態 Ｓ12 状態 Ｓ13 状態 Ｓ14 状態 Ｓ15 状態 Ｓ16 状態 Ｄ1 代表点 Ｄ2 代表点 Ｄ3 代表点 Ｄ4 代表点
Claims (3)
- 【請求項１】 有限個の状態を有し、ディジタルデータ
である情報シンボルが入力されたときの状態と上記入力
情報シンボルとにより定まる状態へ移行するとともに、
該移行した状態に対応する送信シンボルを送信するため
の送信手段と、該手段からの上記送信シンボルを伝送路
を介して受信し、その受信信号から上記情報シンボルに
対する受信シンボルを取り出すための受信手段とを備え
たディジタル伝送システムにおける受信シンボルの等化
方法に於て、上記送信手段の状態を複数個のブロックに
分けてその各ブロックに含まれる状態の代表状態を定
め、ある受信シンボルが１つ出力されたときに、各代表
状態について当該代表状態への推移確率が最大となる代
表状態からのパスを各パスに対応する送信シンボルと上
記受信シンボルとの比較から求めて代表生き残りパスと
するところの第１処理を行い、次に上記第１処理により
得られた代表生き残りパスにより到達するブロックの各
々の状態について上記代表生き残りパス出側のブロック
の各状態からの推移確率が最大となるパスを各パスに対
応する送信シンボルと上記受信シンボルとの比較から求
めて生き残りパスとするところの第２処理を行うととも
に、上記受信シンボルの各々について順次上記第１及び
第２処理を行って生成した生き残りパスをつないで得ら
れるパスの各々について、当該パスを構成する生き残り
パスの推移確率を加算した値が最大となるパスを求めて
等化したシンボル系列を出力することを特徴とする等化
方法。 - 【請求項２】 前記伝送路は、固定局と移動局を結ぶ多
重波干渉のある無線伝送路であることを特徴とする請求
項１または２に記載の等化方法。 - 【請求項３】 有限個の状態を有し、ディジタルデータ
である情報シンボルが入力されたときの状態と上記入力
情報シンボルとにより定まる状態へ移行するとともに、
該移行した状態に対応する送信シンボルを送信するため
の送信手段と、該手段からの上記送信シンボルを伝送路
を介して受信し、その受信信号から上記情報シンボルに
対する受信シンボルを取り出すための受信手段とを備え
たディジタル伝送システムにおける受信シンボルの等化
装置に於て、上記送信手段の状態を複数個のブロックに
分けてその各ブロックに含まれる状態の代表状態を定
め、ある受信シンボルが１つ出力されたときに、各代表
状態について当該代表状態への推移確率が最大となる代
表状態からのパスを各パスに対応する送信シンボルと上
記受信シンボルとの比較から求めて代表生き残りパスと
する第１の処理手段と、上記第１の処理手段により得ら
れた代表生き残りパスにより到達するブロックの各々の
状態について上記代表生き残りパス出側のブロックの各
状態からの推移確率が最大となるパスを各パスに対応す
る送信シンボルと上記受信シンボルとの比較から求めて
生き残りパスとする第２の処理手段と、上記受信シンボ
ルの各々について順次上記第１及び第２の処理手段に従
って生成した生き残りパスをつないで得られるパスの各
々について、当該パスを構成する生き残りパスの推移確
率を加算した値が最大となるパスを求めて等化したシン
ボル系列を出力する第３の処理手段と、を備えてなるこ
とを特徴とする等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14180992A JPH05335893A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 等化方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14180992A JPH05335893A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 等化方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05335893A true JPH05335893A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15300637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14180992A Pending JPH05335893A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 等化方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05335893A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003524337A (ja) * | 2000-02-21 | 2003-08-12 | テラブス オーワイ | デジタル通信経路上において適応型チャネル等化のトレーニング段階を実施するための方法および装置 |
| GB2414644A (en) * | 2004-05-27 | 2005-11-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | M-ary-modulation-capable equalizing processing |
| JP2007189372A (ja) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Fujitsu Ltd | 最尤推定復号におけるレプリカ演算方法及び装置 |
| JP2007208869A (ja) * | 2006-02-06 | 2007-08-16 | Univ Meijo | 誤り訂正装置、受信装置、誤り訂正方法および誤り訂正プログラム |
-
1992
- 1992-06-02 JP JP14180992A patent/JPH05335893A/ja active Pending
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| JP4672229B2 (ja) * | 2000-02-21 | 2011-04-20 | テラブス オーワイ | デジタル通信経路上において適応型チャネル等化のトレーニング段階を実施するための方法および装置 |
| GB2414644A (en) * | 2004-05-27 | 2005-11-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | M-ary-modulation-capable equalizing processing |
| GB2414644B (en) * | 2004-05-27 | 2007-01-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | M-ary-modulation-capable equalizing processing apparatus, received signal processing system,receiver and m-ary-modulation-capable equalizing processing method |
| US7224753B2 (en) | 2004-05-27 | 2007-05-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | M-ary-modulation-capable equalizing processing apparatus, received signal processing system, receiver and M-ary-modulation-capable equalizing processing method |
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