JP2001506445A

JP2001506445A - オーバラップｇｍｓｋを用いたスペクトル効率が高い変調方式

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Publication number: JP2001506445A
Application number: JP52779098A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュー．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-18
Filing date: 1997-12-18
Publication date: 2001-05-15
Also published as: CA2275579A1; AU730309B2; WO1998027701A1; TW363320B; BR9713953A; CN1245608A; AU5793498A; US6320914B1; EP0947081A1

Abstract

(57)【要約】伝送される情報ストリームが第１のストリームと第２のストリームに分割され、まだ受信されていない信号の信号値を予測する方法および装置が開示される。第１のＱ成分は、第１のビット・ストリームの状態メモリに記憶された値に基づいて予測される。第１のＩ成分は、第１の予測されたＱ成分と第１のビット・ストリームの状態メモリの以前のビットを用いて予測される。次いで、第２のＱ成分が、第２のビット・ストリームの状態メモリの値に基づいて予測される。次いで、第２のＩ成分が、第２の予測されたＱ成分と第２のビット・ストリームの以前のビットを用いて予測される。第１のＩ成分および第２のＱ成分は加算されて、結合されたＩ値が得られ、第１のＱ成分と第２のＩ成分が加算されて、結合されたＱ値が得られる。最後に、結合されたＩ値と、結合されたＱ値と、チャネル係数とが複素乗算器に入力され、複素乗算器から信号予測値が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称オーバラップＧＭＳＫを用いたスペクトル効率が高い変調方式発明の分野本発明は、帯域幅効率が高い方式でデジタル情報ストリームを伝送する装置に関するものである。例えば、割り当てられた無線帯域内でデジタル符号化された音声データを伝送して最大の通話量を獲得しようとするデジタル無線電話システムにおいて、このような必要が生じている。本発明はまた、ＭＯＤＥＭを使用して電話線を通じてデジタルデータを伝送することに対しても適用される。発明の背景 Minimum Shift Keying(ＭＳＫ)は、伝送中の情報ビットの極性に応じて以前の値から＋９０°乃至−９０°の範囲に位相をスムースに回転することで、無線周波数の搬送波にバイナリ情報ビットを乗せる周知の２進変調方式である。したがって、位相は名目上、偶数ビットの末尾で０°から１８０°、奇数ビットの末尾で９０°または−９０°にある。適切な事前コード化を行えば、偶数ビットＢ(2 i)が常に「１」では終端位相が０°、「０」では１８０°で表わされ、奇数ビットＢ(2i+1)が常に「１」では９０°、「０」では−９０°で表される。ＭＳＫの場合、位相は時計回りまたは反時計回りに一定速度でスムースに回転する。位相変化の一定の速度は、名目の(nominal)無線周波数からの正の周波数オフセットまたは負の周波数オフセットを表している。周波数オフセットは、データの極性によって位相の回転方向が変化すると突然に変化する。 Gaussian Filtered Minimum Shift Keying(ＧＭＳＫ)と呼ばれるＭＳＫの周知の変形方式では、ガウス・フィルタを用いて周波数の移行を平滑化し、位相の回転により回転方向が突然に変化しないようにしている。ガウス・フィルタによるこの平滑化効果によって、データ推移を丸めること(rounding)でデータ「１」と「０」の後で位相が期待される最終端に到達せず、雑音への免疫性(immunity)が当然わずかに減少することもあるが、隣接する無線周波数チャネルでスペクトル・エネルギーが低減され、隣接チャネルの干渉特性が改善される。過去において、ガウス・フィルタは、所与の丸めの損失に対して隣接チャネルのエネルギーを最も低減する効果が経験的に認められている。ＧＭＳＫ変調技術は、ユーロッパＧＳＭのセルラー電話システムで使われている。ＧＭＳＫは、信号が位相でのみ変動する定振幅変調方式である。振幅の変動が許される、所謂線形変調では、より良いスペクトル分布が得られる可能性がある。スペクトル効率は、１ヘルツの伝送帯域幅当たりのビット／秒で測定される。スペクトル効率は、２進(binary)変調の代わりに４進(quaternary)変調を使うことによって向上する。例えば、２ビットを同時に組み合わせて、０°、９０°、２７０°、または１８０°の信号位相を伝送することでそれぞれが搬送される、０、１、２または３の値をもった４変数シンボルを形成できる。このような変調方式は４相ＰＳＫ(ＱＰＳＫ)と呼ばれる。あるいは、コンステレーション(const ellation)ポイントとしても知られる４つの位相を、連続的なシンボル周期の間に４５°系統的に偏移させ、偶数シンボルを０°、９０°、２７０°、または１８０°で表し、奇数シンボルを４５°、１３５°、−１３５°、または−４５° で表すことができる。この代替の変調方式は、Ｐｉ／４−ＱＰＳＫと呼ばれる。Ｐｉ／４−ＱＰＳＫにおいて、データシンボルが、以前の値から４つの回転である＋／−４５°または＋／−１３５°という次の値への位相変化によって表される場合、差動Ｐｉ／４−ＱＰＳＫまたはＰｉ／４−ＤＱＰＳＫとして知られている。ＱＰＳＫ、Ｐｉ／４−ＱＰＳＫおよびＰｉ／４−ＳＱＰＳＫのすべては、時間変化の実座標(Ｉ)と時間変化の虚座標(Ｑ)とを有する２次元複素平面の時間変化のベクトルと見なされる。ＩおよびＱ波形が別々に線形的にフィルタリングされた場合、スペクトル内容はフィルタ特性が可能な程度まで向上するが、振幅変調を導入しなくてはならないために位相変調と比べて伝送がより困難になる。にもかかわらず、Ｉ−ＱフィルタリングされたＰｉ／４−ＤＱＰＳＫは、米国のデジタル・セルラー・システムＩＳ−５４で用いられる変調方式である。ＧＳＭの１ヘルツあたり１．３５ビット／秒に対して、ＩＳ−５４変調方式は１ヘルツあたり１．６２ビット／秒を達成する。更に別の変調方式は、４種類の位相偏移、すなわち＋／−４５°および＋／− １３５°を用いて４変数シンボル(ビットペア)を表すが、振幅変調を導入せずに位相変化をＧＭＳＫと同様に平滑化して、スペクトル分布を提供する。ただし、４−ａｒｙＣＰＭと呼ばれるこの技法は、Ｐｉ／４−ＤＱＰＳＫほどスペクトル効率が高くなく電力効率も高くない。本発明は、第１のＧＭＳＫ信号のため搬送されるすべての情報ビットの前半Ａ（１）、Ａ(２)...Ａ(ｎ)と、第２のＧＭＳＫ信号を変調する全情報ビットの後半Ｂ(１)、Ｂ(２)...Ｂ(ｎ)とを用いて、まず２つのバイナリ変調された定包絡ＧＭＳＫ信号を生成するという点で、上記のすべての方式と異なる。発明の概要Ｂビット／秒の第１のバイナリ・データストリームは、ＧＭＳＫを用いて無線周波数に乗せられ、他の方式では不可能な１ヘルツ当たり約１．３５ビット／秒のスペクトル効率が達成できる伝送を提供する。Ｂビット／秒の第２のバイナリ・データストリームは、同じ搬送周波数上で同じように変調されるが、前記第１の無線搬送波から９０°位相が偏移している。次いで、この２つの変調搬送波は線形的に加えられ、２Ｂビット／秒で変調され１ヘルツあたり２．７ビット／秒のスペクトル効率を達成する無線信号を形成する。加えられた信号は、情報を主に位相で搬送するが振幅変動によっても搬送する不定包絡信号である。この信号は、４相信号に類似しており、ビット対を解明するために適用されるビタビ等化器を用いて受信できる。送信する情報ストリームまたはビットブロックは、Ａ(１)、Ａ(２)...Ａ(ｎ) のラベルが付いたビットからなる前半と、Ｂ(１)、Ｂ(２)...Ｂ(ｎ)のラベルが付いたビットからなる後半に分割される。Ａ側半分のビットを用いて第１のＧＭＳＫ信号が変調され、Ｂ側半分のビットを用いて第１の搬送周波数と同一で９０ °位相が異なる搬送周波数上で第２のＧＭＳＫ信号が変調される。次いで、この２つのＧＭＳＫ信号は加えられ、以後「直交オーバラップ(Quadrature Overlapp ed)ＧＭＳＫ」または略称でＱＯ−ＧＭＳＫと呼ばれる、本発明による変調信号を形成する。Ａ側半分の偶数ビットＡ(２ｉ)では、第１のＧＭＳＫ信号は名目上０°〜１８０°の終端位相値を採用し、一方奇数ビットＡ(２ｉ＋１)では、名目上の終端位相値が＋／−９０°になる。他方、Ｂ側半分の偶数ビットＢ(２ｉ)では、第２のＧＭＳＫ信号は第１のＧＭＳＫ信号が名目上０°〜１８０°になるのと同時に、名目上＋／−９０°の終端位相を採用する。同様に、Ｂ側半分の奇数ビットＢ( ２ｉ＋１)では、第２のＧＭＳＫ信号は第１のＧＭＳＫ信号が名目上＋／−９０ °になるのと同時に、名目上０°〜１８０°の終端位相を採用する。このようにして、２つのＧＭＳＫ信号は互いに別個になり、受信した信号内でＡビットもＢビットも識別できる。それぞれの個々のＧＭＳＫ信号をガウス・フィルタリングすると、位相値が名目位相値からずれ、２つのＧＭＳＫ信号は完全には分離されなくなる。ただし、等化器を用いて、一方のＧＭＳＫ信号の他方のＧＭＳＫ信号への干渉を解決できる。本発明で用いる好ましいタイプの等化器は、それぞれ１つのＡビットと１つのＢビットを含むビット対のシーケンスを要求するビタビ最大予想順序推定器（ maximum likelihood sequence estimator;ＭＬＳＥ）である。通常、ＱＯ−ＧＭＳＫ信号の複素ベクトル瞬時値を予測するには、３つの連続するビット対が要求される。ビタビＭＬＳＥプロセッサ内で、実際の信号値が予測信号値と比較され、それぞれの要求されたシーケンス・ビット対について累積不一致値または経路距離が測定され、最終的に最も短い経路距離をもつシーケンスがビット対の最大予測シーケンスとして出力され、ＱＯ−ＧＭＳＫ信号が復調される。本発明を実施する場合、通信システムはチャネル帯域幅の１ヘルツあたり２．７データ・ビット／秒のスペクトル効率を達成する。このような値は、線形ＰＩ／４−ＱＰＳＫの１ヘルツあたり１．６ビット／秒と比べて大幅な進歩である．図面の簡単な説明本発明の上記および他の機能と利点は、添付図面に関連して行われる以下の説明から当業者には明らかであろう。図１(ａ)及び図１(ｂ)は、従来技術のＧＭＳＫ変調装置を示す図である．図２は、典型的な従来技術のＧＭＳＫ波形を示す図である。図３は、典型的な従来技術のＧＭＳＫ波形を示す図である。図４は、ＧＭＳＫに適したビタビＭＬＳＥ復調装置を示す図である。図５は、１チャネル係数だけを用いたＧＭＳＫ復調の非線形予測を示す図である。図６は、本発明の一実施形態によるＢＴ＝０．５のＱＯ−ＧＭＳＫ波形を示す図である。図７は、本発明の一実施形態によるＢＴ＝０．３のＱＯ−ＧＭＳＫ波形を示す図である。図８は、ＱＯ−ＧＭＳＫの振幅変動を示す図である。図９は、本発明の一実施形態によるＱＯ−ＧＭＳＫのＭＬＳＥ復調装置を示す図である。図１０は、オーバラップ・パルスの形状を示す図である。発明の詳細な説明図１(ａ)ないし図１(ｂ)に、ＧＭＳＫ変調信号を生成する２つの従来技術の方法を示す。図１(ａ)で、バイナリ「１」ではデータ信号が＋１の信号値をとり、逆にバイナリ「０」では−１の信号値をとる。データ信号は、ガウス・フィルタ応答を有する低域フィルタを通過して、丸めた周波数変調波形を生成する。ガウス・フィルタが単位のＤＣゲインを備える場合、フィルタリングされたデータ値のピークは、入力に加えられる一連の連続するバイナリ「１」で＋１を示し、一連のバイナリ「０」で−１を示す。丸めた周波数変調波形は、入力で値が＋１の場合は周波数(Ｆｏ＋ビットレート／４)を、入力で値が−１の場合は(Ｆｏ−ビットレート／４)を生成する高精度周波数変調器１１に加えられる。入力で＋１に対応する＋ビットレート／４の周波数偏差があると、１ビット周期で位相の４分の１(すなわち９０°)が偏移し、−ビットレート／４のオフセットがあると１ビット周期で位相が−９０°偏移する。これらの周波数オフセットは精度が高いことが重要であり、そうでない場合は、一連の「１」または「０」が加えられるときに予測される位相値から信号位相値の累積的な偏差が起こる。この理由から、直接周波数変調はＧＭＳＫを生成するのに好ましい方法ではない。図１(ｂ)に、ＧＭＳＫ信号を生成するＩ、Ｑ方法を示し、さらに本明細書に参照として組み込まれる米国特許出願第０８／３０５７０２号に記載する「ＲＯＭ変調器」の技法を示す。ＲＯＭ変調器は、ガウス・フィルタの丸め効果によりメモリが制限されるという事実に基づく。言い換えると、波形上の以前のビットの効果は、終息するまでに数ビット以上は継続しない。例えば、フィルタリングされた波形の瞬時値は、現在のビット、以前のビット、および後続ビット以外のビットによって実質的には影響されない。波形が３つの連続的なビット値にのみ実質的に依存する場合には、異なる８つの波形しか存在せず、これらの８つの波形は事前計算されて読出し専用メモリ(ＲＯＭ)１４に数値として記憶することができる。データビットはシフトレジスタ１２ｂに入力され、（例えば）３つの最近のビットがＲＯＭ１４にアドレスとして加えられ、記憶された８つの波形から所望の波形が選択される。それぞれの波形は、例えば１ビット周期にわたって等間隔に並んだ一連の４８ポイントからなることができる。この場合、４８×ビットレート・クロックが４８分割カウンタ１３を駆動して、出力ラインがＲＯＭ１４にアドレス・ビットとして加えられ、それぞれの波形ポイントが順次選択される。したがって、４８の波形ポイントが各ビット周期で正しい順序で選択される。ＧＭＳＫ変調は、モジュロ２Ｐｉ位相累積方式であるため、２ビット・ラッチ１８がどの象限に最近位相が回転したかを追跡する。選択された波形ポイントはいくつかの数値からなり、Ｄ／Ａ変換器１５ａ、１５ｂ、およびそれに続く平滑フィルタ１６ａ、１６ｂによって、アナログ信号波形に変換される。生成された波形は、一般にＩ(同相)およびＱ(直角位相)信号として知られ、それぞれ所望の瞬間信号位相の余弦と所望の信号位相値の正弦とを表す。直角変調器１７は、Ｉ信号で所望の無線搬送周波数の余弦波を乗算して、所望値の正弦波信号を出力し、Ｑ信号で正弦波を乗算して、正しい量の余弦波信号を出力する。余弦および正弦出力を加算した後に、所望の瞬間位相値を有する信号ベクトルが生成される。ＧＭＳＫは定包絡信号であるため、ＲＯＭに記憶されたＩおよびＱ波形値は、一般に以下の特性を有する。Ｉ²＋Ｑ²＝定数ただし、ＲＯＭ変調器は必ずしもＩおよびＱを上記の関係式にあてはめなくても、所望のＩおよびＱ信号を記憶することで不定包絡信号を生成するのにも用いられる。図２に、０．３のビットレート(ＢＴ＝０．３)に等しい−３ｄＢの帯域幅を有するガウス・フィルタを通した、典型的なＧＭＳＫ信号のＩおよびＱ波形を示す。これらの波形は、その特徴的な形状からアイダイヤグラム(eye-diagrams)として知られる。上部の眼のような開口(opening)は、＋１と−１の値を交互にとる偶数ビットによって生成され、一方下部の眼のような開口は奇数データビットであるために＋１／−１ビット周期だけずれている。このようなＧＭＳＫ信号は、偶数ビットでは最適なアイオープニング(eye opening)でのＩ波形の符号(上または下)に注意し、また奇数ビットの極性を決定するための中間の各瞬間ではＱ波形の符号に注意することで復調できる。したがって、Ｉ波形値から偶数ビットを決定する際には、Ｑ波形がその瞬間に必ずしもゼロでないといういう事実は関係なく、偶数ビットの決定には影響しない。図２の波形のさらなる分析によって、偶数ビットＡ(２ｉ)のアイオープニングの中央が次式で近似されることがわかる。Ｑ（２ｉ）＝０．２５［Ａ(２ｉ−１)＋Ａ(２ｉ＋１)］式(１) したがって、Ａ(２ｉ−ｉ)とＡ(２ｉ＋ｉ)の極性が反対の場合、Ｑ波形は中央でゼロを通過するが、極性が同じ場合にはＱ波形は約＋０．５または−０．５まで低下する。後者の値は、上で選択した例示のガウス・フィルタのＢＴ積である０．３に一致し、ＢＴ＝０．５の場合の図３に示すように、他のフィルタまたはＢＴ積では＋／−０．５以上の値になることがある。アイオープニングの中央のＩ波形はほぼＡ(２ｉ)に等しい。より正確に言うと、Ｉ²＋Ｑ²＝１(典型的なスケーリングにより)となるため、正確な＋／−１の値は、Ｑ波形がゼロを通過する場合にのみ得られる。Ｑ波形がゼロの場合、Ｉ波形は次式で表される。Ｉ(２ｉ)＝Ａ(２ｉ)［１−Ｑ²(２ｉ)］^1/2 式(２) 上式でＱ(２ｉ)に式(１)を代入して、Ａ(２ｉ−１)、Ａ(２ｉ)およびＡ(２ｉ＋１）に依存するＩ(２ｉ)の式が得られる。ビットＡ(２ｉ)は最も強くＩ(２ｉ)に影響し、Ａ(２ｉ−１)およびＡ(２ｉ＋１）は多少それよりＩ(２ｉ)への影響が弱く、その合計の平方を介してのみであり、ゼロまたは＋４の値だけをとる。したがって、Ｉ(２ｉ)は、４つの値＋／− １(Ｑ(２ｉ)＝０の場合)または＋／−３^1/2／２(Ｑ(２ｉ)＝＋／−０．５の場合 )の１つだけをとる．これらの値Ｉ(２ｉ)、Ｑ(２ｉ)は、ビット周期での＋／−９０°の位相の回転または周波数移行のガウス・ラウンディングによって引き起こされる＋／−６０ °という減少した値に対応する。生成される＋／−６０°の部分位相回転値は、ガウス・フィルタのＢＴ積の０．３の選択に等しく、その他のＢＴ積は部分位相回転のその他の値を生成する。実際にＧＭＳＫは、「部分応答信号方式」として知られる変調クラスに属する。奇数サンプリングの瞬間(２ｉ＋１)に、Ｉ(２ｉ＋１)およびＱ(２ｉ＋１)の値は、ＩとＱの公式が交換され奇数ビットのアイオープニングがＱチャネルに表示される以外は、同様に３つの周囲のビット値Ａ(２ｉ)、Ａ(２ｉ＋１)およびＡ( ２ｉ＋２)に関係している。したがって、上に示すように、所与のサンプリング瞬間のＩおよびＱの期待値は、３つの連続ビットを仮定することで予測できる。予測値は受信値と比較されて、最も可能性が高い推定を決定して、それにより信号が復号できる。信号は、送信機から受信機へ伝搬される場合に、減衰、予期しない位相の回転および時折は遅延エコーの重なりを含むいくつかの悪影響を受けることがある。少なくとも伝搬経路で発生した受信振幅および位相偏移を決定して、予測値と受信値の公平な比較を行うことが必要である。次いで、予測値はこの位相偏移によって回転され適切な振幅にスケーリングされてから、受信値と比較される。スケーリングと位相回転は、予測値に伝搬経路によって引き起こされる位相偏移と振幅の減衰を表す、「チャネル係数」として知られる複素数を乗算することで、同時に達成される。チャネル係数は、「シンクワード(syncword)」と呼ばれる周知のデータ・シンボル・ビットのパターンを送信シーケンスに含ませ、受信信号を周知のシンクワードから計算される予測信号と相関させることで決定できる。この相関の結果、必要なチャネル係数が得られる。また、予測シンクワード信号の偏移バージョンを関連付けることで、追加の遅延エコーを補償することもできる。これによって、不明のデータ・ビット・シーケンスの所与の推定のため受信信号Ｉ、Ｑの値を予測できるように、直接波形のためのチャネル係数と併用できる遅延エコーのためのチャネル係数が得られる。周知の技術に属する装置の一般原則では、タップ信号に加えられる複素数倍された重み(チャネル係数)を有するタップ遅延回線からなる線形的な有限のインパルス応答を用いることである。この重み付きタップ信号は、予測受信信号のＩ、Ｑ値を予測するために加えられる。遅延ビット極性の重み付き総和の使用は、送信されたＩ、Ｑ波形のいくつかの連続的なビット値に対する依存と伝搬経路エコーの両方を補償すると考えられる。ＧＭＳＫのＩ、Ｑ波形の式(１)および式(２) で与えられる連続ビットに対する非線形的な依存に鑑みれば、線形の重み付き総和の使用は送信機および伝搬経路の近似モデルであり、従来のＧＭＳＫに関してはかなり有効に機能する。チャネル係数が数データビットの復調周期にわたって安定している場合、タップ遅延回線を満たすことができるすべての可能なデータビットの予測値を、事前計算してルックアップテーブルに記憶しておくことができる。可能な値の数は、遅延パイプラインを満たすのに必要なバイナリビットの数で２を羃乗した値に等しい。この遅延拡散ウィンドウ外のビットは、今の信号値には影響しないが以前または将来の値には影響する。したがって、従来技術のＧＭＳＫ受信機は、ＧＭＳＫを重み付き遅延ビット・シーケンスの線形的総和として近似し、上記の式( １)および式(２)のより精度が高い非線形式を使用しない。線形近似では、少しの一般には許容範囲の雑音免疫性の劣化が発生し、復調器からのビット誤り率が僅かに高いことが示される。図４に、ＧＭＳＫに適したビタビＭＬＳＥ復調装置を示す。状態メモリ２１は、多少のビットは予期されるエコーの遅延拡散に応じて使用できるが、図４に例示の配置構成における４つの連続ビットのすべての可能なパターンを含む。それぞれの「状態」または４ビットパターンが、今度は新しいビット推定と共に選択され、５つのビットがアドレスとしてルックアップテーブル２６に加えられ、伝搬経路遅延拡散および伝送変調がそれぞれのＩ、Ｑ波形ポイントを５つの連続するビットに依存させるように結合するという前提に基づき、３２の事前計算された信号予測値から１つが選択される。ルックアップテーブル２６からの予測値は、受信信号Ｉ、Ｑ値と共に比較器２７に加えられ、複素ベクトルの不一致の平方の大きさが決定されて加算器２３に入力され、(例えば)状態００００のための以前の累積経路距離を、状態００００および新しいビット予測値「０」のための比較器２７からの新たに計算された不一致に加算し、新しい累積経路距離の候補値が得られる。同様に、加算器２５は状態１０００の新しい累積経路距離の候補値を計算し、続けて新しいビット予測値「０」を計算する。新しい累積経路距離の２つの候補値は、比較器２４内で比較され、小さい方の値が選択される。これは、新たに推定された「０」ビットが４ビット状態数の右端の位置まで左シフトされ、同じ数の左端のビット(１または０)が経路履歴メモリに移動して、２つの先行ビット(１０００または００００)のどちらが選択されたかが記録される場合に、状態００００または状態１０００のいずれが新しい状態００００への最良の先行状態であるかを意味する。選択された状態の左側に移動した経路履歴は、次いで先行状態００００および１０００の後続状態と呼ばれる新しい状態００００の新しい経路履歴となる。新しいビット推定「１」について、上記処理が繰り返されて新しい後続状態０００１が生成され、更に、上記処理は、すべての先行状態が生成されて経路履歴の記憶が１ビットだけ長くなるまで、状態番号の左端のビットだけが違う他の先行状態のペア、例えば０１００および１０００(先行状態１０００および１００１を生成する)を用いて繰り返される。すべての経路履歴記憶の最も古い(左端の)ビットが一致する場合に、そのビット値は最終的に復号化されたビットとして導出でき、経路履歴は短くされる。そうでなく、すべての最も古いビットが一致する前に過去の履歴の成長を切り捨てる必要がある場合には、最も短い累積経路距離を有する状態からの最も古いビットが出力され、経路履歴はすべて１ビットだけ短くされる。チャネル係数が多数のデータビット周期にわたって静的でない場合は、予測ルックアップテーブル２６はあまりにも頻繁に変更されるのでこれを全て事前計算することは無意味であろう。この代わりに、例えばスウェーデン国特許出願第９０８５０３０１．４号に記載された方法のいずれかを用いれば、復調が行われるに従って更新されるチャネル係数から予測値を直ちに計算することができる。最良の方法は、状態ごとに別々のチャネル係数のセットを維持することである。いくつかの可能な先行状態の１つが、図３の助けを借りて前述された新しい(後続)状態への最良の先行状態であると判断された場合は、最良の先行状態のチャネル係数が選択されて更新され、新しい状態のチャネル係数になる。以上のように、最終的なチャネル係数は、常に現在のところ最良の復調されたデータ・シーケンスから導出され、基礎となるデータの完全に誤った仮説からは導出されないのは確かである。米国特許第５３３１６６６号は、チャネル係数を更新せず、その代わりに、チャネル係数を直接更新するステップを通らず、直接ルックアップ・テーブル２６に記憶された信号予測値を更新する適合ビタビ等化器について記載している。米国特許第５１３３６６６号およびスウェーデン国特許出願第９０８５０３０１．４号は、本明細書に参照として組み込まれる。このように、周知のビタビＭＬＳＥ復号器は、いくつかのステップを組み込んでいる。第１に、チャネルの有限インパルス応答のタップ係数が決定される。これは、以下の式で係数ｃ１、ｃ２、ｃ３...を予測することを意味する。Ｓｉ＝ｃ１・Ｄｉ＋ｃ２・Ｄ(ｉ−１)＋３ｃ＋ｃ３・Ｄ(ｉ−２)... 上式で、Ｄｉ、Ｄ(ｉ−１)、Ｄ(ｉ−２)...はすべての要求されるデータ・シンボル・シーケンスで、Ｓｉはこのモデルがそのシーケンスについて予測する信号である。係数は、一般に伝送データに埋め込まれた周知のトレーニング・パターンから計算される。第２に、上で決定された係数を用いてすべての可能なデータ・ビット・シーケンスＤｉ、Ｄ(ｉ−１)、Ｄ(ｉ−２)...について、受信するはずの信号波形が予測される。予測値の数は、バイナリ信号方式では２を予測式に含まれるビット数で幕乗した値である。次に、予測値は受信信号サンプルと比較され、一般には複素平面上で離れた距離の平方である不一致が計算される。次いで、この不一致がそれぞれの新しい予測値と一致する以前のシーケンスの累積不一致に加算される。累積不一致の値は「経路距離」と呼ばれる。最後に、どのシーケンスで新しい状態の経路距離が最短になるかに基づいて、それぞれの新しい状態に推移できる最良の可能な先行シーケンスが選択される。重大な遅延の経路エコーが存在せず、データビットへのＩ、Ｑ値の依存だけが式(１)および式(２)によって与えられる場合には、経路減衰と位相偏移、すなわち受信信号の振幅および位相を記述する単一のチャネル係数だけが必要である。米国特許第５１３６６１６号には、信号位相および周波数を追跡する手段が記載され、参照として本明細書に組み込まれる。米国特許出願第０８／３０５６５１号には、受信信号の位相および振幅を追跡する好ましい手段が記載され、やはり参照として本明細書に組み込まれる。遅延エコーが重要でないために単一のチャネル係数だけが必要な場合は、単一のチャネル係数を式(１)および式(２)と併用して、性能が向上したＧＭＳＫ復号器を提供することができる。受信信号は３つの連続ビット(２つの以前のビットと１つの新しいビット)にのみ依存するため、図５に例示する復調器のようにＭＬＳＥ復調器で必要な状態の数は４に低減される。図５に、この場合に用いる予測ユニット２６の詳細を示す。例えば推定された新しいビットと組み合わせて状態番号(０１)のＩ、Ｑ値を予測するには、以下のように３つのビットがＩ、Ｑ信号予測器３０、３１で用いられる。Ａ(ｉ−２)およびＡ(ｉ)のラベルが付いた２つの外側のビット(新しいビット)がＱ信号予測器３１に加えられ、式(１)が計算されて偶数ビットのＱ値または奇数ビットのＩ値の予測値が得られる。Ａ(ｉ− ０)のラベルが付いた中央のビットが、Ｑ信号予測器３１からの先ほど計算した値と共にＩ信号予測器３０に加えられ、式(２)が計算されて、偶数ビットのＩ値または奇数ビットのＱ値の予測値が得られる。予測されたＩ、Ｑ値は伝搬経路の位相偏移および振幅減衰を記述するＣｏのラベルが付いたチャネル係数と共に、複素乗算器３２に読み込まれ、比較器２７で実際の受信信号値と比較される信号予測値として複素数の積が出力される。Ｃｏの値は前述したシンクワードを用いた相関によって評価でき、例えば米国特許出願第０８／３０５６５１号に記載する方法を用いて必要に応じて更新できる。実際、伝搬経路が遅延エコーに起因するシンボル間干渉(ＩＳＩ)を含まない場合でも、受信機の雑音を抑えるためにやむを得ず帯域フィルタを用いただけでＩＳＩが発生する。フィルタおよび伝搬経路のＩＳＩは、３入力ビットが以下の状態で、図５の予測方法を用いて共に補償できる：（Ａ(ｉ−３)、Ａ(ｉ−２)、Ａ(ｉ−１)）予想値Ｐ１を得るため；（Ａ(ｉ−２)、Ａ(ｉ−１)、Ａ(Ｉ)）予想値Ｐ２を得るため；（Ａ(ｉ−１)、Ａ(ｉ)、Ａ(Ｉ＋１)）予想値Ｐ３を得るため。次いで３つの予測値は、チャネル＋受信機フィルタのインパルス応答を記述するチャネル係数Ｃ１、Ｃ２、およびＣ３を用いて組み合わされ、総合予測値Ｐ＝Ｃ１＊Ｐ１＋Ｃ２＊Ｐ２＋Ｃ３＊Ｐ３が得られる。上記の従来技術のＧＭＳＫ復調器の改良は、本発明のＱＯ−ＧＭＳＫ信号を復調するにも有用である。この改良は、上記の非線形式(１、２)とチャネル係数を併用して受信Ｉ、Ｑ値を予測するステップを含む。この改良のＱＯ−ＧＭＳＫへの応用については、ＱＯ−ＧＭＳＫ信号の生成を説明した後に詳述する。図６に、図３のタイプ(ＢＴ＝０．５)の２つのＧＭＳＫ波形が９０°の位相差で加えられた場合に、生成されるＱＯ−ＧＭＳＫ波形を示す。図７に、ＢＴ＝０．３のＱＯ−ＧＭＳＫ波形を示す。第１のＧＭＳＫ波形はビットＡ(１)、Ａ(２) ...を用いて計算され、第２の波形はビットＢ(１)、Ｂ(２)...を用いて計、算される。９０°回転した後で第１の波形が第２の波形に加えられる。この結果、Ｂビットによる(図３の)Ｑ波形が９０°回転した後にＩ波形に加えられ、またその逆のことが起こる。この結果、生成されたＱＯ−ＧＭＳＫ波形は定包絡変調波形ではなく、図８に示すように振幅が変動している。振幅は名目上のサンプリングの瞬間に５つの値の１つをとり、サンプリング間のポイントでは３つの値０、１、また以上のように、図６のサンプリング・ポイント１の波形値は、図３の同じポイントでＩおよびＱ波形を加えた結果である。そのポイントのＱの値はＩの値より小さくて効果が限定されているので、アイオープニングがまだ見える状態である。図６のＱ波形値は、Ｑ波形に図３のＩ波形を加えた結果であり、図３のＧＭＳＫ波形のように１ビット周期だけ時間がずれてはなく、ＱＯ−ＧＭＳＫのＩ波形と正確に同じ形状を達成している。このように、図６のサンプリング・ポイント１のＩ波形は、主として１つのＡビットと２つのＢビットの影響を受けるが、Ｑ波形は、１つのＢビットと２つのＡビットの影響を受ける。したがって、Ｉ(サンプリング・ポイント１の)＝Ａ( ｉ)−ａ(Ｂ(ｉ−０)＋Ｂ(ｉ＋１))で、Ｑ(サンプリング・ポイント１の)＝Ｂ(ｉ )＋ａ(Ａ(ｉ−１)＋Ａ(ｉ＋１))である。ここで、「ａ」はＢＴ値に依存するパラメータである。式(１)および式(２)から導出されるより精度が高い非線形モデルは、次のようになる。Ｑａ＝ａ(Ａ(ｉ−１)＋Ａ(ｉ＋１)) 式(３) Ｉａ＝Ａ(ｉ)［１−Ｑａ²］^1/2 式(４) Ｑｂ＝ａ(Ｂ(ｉ−１)＋Ｂ(ｉ＋１)) 式(５) Ｉｂ＝Ｂ(ｉ)［１−Ｑｂ²］^1/2 式(６) Ｉ＝Ｉａ−Ｑｂ偶数ビット対の場合のＱ＝Ｉｂ＋Ｑａ式(７) Ｉ＝Ｑａ−Ｉｂ奇数ビット対の場合のＱ＝Ｑｂ＋Ｉａ式(８) 線形または非線形モデルを用いると、予測値ＩおよびＱは、３つのＡビットと３つのＢビット、すなわち、総計で６ビットまたは３つのビット対の関数になる。図９に、ＱＯ−ＧＭＳＫのビット対を復調するためのＭＬＳＥの適応例を示す。状態メモリ３５は、ビット対シーケンスと関連付けられている。例えば、信号Ｉ、Ｑ値が依存する２つの以前のビット対＋１つの新しいビット対のすべての可能なシーケンスは、２つの古いビット対のすべての可能な値に関連付けられた状態メモリ、すなわち総計で４ビット、つまり２⁴(＝１６)の状態メモリを必要とする。例えば、新しいビットペアＡ(ｉ)、Ｂ(ｉ)と組み合わされる以前のビット対、Ａ(ｉ−２)Ａ(ｉ−１) ０１がである推定をテストする場合、Ｂ(ｉ−２)Ｂ(ｉ−１) ００予測されるＩ、Ｑ波形は、以下のように予測器(３０ａ、３０ｂ、３１ａおよび３１ｂ)によって計算される。第１に、Ａ(ｉ−２)、Ａ(ｉ)からのＡビット・ストリームにより、Ｑの成分Ｑａが、予測器３１ａで前述の式(３)を用いて予測され、次いで、Ａ(ｉ−１)およびＱａから、Ｉの成分Ｉａが、予測器３０ａで式( ４)を用いて予測される。次いで、Ｂ(ｉ−２)およびＢ(ｉ)からのＢビット・ストリームにより、Ｑの成分Ｑｂが、予測器３１ｂで式(５)を用いて予測され、次いで、Ｂ(ｉ−１)およびＱｂから、Ｉの成分Ｉｂが、予測器３０ｂで式(６)を用いて予測される。偶数ビット対では式(７)を、奇数ビット対では式(８)を用いて、ＩａおよびＱｂが結合器３４で加算されて結合されたＩ値が得られ、ＱａとＩｂが結合器３３で加算されて結合されたＱ値が得られる。式(７)および(８)を用いた場合には、奇数ビット対については結合器３３、３４のＩおよびＱ出力を入れ替える必要があることに注意すべきである。このことは複素乗算器３２で扱うため、図９にはこのことは示していない。別法としては、受信した信号サンプルの位相を９０°の倍数だけ漸進的に回転させる方法がある。この場合、シーケンス内のサンプル番号「ｎ」はｎ×９０°だけ回転する。ＧＳＭのＧＭＳＫ変調規格に規定する事前符号化を併用した場合には、この方法によりビット対が切り替わるたびにＩとＱの予測値を入れ替える必要がなくなる。最後に、Ｉ、Ｑ予測値は複素乗算器３２を用いてチャネル推定値Ｃｏにより乗算される。上記で計算した予測値は、図４に示すビタビＭＬＳＥプロセッサによって用いられるが、４つの候補先行値を比較し、最も短い累積距離を生成する候補先行値が選択され、状態番号の右端の位置に新しいビット対を含む新しい状態の先行値になるという点が異なっている。ＧＭＳＫに関して述べたように、受信機の帯域フィルタまたは伝搬経路に線形的な追加のシンボル間干渉が発生した場合、図９の予測方法を拡張して、チャネルと受信機フィルタの結合インパルス応答が引き起こすＩＳＩを補償するため、複数のチャネル係数を複素数重みとして使用し、拡張された状態メモリから選択された３つのビット対の異なる偏移を用いて計算したＩ、Ｑ値の重み付き総和を計算するステップを含むようにする。本発明のＱＯ−ＧＭＳＫ変調の非線形受信機の最適な構造は、「Maximum Likelihood Sequence Estimation of Digital Se quences in the Presence of Intersymbol Interference」、Trans IEEE on Inf ormation Theory 、ｖｏｌ．１、ＩＴ１８、Ｎｏ．３、１９７２年５月、３６３頁に記載された、線形受信機に関するForneyの著作から導出することができる。ＱＯ−ＧＭＳＫのForney受信機は、受信信号＋雑音を、送信される信号スペクトルと同じ形状のスペクトルを有する受信機フィルタに通す。ＱＯ−ＧＭＳＫの信号スペクトルは、ＧＭＳＫの信号スペクトルと同じである。ＱＯ−ＧＭＳＫ内のシンボルはビット対を含み、ＱＯ−ＧＭＳＫのシンボル周期間隔は基礎のＧＭＳＫ信号のビット周期間隔と同じである。次いで、信号サンプルがノイズ・ホワイトニング・フィルタ(noise-whitening filter)で処理される。ノイズ・ホワイトニング・フィルタは、移動するウィンドウでサンプルの重み付き総和を形成するステップを含む。重みは、主として受信機フィルタの帯域幅に制約があることに由来するサンプル間の雑音の相関に従って選択される。ノイズ・ホワイトニング・フィルタの出力サンプルが削除された連続するサンプル間の雑音相関を有するように、重みが選択される。したがって、出力サンプル上のノイズは「シリアルには非相関」であると記述される。最後に、ノイズ・ホワイトニング・フィルタの出力サンプルは、図９のＱＯ−ＧＭＳＫの変調に適合された非線形予測を採用するＭＬＳＥを用いて処理される。ＭＬＳＥマシンは、伝搬経路のエコーを大幅に補償するために選択された、より厳密に言えば、伝播経路、受信機フィルタおよびノイズ・ホワイトニング・フィルタの結合の影響を補償するために選択された、いくつかのチャネル係数を使用する。図２に示すＧＭＳＫ信号の最大のアイオープニングのポイントに対応する、図６でサンプリング・ポイント１と示すポイントで信号がサンプリングされる場合には、式(１〜８)が適用される。ＧＭＳＫの場合は図２で、ＱＯ−ＧＭＳＫの場合は図６で、事前サンプリング・ポイントおよび事後サンプリング・ポイントと示した代替のサンプリング・ポイントも使用できる。これらのポイントでは、ＧＭＳＫ信号はＩ信号およびＱ信号わかる。したがって、これらのポイントの信号は次のように表される。２つのＧＭＳＫ信号が加えられてＱＯ−ＧＭＳＫ信号が形成され、その和がさらルを維持する場合に、事前および事後サンプリング・ポイントの結果は、これから、ＩおよびＱ成分は事前および事後サンプリング・ポイントで３値をとることが明らかになる。上記の９つの複素数１＋ｊ、０＋ｊ、−１＋ｊ、１＋ｊ０、０＋ｊ０、−１＋ｊ０、１−ｊ、０−ｊ、−１−ｊのいずれを受信したかを判断することで得られる情報は、４ビットの情報を生成せず、ｌｏｇ₂(９)または３ビットにわたる情報しか生成しない。しかしながら、事前サンプリング・ポイントおよび事後サンプリング・ポイントの両方で９つの値のいずれを受信したかを判断することで、図２および図６に示す間隔の周期当たりの４つのデータビットを決定するのに十分な情報が得られる。図２を参照すると、Ａビット・ストリームから導出されたＩ成分が、同じＡビットから導出された事前および事後サンプリング・ポイントの値と同じ値を示すことがわかる。同様に、Ｂビット・ストリームによるＱ成分は、同じＢビットから導出された事前および事後サンプリング・ポイントの値と同一である。他方、事前および事後サンプリング・ポイントでのＢビット・ストリームによるＩ成分は、異なるＢビットによる。しかしながら、事前サンプリング・ポイントおよび以前の事後サンプリング・ポイントでのＩ値は、同じＢビットに依存する。また、事後サンプリング・ポイントおよび次の事前サンプリング・ポイントでのＩ値も同様である。ウィンドウ(ｋ)における、現在の事前サンプリング・ポイントおよび事後サンプリング・ポイント値を、Ｉ１(ｋ)＋ｊＱ１(ｋ) （事前サンプリング値）Ｉ２(ｋ)＋ｊＱ２(ｋ) （事後サンプリング値）で表すと、これらの値の近似値を次式で表すことができる。Ｉ１(ｋ)＝(Ａ(２ｋ)＋Ｂ(２ｋ−１))／２) Ｑ１(ｋ)＝(Ｂ(２ｋ)＋Ａ(２ｋ−１))／２) Ｉ２(ｋ)＝(Ａ(２ｋ)＋Ｂ(２ｋ＋１))／２) 式(９) Ｑ２(ｋ)＝(Ｂ(２ｋ)＋Ａ(２ｋ＋１))／２) 式(９)は、期待Ｉ、Ｑ値をＡおよびＢビット・シーケンスの線形関数として表現するので、もし信号が事前および事後サンプリング・ポイントでサンプリングされるならば、データビットは線形ＭＬＳＥマシンを用いて復号化できる。ただし、事前および事後サンプリング・ポイントを用いることで、以下に述べるように１６ではなく４つの状態しかないＭＬＳＥを用いることができる。ポイントＩ１、Ｑ１を受信したばかりでこれから処理されると仮定する。これらの値は、式(９)から、１つの新しいビット対Ａ(２ｋ)、Ｂ(２ｋ)および１つの古いビット対Ａ(２ｋ−１)、Ｂ(２ｋ−１)に依存することがわかる。２つの以前のビットＡ(２ｋ−１)、Ｂ(２ｋ−１)のすべての可能な値について距離と経路履歴を維持するには、４つの状態が必要がある。２つの新しいビットＡ(２ｋ)、Ｂ (２ｋ)が推定され、Ｉ１、Ｑ１が第１の２つの式(１)を用いて予測される。(乗算器３２を用いて)伝搬経路位相および減衰を補償するためにチャネル係数でスケーリングした後で、予測値が受信値Ｉ１、Ｑ１と比較され、平方の不一致が計算される。平方の不一致は、先行ビット対に関連付けられた新しい累積経路距離を計算するため、特定の古いビット対Ａ(２ｋ−１)、Ｂ(２ｋ−１)の経路距離に加算される。所与の新しいビット対の推定、例えば００のために、４つの可能な先行ビット対を順番に用いて新しい累積経路距離が計算され、４つの新しい距離のうち最も短い値が選択される。最も短い距離が得られた古いビット対は、次いで新しい状態００の経路履歴に載せられ、この状態で最短距離が保持される。新しいビットＡ(２ｋ)、Ｂ(２ｋ)のそれぞれの推定を順次試験することで、新しい状態００、０１、１０、１１が上記のように生成される。今や、事後サンプリング・ポイントの信号がサンプリングされて、Ｉ２、Ｑ２が得られる。式(９)から、１２、Ｑ２はもはやＡ(２ｋ−１)およびＢ(２ｋ−１) には依存していないことがわかる。これは、Ａ(２ｋ−１)およびＢ(２ｋ−１)の状態番号から経路履歴にへの移行を正当化する。Ｉ２、Ｑ２はビットＡ(２ｋ＋１)、Ｂ(２ｋ＋１)およびＡ(２ｋ)、Ｂ(２ｋ)に依存し、これらのビットのすべの可能な値が上記で推定され、その結果が４つの新しい値に保持されている。ここで、新しいビット対Ａ(２ｋ＋１)、Ｂ(２ｋ＋１)を、今では４つの状態に対し保持されている以前のビット対Ａ(２ｋ)、Ｂ(２ｋ)と結合して推定する必要がある。式(９)の後ろの２つを用いて、１２(ｋ)、Ｑ２(ｋ)が予測され、スケーリングされ、受信信号と比較されて、Ａ(２ｋ＋１)、Ｂ(２ｋ＋１)の４つの可能な値に関連付けられた４つの後続状態が生成される。次のタイム・ウィンドウで、次の事前サンプル、すなわちＩ１(ｋ＋１)およびＱ１(ｋ＋１)の値を受信した時、それらの値は、式(９)の最初の２つを用い、「ｋ」を１だけ増やして予測できる。この処理は、事前サンプリングと事後サンプリングを交互に繰り返し、その後に、４つの最良の状態が保持され、関連付けられた経路履歴が処理されるサンプルごとにさらに１つの復号化ビット対だけ延長される。経路履歴は、最も古いビット対がすべての状態で一致すればいつでも短縮でき、また、正しい可能性が最も高いことを示す累積経路距離が最短の状態から、最も古いビット対を選択することで、経路履歴を強制的に切り詰めることもできる。「等間隔に並んだ」ＭＬＳＥマシンと呼ばれるＭＬＳＥ受信機のさらに別の形式を用いて、サンプリング・ポイント１で収集した受信サンプルと事前および事後サンプリング・ポイントで収集したサンプルとを共に処理できる。この場合、ＭＬＳＥマシンは図９に対応する１６状態のアルゴリズムを用いて、事前または事後サンプル値を処理するために使用される４状態のアルゴリズムと切り替えながら、サンプリング・ポイント１の値を処理する。ただし、４つの先行値のうち最良の値を選択すことで、４状態のアルゴリズムは４つの状態にとどまることなく、１６の状態すべてが保持されるが、これはそれらすべてが次のサンプル・ポイントの処理に必要なためである。断片的に間隔を空けたＭＬＳＥ手法の利点は、データビットの可能なシーケンスを復号化するのに失敗して、事前および事後サンプル値がすべてゼロになってしまうことを防止できる点である。事前および事後サンプル値がいくつかの連続するサンプルでゼロになったとしても、サンプル１の値は決してゼロにはならず、復号器が正しい判断をするように制御する。前述した本発明のＱＯ−ＧＭＳＫ信号には、２つの定包絡ＧＭＳＫ信号を加えることができるという利点がある。したがって、複数の移動局と交信するためにＧＭＳＫ信号を生成する設備があるセルラー基地局を、上記の方法を用いて、ＱＯ−ＧＭＳＫの受信を簡略化するのに推奨される信号間の９０°の相対的位相偏移を観察しながら、２つの定包絡ＧＭＳＫ送信機を用いて同一チャネル上で２つのＧＭＳＫ信号を生成することに使用することができる。この結果得られるＱＯ −ＧＭＳＫ信号を用いて、１つの移動局へ２倍の情報速度でデータを伝送したり、または情報速度は変えずに同一のチャネル周波数を用いて２つの移動局へ同時にデータを伝送することで、トラフィック容量を倍増することができる。本発明のＱＯ−ＧＭＳＫ変調方式を用いて、有利な特性を有するその他の関連する変調方式を導出できる。ＧＭＳＫと同等の線形変調方式は、データビット値が交互にＩおよびＱチャネルで搬送されるオフセットＱＰＳＫ(ＯＱＰＳＫ)である。ＯＱＰＳＫ信号は、定包絡位相または周波数変調では生成されないが、余弦搬送波に乗せた偶数ビットを用いて第１のフィルタリングされたバイナリ変調信号を発生し、正弦搬送波に奇数ビットを乗せて第２のフィルタリングされたバイナリ変調信号を発生することで生成される。しかしながら、変調された余弦および正弦波を加えた後でも、複合複素信号の振幅が一定であることを保証できない。このような２つのＯＱＰＳＫ信号を位相を９０°偏移させて加える場合、ＱＯ −ＧＭＳＫに類似した変調が行われる。これはＱＯ−ＧＭＳＫと同等の線形変調方式である。同等の線形変調方式は、定包絡変調から生成される変調時のスペクトル分布が優れている。ＱＯ−ＧＭＳＫと同等の線形変調方式は、直交オーバラップ・オフセットＱＰＳＫまたはＱＯ−ＯＱＰＳＫと呼ばれる。ＱＯ−ＯＱＰＳＫは、Ａビットストリームの偶数ビットが生成する第１のバイナリ変調と、ビット間隔がＡビットストリームのビット間隔と半分重なっているＢビットストリームの奇数ビットが生成する第２のバイナリ変調の線形的総和であるＩ成分を備える。Ｑ成分も同様に奇数のＡビットと偶数のＢビットとの生成物である。ＩおよびＱ成分は共に、事前および事後サンプリング・ポイントでＱＯ−ＧＭＳＫ信号の３つのレベルの形式を示し、デュオバイナリ(duobinary)変調方式とＴＦＭ(ta medfrequency modulation)などの従来技術の変調方式に関連する。デュオバイナリもＴＦＭも共に、単相チャネルで用いる部分応答変調方式で、前者の例としては電話回線のペア、後者の例としては周波数変調無線チャネルがある。デュオバイナリ変調方式は、（現在のビット−以前のビット）に比例する信号を送信するが、この信号はＤＣ成分がゼロのため、特に電話回線の変圧器に通すのに特に適している。ＴＦＭは、ビットレートが半分で伝送ゼロのフィルタにバイナリ・ビットストリームを通過させることで形成され、１０１０１０...と交互に変わるビット極性のシーケンスをフラットまたはゼロ変調信号に抑えることができる。本発明のＤＱ−ＧＭＳＫおよび特に上記のそれと同等の線形変調方式は、信号が依存するデータビットの極性が交互に変化する場合に、ＩまたはＱチャネルまたは両方のチャネルでゼロ信号を生成する。これは、例えばＡ(２ｋ)＝−Ｂ(２ｋ−１)の時にＩ１(ｋ)がゼロであることを示す式(９)から明らかである。４つの式(９)は、すべてデュオバイナリの式に似ており、本発明の変調方式はＩおよびＱチャネルで同時にデュオバイナリを使用することと同一視できる。図１０に、直交オーバラップ変調を別の観点から示す。Ｉチャネル信号４０は、フィルタにエリア＋１または−１のインパルスを印加して導出されるパルス波形を重畳することで形成され、インパルスの符号はデータビットの極性に依存する。フィルタは、フィルタの周波数応答と呼ばれる特徴的な波形でインパルスに応答して鳴動する。インパルス応答は、フィルタの周波数応答のフーリエ変換である。便宜のため、すべてのインパルス応答を同じ符号で示している。通常、シンボル間干渉（ＩＳＩ）がないナイキスト信号方式では、Ａビット(２ｉ)およびＡビット(２ｉ＋２)によって生成されたとラベルが付されたインパルス応答だけがＩチャネルで用いられる。また、Ｂビット(２ｉ)およびＢビット(２ｉ＋２)によって生成されたとラベルが付されたインパルス応答だけがＱチャネルで用いられる。ＩＳＩは、ピークから離れたビット周期の倍数の位置でインパルス応答がゼロになるフィルタを選択することで防止でき、その他のすべてのビット・インパルスのピーク値で干渉が発生しないことが保証される。このようなフィルタはナイキスト・フィルタとして知られている。ただし、最初の信号からオフセットしている独立したビットストリームから生成した他の信号をオーバラップさせることにより、点線で描かれ、Ｉチャネル上ではＢビット(２ｉ＋１)、またＱチャネル上ではＡビット(２ｉ＋１)によるというラベルが付いたインパルスが重畳される。同じフィルタ帯域幅では、ＩチャネルのビットＡ(２ｉ)およびＡ(２ｉ＋２)のインパルス応答は、ビットＢ(２ｉ＋１)のピーク時にゼロでなく、Ｑチャネルでは、ビットＢ(２ｉ)およびＢ(２ｉ＋２)のインパルス応答は、ビットＡ(２ｉ＋１)のピーク時にゼロではない。ピーク時にサンプリングを行わずに、指示された事前および事後サンプリング・ポイントでサンプリングを行うことで、期待される波形値は、主として２つの連続するビットの関数になり、そのポイントでインパルス応答がより小さいその他のビットとはほとんど関係がない。例えば、事前サンプリング・ポイントでは、Ｉ波形は主としてＡ(２ｉ)およびＢ(２ｉ＋１)に依存し、Ａ(２ｉ＋２)にはほとんど依存しない。事後サンプリング・ポイントでは、Ｉ波形は主としてＢ(２ｉ＋１)およびＡ(２ｉ＋２)に依存する。必要に応じて、Ａ(２ｉ)とＢ(２ｉ＋１)インパルスの結合部でＡ(２ｉ＋２)インパルスが通過後に正確にゼロになる、やや帯域幅が広い非ナイキスト・フィルタを用いことができる。新しいビットストリームＡ’およびＢ’の定義を以下に示す。Ａ'(１,２...ｎ)＝...Ａ(2i),Ｂ(2i＋１),Ａ(2i＋２),Ｂ(2i＋３).... Ｂ'(１,２,３...ｎ)＝...Ｂ(2i),Ａ(2i＋１),Ｂ(2i＋２),Ａ(2i＋３).... Ｉ波形がＡ’ビットストリームにだけ依存し、Ｑ波形がＢ’ビットストリームにだけ依存することが理解できよう。チャネルの時間分散またはエコーが引き起こすＩ、Ｑの相互結合が存在しないと、ＩおよびＱストリームは別個に復号化されて、それぞれＡ’およびＢ’ビットストリームが生成され、次いでマージされてＡおよびＢビットストリームが生成される。Ａ’およびＢ’ビットに関して、式（９）は次のように表される。Ｉ１(ｋ)＝(Ａ'(２ｋ)＋Ａ'(２ｋ−１))／２) Ｑ１(ｋ)＝(Ｂ'(２ｋ)＋Ｂ'(２ｋ−１))／２) Ｉ２(ｋ)＝(Ａ'(２ｋ)＋Ａ'(２ｋ＋１))／２) Ｑ２(ｋ)＝(Ｂ'(２ｋ)＋Ｂ'(２ｋ＋１))／２) 式(１０) 式(１０)は、以下のように分割できる。Ｉ１(ｋ)＝(Ａ'(２ｋ)＋Ａ'(２ｋ−１))／２) Ｉ２(ｋ)＝(Ａ'(２ｋ)＋Ａ'(２ｋ＋１))／２) 式(１１) Ｑ１(ｋ)＝(Ｂ'(２ｋ)＋Ｂ'(２ｋ−１))／２) Ｑ２(ｋ)＝(Ｂ'(２ｋ)＋Ｂ'(２ｋ＋１))／２) 式(１２) 式(１１)は、２状態ＭＬＳＥマシンで用いられて、連続したＩ値Ｉ１(ｋ)、Ｉ２ (ｋ)、Ｉ１(ｋ＋１)、Ｉ２(ｋ＋１)...を復号化してビットストリームＡ’ を生成し、一方、式(１２)は、並列２状態ＭＬＳＥマシンで用いられて、連続したＱ値Ｑ２(ｋ)、Ｑ２(ｋ)、Ｑ１(ｋ＋１)、Ｑ２(ｋ＋１)...を復号化してビットストリームＢ’を生成することができる。別個のＩおよびＱのＭＬＳＥマシンへの上記の分割は、伝搬経路に時間分散や遅延エコーがない場合にのみ簡単で、経路位相偏移および減衰を含む単一チャネル係数Ｃｏによって記述される。伝搬経路に時間分散またはエコーがある場合に、いわゆるトランスバーサル・フィルタを用いてＩおよびＱ復号器への分割を行って、復号化に先だってエコーを抑止することも可能である。トランスバーサル・フィルタはチャネルとは逆の極性でなくてはならず、反転に対して数学的に必ずしもうまく配設されているとはいえない。例えば、遅延エコーのためにチャネルが伝搬周波数応答でヌル(null)を示した場合、逆のチャネルはそれを補償するために無限ピークを含む必要があり、その結果雑音が増加する。この理由から、簡略化されたＩ−Ｑ分割ＭＬＳＥ手法ではなく完全ＭＬＳＥが一般には好ましい。直交オーバラップＧＭＳＫ変調の発明について、送信機での生成と受信機での復号化に関して説明し、関連するまたは導出された変調方式についても述べてきたが、請求の範囲に記載する本発明の精神と範囲を逸脱することなしに、当業者はさらに多くの変調方式を考案することができよう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．伝送中の情報ストリームにスペクトル効率が高い変調を行う方法であって、情報ストリームを第１のストリームと第２のストリームとに分割するステップと、前記第１のストリームを変調して、搬送周波数の第１のＧＭＳＫ信号を得るステップと、前記第２のストリームを変調して、搬送周波数であるが位相が９０°偏移した第２のＧＭＳＫ信号を得るステップと、前記２つの変調信号を加えて、送信される結合された変調信号を形成するステップとを含むことを特徴とする方法。２．伝送中の情報ストリームにスペクトル効率が高い変調を行う装置であって、情報ストリームを第１のストリームと第２のストリームとに分割する手段と、前記第１のストリームを変調して、搬送周波数の第１のＧＭＳＫ信号を得る手段と、前記第２のストリームを変調して、搬送周波数であるが位相が９０°偏移した第２のＧＭＳＫ信号を得る手段と、前記２つの変調信号を加えて、結合された変調信号を形成する手段と、前記結合された変調信号を送信する手段とを備えることを特徴とする装置。３．まだ受信されていない信号の信号値を予測する方法であって、伝送される情報ストリームが第１のストリームと第２のストリームとに分割されており、第１のビット・ストリームの状態メモリに記憶された値に基づいて、第１のＱ成分を予測するステップと、前記第１の予測されたＱ成分と前記第１のビット・ストリームの状態メモリの以前のビットとを用いて、第１のＩ成分を予測するステップと、第２のビット・ストリームの状態メモリの値に基づいて、第２のＱ成分を予測するステップと、前記第２の予測されたＱ成分と前記第２のビット・ストリームの以前のビットとを用いて、第２のＩ成分を予測するステップと、前記第１のＩ成分および前記第２のＱ成分を加算して、結合されたＩ値を得るステップと、前記第１のＱ成分および前記第２のＩ成分を加算して、結合されたＱ値を得るステップと、前記結合されたＩ値と、前記結合されたＱ値と、チャネル係数とを、信号予測値を出力する複素乗算器に入力するステップとを含むことを特徴とする方法。４．前記チャネル係数が振幅減衰における伝搬経路の位相偏移を記述することを特徴とする請求項３に記載の方法。５．前記第１のＱ成分は、新しいビットとその２ビット前のビットとを用いて予測されることを特徴とする請求項３に記載の方法。６．前記第１のＩ／Ｑ成分は、第２のビット・ストリームの新しいビットとその２ビット前のビットとを用いて予測されることを特徴とする請求項３に記載の方法。７．まだ受信されていない信号の信号値を予測する装置であって、伝送される情報ストリームが第１のストリームと第２のストリームとに分割され、第１のビット・ストリームの状態メモリに記憶された値に基づいて、第１のＱ成分を予測する手段と、前記第１の予測されたＱ成分と前記第１のビット・ストリームの状態メモリの以前のビットとを用いて、第１のＩ成分を予測する手段と、第２のビット・ストリームの状態メモリの値に基づいて、第２のＱ成分を予測する手段と、前記第２の予測されたＱ成分と前記第２のビット・ストリームの以前のビットとを用いて、第２のＩ成分を予測する手段と、前記第１のＩ成分および前記第２のＱ成分を加算して、結合されたＩ値を得る手段と、前記第１のＱ成分および前記第２のＩ成分を加算して、結合されたＱ値を得る手段と、前記結合されたＩ値と、前記結合されたＱ値と、チャネル係数とを、信号予測値を出力する複素乗算器に入力する手段とを備えることを特徴とする装置。８．前記チャネル係数は、伝搬経路の位相偏移と振幅減衰とを記述することを特徴とする請求項７に記載の装置。９．前記第１のＱ成分は、新しいビットとその２ビット前のビットとを用いて予測されることを特徴とする請求項７に記載の装置。１０．前記第１のＩ／Ｑ成分は、第２のビット・ストリームの新しいビットとその２ビット前のビットとを用いて予測されることを特徴とする請求項７に記載の装置。