JPH11508113A - ディジタル伝送装置における受信機のための拡張されたチャンネル推定付きイコライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、受信機を有するディジタル伝送装置に関するものであって、前記受信機は、受信機入力段（１）及び、伝送チャンネルによって歪ませられた信号の、受信機入力段で形成されたサンプル値（６）のバイナリシンボルのシーケンスを蓄積するためのディジタルメモリ（７）と、そして、伝送チャンネルを表現、記述する代替装置（１４）のインパルスないしパルスレスポンス、このインパルスないしパルスレスポンスは少なくとも１つのバイナリシンボルだけ拡張された既知のトレーニングシーケンス（２６）の一部のサンプル値（６）を持つ既知のトレーニングシーケンス（２７）の係数の第一相関によって決められる、によって、サンプル値（６）からバイナリ推定のシーケンスを形成するためのイコライザ（８，９，１０，１１）と、を有するディジタル伝送装置にに関するものである。伝送チャネルの高い程度のパルスのレスポンスに対して推定を可能にするため、そして、亦、最大の品質を以てチャネル推定を実施し得るため、可変第一相関ウィンドウサイズ及び第一相関の可変数が、代替装置（１４）のインパルスないしパルスレスポンスを伝送チャンネルのインパルスないしパルスレスポンスに適応させるために用いられる。相関ウィンドウサイズの低減は、サンプル値の１つのシーケンスとともに見いだされるべきより多くのクロス、相互相関値を可能とさせ、その結果、推定される伝送チャンネルのインパルスないしパルスレスポンスの程度の向上が可能となる。一層有利な伝送特性を以て相関ウィンドウサイズを１つ、又は、複数の既知のシンボルだけ、拡張でき、それにより、その結果パルスのレスポンスの品質が高められる。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタル伝送装置における受信機のための拡張されたチャンネル推定付きイコ ライザ 本発明は、受信機を有するディジタル伝送装置であって、前記受信機は、受信機 入力段と、伝送チャンネルによって歪ませられた信号の受信機入力段において形 成されたサンプル値のバイナリシンボルのシーケンスを蓄積するためのディジタ ルメモリとを含み、そして伝送チャンネルを表現する代替装置のインパルスない しパルスレスポンス、このインパルスないしパルスレスポンスは少なくとも１つ のバイナリシンボルだけ拡張された既知のトレーニングシーケンスの１部のサン プル値を持つ既知のトレーニングシーケンスの係数の第１相関によって決められ る、によってサンプル値からバイナリ推定のシーケンスを形成するためのイコラ イザをも有しているディジタル伝送装置に関する。 さらにまた、本発明は、受信機入力段を含む、そして伝送チャンネルによって歪 ませられた信号の受信機入力段において形成されるサンプル値のバイナリシンボ ルのシーケンスを蓄積するためのディジタルメモリと、そして伝送チャンネルを 表現、記述する代替装置のインパルスないしパルスレスポンス、このインパルス ないしパルスレスポンスは少なくとも１つのバイナリ シンボルだけ拡張された既知のトレーニングシーケンスの１部のサンプル値を持 つ既知のトレーニングシーケンスの係数の第１相関によって決められる、によっ てサンプル値からのバイナリ推定のシーケンスを形成するためのイコライザとを 含む受信機に関する。 そのような受信機は、例えばＧＳＭ標準によるディジタル移動無線において用い られている。ＧＳＭ標準によれば、ディジタル信号はＧＭＳＫ変調によってＴＤ ＭＡ方法で伝送される。データ伝送は次に、時間変化伝送チャンネルによって実 行される。さらに特定化すれば、マルチパス伝搬および反射は、受信信号におい て伝送されたディジタルデータシンボルに関する遅延および位相シフトの差異を 決め、そして隣接データシンボルの重なりに導く。データシンボルに関する受信 信号が、以前のデータシンボルによって影響されるという事実は、シンボル間干 渉（ＩＳＩ）として知られている。ここで、ｄは伝送チャンネルのメモリ深さを 規定する整数である。 マルチパス伝搬および、送信端および受信端の帯域制限フィルタ（ＧＭＳＫ信号 の線形復調を持つ固有のインパルスないしパルスノイズ）の結果として線形に歪 ませられた受信信号の等化のために、受信機はデータ再生のために伝送チャンネ ルのそれぞれの時間変動伝送特性に適合されるべきである。このため、この時点 で歪んでいる伝送装置、この装置は伝送チャンネルの みならずＧＭＳＫ変調および、受信されたディジタル信号のサンプル値を発生す る受信機入力段をも含む、のそれぞれのインパルスないしパルスレスポンスの推 定が行われる。この目的のために、伝送装置を表現、記述する代替装置が形成さ れ、この助けを得てビテルビアルゴリズムを通して、さらに明確に言えば、ソフ ト出力ビテルビアルゴリズムの実行を通して、最大可能性シーケンス推定（ＭＬ ＳＥ）方法、または単独シンボル推定方法によって、インパルスないしパルスレ スポンスデータが推定される。 この方法を用いると、受信されたシーケンスおよび伝送装置の推定されたインパ ルスないしパルスレスポンスを配慮しながら、全ての可能なデータシーケンスか ら最も可能性のある伝送シーケンスが求められる。さらに特定化すると、ビテル ビアルゴリズムはＭＬＳＥ方法によるデータシンボルを推定するのに適している 。ビテルビアルゴリズムは、１９７３年に発行されたＩＥＥＥ会報第６１巻２６ ８−２７８ページのＧ．Ｄ．フォーニーＪｒ．による「ビテルビアルゴリズム」 から知られている。データシンボルのより正確な推定は、ソフト出力ビテルビア ルゴリズムによって提供され、これは例えば１９８９年にダラスのＧＬＯＢＥＣ ＯＭ１９８９年の会報４７．１．１−４７．１．７によるＪ．ヘージナウアおよ びＰ．ホッファによる、「ソフト判断出力を持つビテルビアルゴリズムとその用 途」から知ることができる。１９７４年情報理論のＩＥＥＥ会報ＩＴ−２０の２ ８４−２８７ページのＬ．Ｒ．バール、Ｊ．コック、Ｆ．ジェリネック、および Ｊ．ラビブによる、「シンボルエラーレートを最小化するためのリニアコードの 最適デコーディング」による後続シンボルーシンボルデコータアルゴリズムによ って、または、１９９０年１２月サンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会 報８０７．５．１−８０７．５．６のＷ．コッホおよびＡ．ベイラによる、「時 間変動シンボル間干渉による動乱を受けた符号化されたデータの最適およびサブ 最適検出」に見いだされるような、このアルゴリズムそれぞれの変更によって、 最大に用いられる。受信された信号の推定の等しい値を用いると、第１近似にお けるイコライザの製造コストは、２ｄだけ比例的に上昇し、すなわちそれらは伝 送チャンネルのメモリの深さｄに指数的に増加する。現在の技術的方法を用いる と、等化は約１８μ秒に相当する５つのシンボルインターバル（バイナリ）をカ バーするインパルスないしパルスノイズに関してのみ効果的であることができる 。固有のインパルスないしパルスノイズは約１３μ秒、これは約４ｋｍのパス長 の差異に相当する、ものマルチパス伝搬における伝搬パスの最大遅延差異を制限 する。実際上、このことはしばしば不十分である。伝送チャンネルの一定の現在 技術状態におけるメモリ深さｄに関する代替装置の固 定された程度を用いると、チャンネル推定は６つのデータシンボルの重畳への、 すなわち５番目の程度のチャンネル推定への、限度を要求する。しかし、チャン ネル伝送特性の時間変動の結果として、伝送チャンネルのメモリ深さｄが５より も小さいということが起こりうる。第５の程度のチャンネル推定は、必要とされ るよりも大きな推定エラーの変動に導くことがあり、すなわち都合良い伝送特性 （さらに特定化すれば、１つの静止チャンネルでの）をもってチャンネル推定の 品質を改善する可能性が用いられなくなる。 米国特許第ＵＳ ５，１９０，０４７号からは、ディジタル伝送装置のための受 信機、この受信機はイコライザを含んでいる、が知られる。この受信機は、たと えばＧＳＭ標準によるディジタル移動無線において用いることができる。伝送ル ートを特定するチャンネル特性はイコライザのために前もって規定されている。 次にチャンネル調査がチャンネルの時間変化伝送特性を下にタイムスロットごと に行われる。この調査は受信機の内部に蓄積されている既知のトレーニングデー タシーケンスを用いて行われる。チャンネル推定は、歪ませられないで蓄積され ているトレーンデータシーケンスとともに、歪ませられた状態で受け取られたト レーニングデータシーケンスを処理することによってチャンネルインパルスない しパルスレスポンスを発生させる。実施例においては、ある環境の下で用いるこ とができる計算時間の理由で、十分な品質値が得られる限り、より少ない要素を 比較のために考慮することが示されている。ここでこれらの要素は、それぞれの サンプル値と比較されるトレーニングシーケンスの推定の要素に相当している。 計算時間の節減は、より少ない要素が比較のために用いられる場合に得られるが 、しかし形成されるチャンネルインパルスないしパルスレスポンスの程度を決め る相関の数は同じままである。このことは、チャンネル推定の、そしてそのため 全体的な受信の品質を劣化させる。 このため、伝送チャンネルのインパルスないしパルスレスポンスのより高い程度 ｄに関するチャンネル推定を可能とするチャンネル推定を提供することが、その 結果、受信信号の等化が信号のマルチパス伝搬における一連のかなり大きな遅延 差異をも可能とさせることが、本発明の目的である。他方、チャンネル推定が常 に最大の品質をもって、すなわち最小の推定エラーの変動をもって、実行される 。 本発明による目的は、可変第１相関ウィンドウサイズ、および第１相関の可変で きる数が、代替装置のインパルスないしパルスレスポンスを伝送チャンネルのイ ンパルスないしパルスレスポンスに適応させるのに用いられることにより達成さ れる。相関ウィンドウサイズの低減は、サンプル値の１つのシーケンスとともに 見いだされるべきより多くのクロス、相互相関値を可 能とさせ、その結果、推定される伝送チャンネルのインパルスないしパルスレス ポンスの程度の向上が可能となる。現在の技術状態と比較すると、そして１つの バイナリシンボルだけ相関ウィンドウサイズを低減することにより、１つだけ増 加された程度は、伝送チャンネルの程度ｄ＝５の推定の代わりに推定されること ができる。本発明を用いると、２９．４μ秒まで等化されることができる遅延差 異が等化アルゴリズムの複雑さを増加させるよう考慮する必要なく達成すること が可能である。相関ウィンドウサイズの低減は、推定されるインパルスないしパ ルスレスポンスの品質を減少させ、そして推定エラーの変動を増大させる。たと えば、もしより好都合な伝送特性が想定できるならば、すなわち推定されるイン パルスないしパルスレスポンスの程度が現在の技術状態におけるそれ（ｄ＝５） よりも小さければ、相関ウィンドウサイズは１つまたは幾つかの既知バイナリシ ンボルだけ増加される。結果として、現在の技術状態よりも大きなウィンドウサ イズが可能となり、そしてインパルスないしパルスレスポンスの推定の品質は拡 大し、そして推定エラーの変動が最小化される。相関ウィンドウサイズを増加さ せることにより、より少ないクロス、相互相関値が発見でき、その結果推定され るべき伝送チャンネルインパルスないしパルスレスポンスの可能な程度が劣化で きる。 望ましい実施例においては、少なくとも１つのバイナリシンボルだけ減じられる かまたは拡張された既知トレーニングシーケンスの係数が拡張されたトレーニン グシーケンスの１部のサンプル値を持つ第１相関を形成するために用いられる。 相関ウィンドウサイズを変化させることにより、既知トレーニングシーケンスが 減少または拡張される。相関が行われる、サンプル値のシーケンスの部分はまた 、相関ウィンドウサイズに相当しているため、様々の異なる多くの相関を形成で きればできるほど、減少された、または拡張されたトレーニングシーケンスと、 サンプル値の全体シーケンスとの間の差異がそれだけ益々大きくなる。 本発明の改善的な実施例においては、第１相関はベクトルに組み合わせられるた めに用いられ、そしてそのベクトルは多目的のマトリクスを含んでおり、そのマ トリクスの要素は少なくとも１つのバイナリシンボル以上拡張されたトレーニン グシーケンスのそれぞれの部分を持つ、少なくとも１つのバイナリシンボルによ って減少され、または拡張された既知のトレーニングシーケンスの係数の第２相 関によって見いだされる。相関ウィンドウサイズの拡張または低減は、第１クロ ス、相互相関関数の計算された係数におけるエラーを要求する。これは現在の技 術状態よりも、伝送チャンネルの推定されたインパルスないしパルスレスポンス の係数の正確な推定の低下に導く。適切なマトリクス によって、相関係数の乗算をする結果として、従来の技術水準におけると同じ推 定誤差、エラーの分散が、伝送チャンネルの推定されたインパルスないしパルス レスポンスの５以外の程度に関しても達成することが可能である。マトリクスの 要素が次に、少なくとも１つのバイナリシンボルだけ拡張されたトレーニングシ ーケンスと、第１相関のウィンドウサイズによって決められたトレーニングシー ケンス部分との間のクロス、相互相関によって形成される。用いられるトレーニ ングシーケンスは特に、ＧＳＭ標準による移動無線に関して知られているもので あるため、拡張されたトレーニングシーケンスの部分のクロス、相互相関は、そ してそのためマトリクスの要素は知られている。 望ましい実施例においては、メモリは、各トレーニングシーケンスに関するそれ ぞれのマトリクスを、そしてそれぞれのトレーニングシーケンスの各低減および 拡張を蓄積するために用いられる。トレーニングシーケンスおよび、異なるウィ ンドウサイズとの相関によって形成される要素は、知られているので、それらは 都度新しく計算されることはないが、しかし分離的に決められ、そして蓄積され ることができる。平方マトリクスの大きさおよびマトリクスの個々の要素の両方 は推定されるべき伝送チャンネルインパルスないしパルスレスポンスのそれぞれ の程度に、そして明らかに用いられる個々のトレーニングシーケンスに依存して いるため、マトリクスは推定されるべきインパルスないしパルスレスポンスの各 々の程度に関して、そして全ての可能なトレーニングシーケンスに関して計算さ れ、そして蓄積されるべきである。 本発明の改善的なさらに別の実施例においては、代替装置のインパルスないしパ ルスレスポンスを伝送チャンネルのインパルスないしパルスレスポンスに適応さ せるため、第１相関の形成の少なくとも１回の繰り返しが行われ、その結果、サ ンプル値内のトレーニングシーケンスにそれぞれの開始は、先行する相関によっ て決められ、そして最も都合良い相関ウィンドウサイズが繰り返しのために用い られる。第１相関の形成によるチャンネル推定の繰り返しは、その推定が現在の 伝送特性に適応されることができる利点を提供する。たとえば、最初にチャンネ ル推定が伝送チャンネル（たとえば、ｄ＝７）のインパルスないしパルスレスポ ンスの高く想定される程度に関して行われ、ゼロ瞬間の実際の程度および位置が 選択される。次に、推定されるべき引き続く係数に関する１つのウィンドウが規 定され、その結果、ウィンドウの外側の推定される係数の分配は推定エラーの計 算された広がりを越えることはないと考えられる。サンプル値のシーケンスにお いて、トレーニングシーケンスの開始の位置を確立するために、先行して伝送さ れたタイムスロットにおけるこの瞬間の位置がそこから始まるものとされる。こ れを基に、最初に伝送チャンネルのインパルスないしパルスレスポンスのより高 い程度が予期され、そして信号の改善された同期のために正確な瞬間が決められ る。この最初のチャンネル推定を基に、伝送されたチャンネルのインパルスない しパルスレスポンスの程度の最初の推定がどの程度良好であったかが確立される 。第２のチャンネル推定のために、最初の試みにおいて決められた予期された程 度ｄおよびゼロ瞬間の最適位置が用いられる。この方法において、推定エラーの 変動は最小化される。最初の試みにおいて見いだされた値を用いて、推定される べき伝送チャンネルインパルスないしパルスレスポンスの程度が増加されること ができ、受信信号内のより大きな遅延差異をキャンセルまたは等化することがで きる。 本発明のこれらの、そして他の特色は、以下に説明される実施例を参照しながら 明らかにされ、そして説明される。 各図は、次の通りである。 第１図は、ディジタル伝送装置の、本発明による受信機のブロック回路図であり 、 第２図は、伝送チャンネルを表現、記述する代替装置、この装置はチャンネル推 定のためのインパルスないしパルスレスポンスを発生させる、のブロック回路図 であり、そして 第３図は、チャンネル推定のために必要なトレーニン グシーケンスをふくむ、単独のタイムスロットの構成を持つ、ＧＳＭ移動無線に おけるＴＤＭＡフレームの構造を示す図である。 第１図は、ディジタル伝送装置のための受信機を示している。この受信機におい ては、入力段１は、高周波セクション２、Ｉ／Ｑ復調器３、帯域制限フィルタ４ およびサンプラ５を含んでいる。サンプル値ｒ_k６は、ディジタルメモリ７内に 蓄積される。このディジタルメモリ７からのデータは、チャンネル推定器８にお いて利用される。チャンネル推定器８においては、伝送装置のインパルスないし パルスレスポンスが受け取られた信号の中の既知のトレーニングシーケンスを通 して推定される。このインパルスないしパルスレスポンスを基に、全パス検出９ は、推定の正確さを損なうことなく、最小または最大フェーズシステムにおいて インパルスないしパルスレスポンスを全パスフィルタ１０に変換することを行う 。この目的のために、全パスフィルタ１０は、最初にディジタルメモリ７からの サンプル値６のシーケンスを取り出し、そしてフィルタされた値を再びディジタ ルメモリ７内に蓄積する。伝送装置のインパルスないしパルスレスポンスの係数 、この係数はチャンネル推定器８の中で求められる、の助けを得て、シンボル推 定器１１はビテルビアルゴリズムを通して最大可能性シーケンス推定（ＭＬＳＥ ）方法により状態低減されたシンボル推定を行う。シ ンボル推定に関する信頼性情報が次に付加的に形成され、この情報はデコーダ１ ２内で推定されたデータとともに付加的に処理される。データシンボル自体だけ でなく、それらの補正検出の可能性もまた利用されるとき、ソフト判断デコーデ ィングがデコーダ１２の中で用いられることができる。伝送されたペイロードデ ータ１３がそこから形成される。 送信機と受信機入力段１との間に位置する伝送リンク上で、反射および、ノイズ およびさらに別の動乱信号の重畳によるマルチパス伝搬によって伝送された信号 は歪ませられる。結果として、個別の瞬間ｋにおいて送信されたバイナリ信号ｂ のバイナリディジットｂ_kは、前に送信されたバイナリディジットｂ_k-1、ｂ_k-2 …の遅延された信号部分によって重畳される。この重畳は信号歪みに相当する。 結果的に、伝送されたバイナリディジットに関して受け取られる信号は、明瞭に ロウまたはハイレベルに割り当てられたものではあり得ない。この場合において は、伝送チャンネルはメモリサイズｄを有しており、ここでｄは干渉する隣接シ ンボルの数を表している。メモリサイズｄはまた、伝送チャンネルのチャンネル インパルスないしパルスの長さと、受信信号のビット継続時間マイナス１の商と して規定することもでき、ここではこの結果のより大きな整数がｄを表すものと まる。受信機入力段１から受け取られた信号は、これら重畳の結果として のアナログ信号波形を持ち、この波形は元々送信されたバイナリ値への等化なし では割り当てることができない。この目的のために、受信器入力段１において受 け取られた信号は、等距離の瞬間ｋにおいてサンプラ５によりサンプルされる。 既に送信されたバイナリディジットの影響は、受信器入力段１に遅れて到達した 信号部分の遅延に依存している。伝送チャンネル特性に依存したある時間間隔の 後には、この影響はもはや重大なものではなくなり、そしてそのためもはや等化 のために配慮する必要がなくなる。一般的に、遅延はこの時間間隔内に伝送され るバイナリディジットの数として表現される。これを用いると、瞬間ｋにおいて 伝送されるバイナリディジットｂ_kに割り当てられる事ができる各サンプル値ｒ_k ６は、このサンプル値に割り当てられることができるバイナリディジットｂ_kお よび、このバイナリディジットｂ_kの直前のｄのバイナリディジットｂ_i-1、ｂ_{i- 2} ‥、ｂ_i-dに依存している。 線形有限横断フィルタによる分散伝送チャンネルを近似的に表現、記述するチャ ンネルモデルは、送信タイムスロットの時間間隔に関して、サンプル値６をチャ ンネル推定器８が利用できるようにするディジタルメモリ７によるサンプル値６ のシーケンスの等化を基に形成される。第２図はこの横断フィルタに相当する代 替装置１４のブロック回路図を示している。バイナリ 信号１５のｊ^kの乗算１６は、ＧＳＭ標準による移動無線において用いられるπ ／２シフト２ＰＳＫ変調に相当している。バイナリシンボルの入ってくるシーケ ンスは、遅延要素１７を通して代替装置１４のｄメモリセル内に読み込まれる。 代替装置１８のフィルタ係数によって、個々のバイナリシンボルは分解され、そ して得られた値は結果的に互いに加算される。白色の、個別時間の、複合ノイズ の加算１９は、受信器入力段１における分散伝送チャンネルから実際に回復され たサンプル値６からコピーされた代替装置１４の出力値を形成する。次に、遅延 要素１７の時間は、良好に送られたバイナリシンボルの等距離に相当している。 この方法においては、受信端において伝送チャンネルの伝送特性を、適切なフィ ルタ係数を通して、コピーすることを意図している。例えば、伝送パス上で生じ た歪みは記憶されていた線形組み合わせによる代替装置１４によってコピーされ る。伝送チャンネルはそれぞれフィルタ係数１８をセッティングすることにより コピーされる。フィルタ係数１８は次に、伝送チャンネルの推定されたインパル スないしパルスレスポンスのサンプル値６から引き渡すことができる。この目的 のために、たとえばトレーニングシーケンスと呼ばれるものが用いられ、これは 送信機および受信機の両方に知られているバイナリシンボルシーケンスを含んで いる。トレーニングシーケンスが受け取られるときに はいつも、フィルタ係数１８は、一旦代替装置が横断されたならば、最も少ない エラーを持つ伝送チャンネルのコピーが行われるようにセットされる。 第３図はＧＳＭ標準による移動無線で用いられるＴＤＭＡフレーム２０の構造を 示している。４．６１５ＭＳのの長さを持つフレーム２０は、各々がタイムスロ ット２１を持つ８の情報チャンネルを収容しており、その結果、チャンネルは１ ５９ビットが送られるかく０．５７７ｍｓが割り当てられる。タイムスロットの ビットシーケンスの中央部分は、ハウスキーピングビットと呼ばれるフレームで ある２６ビットを持つミッドアンブルと呼ばれる２３を形成する。２つの外側は 各々各５７の情報ビットである２２および２４を有しており、これはさらにテー ルと呼ばれる３ビットによって各々引き継がれる。タイムスロットの終わりには 、ガードインターバル２５が存在する。ミッドアンブル２３は１６ビットを持つ トレーニングシーケンスと呼ばれる２７を中央にふくんでおり、このシーケンス は送信器および受信機の両方において知られている。ＧＳＭ標準による移動無線 におけるトレーニングシーケンス２７は、両側に５ビットずつ拡張されている。 トレーニングシーケンスの両側における周期的拡張のために、この拡張は知られ ており、そしてこれは拡張されたトレーニングシーケンス２６と呼ばれている。 本発明による受信機における等化方法、この方法はハ ードウェアコンポーネントを用いて、そしてソフトウェア解法を通して実現され る、は以下のコンポーネント、 １．拡張されたチャンネル推定 ２．全パス検出 ３．全パスフィルタリング ４．個々のシンボルの信頼性の決定をふくむ減じられた状態の数を持つシーケン ス推定を含んでいる。 第１図は、ＧＳＭ標準による移動無線のための提案された受信機のブロック回路 図を示している。この等化方法は基地局および移動局の両方に適用できる。 受信機入力段１においては、ベースバンドにおける複合サンプル値６のシーケン ス〈ｒ_k〉、ｋ∈（Ｚ）は、現在の技術状態のそれと類似の方法で高周波入力信 号から回復される。ここでｋは２進送信シンボル１５のクロックにおける個別時 間を表している。ＧＳＭのＧＭＳＫ変調方法が普通は用いられているので、受信 端においてπ／２シフト２ＰＳＫ変調が、そしてその結果線形様式において復調 される。振幅係数ｂ_k∈｛−１；＋１｝によってバイポーラ様式で表現される、 バイナリシンボル１５の送信端シーケンス〈ｂ_k〉と、受信端サンプル値６にシ ーケンス〈ｒ_k〉との間の、ＧＭＳＫ変調の効果、線形歪み伝送チャンネル、添 加ノイズ、Ｉ／Ｑ復調、帯域制限およびサンプリングは、程度ｄおよび複合、複 素値係数１８を持つ個別時 間代替装置１４および、第２図による個別時間白色複合値ノイズ１９の付加によ って極めて良好にモデル化することができる。第２図においては、遅延要素１７ におけるＴ_bは、２つのバイナリシンボル間の時間における距離を表している（ Ｔ_b＝１／（２７０．８３ ボルシーケンスの乗算１６は、π／２シフト２ＰＳＫ変調を表している。代替装 置１４は、時間で交番する振幅係数±１および±ｊを含むｄのバイナリメモリセ ルを含んでいる。この方法においては、代替装置１４の遅延線の２^dの異なるメ モリ状態は各段階において可能である。 複合サンプル値６のシーケンス〈ｒ_k〉は蓄積され、そしてリアルタイムでオフ ライン処理される。第１図に示されるように、このシーケンスは拡張されたチャ ンネル推定に加えられる。ＧＳＭバーストと呼ばれるものの中央における２６の バイナリシンボルの拡張されたトレーニングシーケンス２６（ミッドアンブル２ ６）を基に、サンプル値の時間位置、第２図に示されるような現在利用できる歪 み代替装置１４の程度ｄ、およびその複合値係数１８が求められる。フィルタ係 ユニット「全パス検出」９においては、２つの全パスシステムのインパルスない しパルスレスポンスまたは ズを、そして 理想的には、結果として得られるシステムの程度は増加しない。必要とされる全 パス変換関数の代わりに、その近似が用いられるときにのみ、（わずかな）程度 の増加が発生するだけである。 信号〈ｒ_k〉６は、システムＡ（ｚ）によって正方向 、バーストの中央部から始められる、こうしてトレーニングシーケンス２７から 開始するようにフィルタされる。チャンネル推定の判断を基にした調節が除かれ るならば、全信号〈ｒ_k〉６のフィルタリングのみが１つのバーストに必要とさ れる。 シンボルシーケンスは、最小フェーズ代替装置によって歪ませられた信号を基に 正方向で、そして最大フェーズ代替装置によって歪ませられた信号を基に負方向 で、バーストの中央において開始されることが好都合であるような形で、状態低 減を持つシーケンス推定方法で決められる。任意的に、本発明による状態低減お よびシンボル信頼性１１の検出を持つシーケンス推定方法が、この目的のために 用いられることができ、これはアイテム４を参照する。次にチャンネル推定８の 判断指示された調節が現在の技術状態で知られている のと同じ方法で実行される。 このことが省略されるならば、全パス変換関数Ａ（ｚ みフィルタされたシーケンス〈ｒ_k〉の始め（または負方向の場合においてはそ の終わり）から開始する１つの方向（正方向であることが望ましい）で全バース トの状態低減１１を持つシンボルシーケンスの連続的な推定も可能である。拡張 されたトレーニングシーケンス２６の既知データシンボルもまた信頼性を拡大す るためにそれぞれ半分のバーストに関して２つの方向で（それぞれ優先可能性０ または１を用いて）シーケンス推定をするために同様に用いられる。 １．拡張されたチャンネル推定について 現在の技術的方法においては、チャンネル推定８は程度ｄ＝５を持つ、第２図に 示されている代替装置１４ 推定方法を推定されるべきそれぞれのシステムに適応させることが提案される。 このことは、より高い程度に関して、そして信号のマルチパス伝搬におけるより 大きな遅延差異に関して、単に１つのチャンネル推定が可能となるのみならず、 最大値の後の、すなわち推定エラーの最小の変動を持つどのようなレートのチャ ンネル推定をも可能とする。 拡張されたチャンネル推定は、代替装置１４の可変期待される程度ｃに関するチ ャンネル推定に基づいてい る。期待される程度ｃを持つシステムのｃ＋１係数は、 であり、変換、 によって求められる。 ベクトル［ｙ（ｃ）］のｃ＋１コンポーネントｙ_k（ｃ）が続いて、（周期的に 拡張された）トレーニングシーケンス２６〈ａ_k〉の一部の係数を持つ、受信さ れた信号からの複合サンプル値６のシーケンス〈ｒ_k〉の相関によって（通常に ）形成される。 表現の簡単化のために、受信されたシーケンス〈ｒ_k〉におけるトレーニングシ ーケンス２７の期待される開始のために、個別の瞬間ｋ＝０が用いられる。２つ の和限度ｋ_u（ｃ、ｋ）およびｋ_o（ｃ、ｋ）は一般的に、程度ｃの、およびタイ ムインデックスｋの関数である。それら和限度の可能な選択は、 ｋ_o（ｃ、ｋ）＝２５−ｃ ｋ_u（ｃ、ｋ）＝ｃ， であり、これはすべての瞬間ｋに関する和が多くの要素として影響を与えるとい う店で改善的である。バイナリシンボルのクロックにおける異なる個別の瞬間ｋ に関しては、異なる和限度を選択することも賢明であ るかもしれない。例えば、拡張されたトレーニングシーケンス２６の始めにおい ては、サンプル値の長いシーケンスが相関され、そして引き続く瞬間ｋに関して は、より低い和限度ｋ_uが増加することができる。データシーケンスと同様、拡 張されたトレーニングシーケンス２６に関しても、π／２シフト２ＰＳＫ変調と してＧＭＳＫの解釈が配慮され、こうしてバイナリの、バイポーラ拡張されたト レーニングシーケンス２６のｊ^k倍が乗算１６で行われる。 マトリクスΦ^-1（ｃ）は、要素を持つ（ｃ＋１）ｘ（Ｃ＋１）マトリクスの逆 値であり、 これは拡張されたトレーニングシーケンス２６〈ａ_k〉と短くされたバージョン との間のクロス、相互相関値を表している。マトリクスΦ^-1（ｃ）は、このため 容易に計算される。それらは、提案されている受信機におけるＲＯＭ内に蓄積さ れている、ＧＳＭ移動無線において用いられる全部で８のトレーニングシーケン スに関して、０≦ｃ≦７であることが望ましい。この方法においては、それらの リアルタイム計算は、排除される。 ベクトル［ｙ（ｃ）］をマトリクスΦ^-1（ｃ）で乗算することにより、クロス、 相互相関されたψ_k（ｃ）のｋ≠０およびｃ≠５を持つ、フェージングのない影 響が、チャンネル推定に用いられる。ＧＳＭ移動無線におけるトレーニングシー ケンスが知られたように選択され、その結果、特にｃ＝５に関して以下が成り立 つ。 Φ^-1（５）＝Φ（５）＝Ｅ₆ ここで、Ｅ₆は６ｘ６ユニットマトリクスを示している。 今日の技術状態におけるチャンネル推定のために独占的に用いられているｃ＝ ５に関する、この特別な場合においてのみ、マトリクス乗算が除かれることがで きる。こうして、用いられているｃ＝５への制限は、以下の不都合の原因と成り うる。 −程度ｃ＝ｄ＝５の最大にまでの代替装置１４の係数のみが推定されることがで きる。こうして、信号のマルチパス伝搬、またはトレーニングシーケンス２７の 実際の開始に対して推定された瞬間ｋ＝０のシフトを持つより高い遅延差異が生 じたとき、チャンネル推定８は正しくない。 −代替装置１４の５よりも小さな程度が実際に示されたとき、推定エラーの変動 は、必要以上に大きなものとなる。 本発明によって蓄積されているマトリクスΦ^-1（ｃ） によりベクトル［ｙ（ｃ）］を乗算することにより、期待される程度０≦ｃ≦１ ３に関するチャンネル推定が可能となる。ｃ＞７に関しては、推定エラーの変動 が確かに明確に増加し、その結果、０≦ｃ≦７への制限は実際上推薦されるもの となる。 拡張されたチャンネル推定８は以下のようにされることが望ましい。 −最初に高い期待される程度（たとえばｃ＝７）に関するチャンネル推定が計算 され、実際の程度およびゼロ瞬間の位置が求められる。引き続いて推定されるべ き係数に関する１つのウィンドウが決められることができ、その結果、このウィ ンドウの外側の推定される係数の値が推定エラーの計算許容値を越えることはな いと考慮さる（係数クリッピング）。 −第２のチャンネル推定に関しては、第１の試みにおいて求められた期待される 程度ｃおよびゼロ瞬間の最適位置が用いられる。この方法においては、推定エラ ーの変動が最小化される。 推定されるフィルタ係数１８の２要素計算のために、ゼロ瞬間およびフィルタリ ングの程度に適応するチャンネル推定８が行われる。この目的のために、必要と なる付加的コストは単に第２マトリクス乗算に関するものだけである。 ２．全パス検出について ては、２つの（またはそれぞれ１つの）全パスフィル 最小および最大フェーズオーバーオールシステムがもたらされる。全パス検出９ に関しては、 Ｇ（ｚ）・Ｇ^*（ｚ^*-1）の分解のための全ての現在の、そして以前の提案された 方法は、たとえば１９９６年のエレクトロニクスおよびコミュニケーションのイ ンターナショナルジャーナル誌（ＡＥＵ）第５０巻（第１号）のＷ．ゲルスタッ ケルによる「有限長制約を持つ最小平均平方エラーＤＦＥへの別のアプローチ」 または、１９９２年ウィーン、ミュンヘンの、オルデンバルグ出版社発行のＡ． Ｖ．オッペンハイムおよびＲ．Ｗ．シャヘルによる、「時分割信号処理」に示さ れているような、最小フェーズおよび最大フェーズ部分において利用することが できる。 セプストラムと呼ばれる、周波数レスポンスの対数から開始する方法は、高度な 利点を提供する。 ３．全パスフィルタについて 全パスフィルタリング１０は、状態低減１１を持つシーケンス推定に関して、デ ータ信号の線形歪みが、それぞれ最小フェーズまたは最大フェーズによって発生 される、程度ｃを持つ個別時間代替システム１４を発生させるよう機能する。 格子ダイアグラム内に２つのパスが分割されて確立されているとき、差異信号の エネルギーが最大となると きのみ、その格子ダイアグラムはシステム１４のためのバイナリ入力シンボルに 関して第２図に類似に描かれることができ（たとえば、１９９２年、ベルリンの スプリンゲル出版社発行のＪ．フューベルによる、「ディジタル中継技術におけ る格子コーディング−基礎と応用」参照）、それは著しい低減に関してさえ、シ ーケンス推定における状態低減によって生ずる信号対雑音比が無視できる程度に 小さいものとなる。 もしチャンネル推定８の何の判断指示される調節もトレーニングシーケンス２７ を基にして行われないのであれば、正方向におけるシーケンス推定は、全てのバ ーストにわたって実行されることができるため、最小フェーズ代替システム１４ によって歪ませられる信号を発生するための、システムＡ（ｚ）による全てのシ ーケンス〈ｒ_k〉の全パスフィルタリング１０は十分である。しかし、もしチャ ンネル推定８の判断指示された調節がシーケンス推定方法の間に行われるならば 、サンプル値６のシーケンス〈ｒ_k〉の部分がシステムＡ（ｚ）による正方向に おけるトレーニングシーケンス２７で開始される、ベースバンドへ変換される受 信信号からフィルタアウトされることができ、その反 てフィルタされることができる。トレーニングシーケンス２７から開始すること により、シーケンス推定１１はこの場合、正および負方向で分離的に行われる。 いずれの場合においても、全パスフィルタ１０は、差異信号が格子ダイアグラム において分割されたパスで最大エネルギーを持つように行われる。全パスフィル タ１０は、たとえば、ＦＩＲまたはＩＩＲ装置を持つ個別回旋による、または周 波数ドメインにおいてアイテム２の下で計算された変換関数によって乗算される 、個別のフーリエ変換、そして引き続いて逆フーリエ変換による、タイムドメイ ンにおけるディジタル信号処理において習慣的な線形信号変換方法のいずれかと ともに実行されることができる。 ４．減じられた状態の数を持つシーケンス推定について ディジタルパルス振幅変調信号、この信号は歪みによりインパルスないしパルス 干渉によって影響される、のシーケンス推定のための状態の数を減じられた全て の現在方法は、たとえば１９８９年のＩＥＥＥコミュニケーション会報第３７巻 第５号の４２８−４３６ページの、Ａ．デュエルホーレンおよびＣ．ヒーガード による、「遅延された判断−フィードバックシーケンス推定」で実施することが できる。そこで論じられた判断−フィードバックシーケンス推定は、代替装置１ ４の第１ｃ_oバイナリ遅延要素の格子ダイアグラムが２^co状態で形成されるよう にして用いられることが好都合である。ビテルビアルゴリズムにおけるメトリッ クを計算するために、このシステムのさらに別の係 数１８が格子ダイアグラムにおけるそれぞれの状態においてパスレジスタ内のシ ンボルによって推定される。 引き続くチャンネルデコーディング１２のために、チャンネルシンボルを推定す るだけでなく、それらの信頼性をも推定することは有益であり、ソフト判断デコ ーディングと呼ばれるものを実行することが可能となる。それぞれのシンボルを 決定するのに加えて、この判断が正しいことの確実さもまた決定されることがで きる。状態低減および、シンボル信頼性の近似計算を持つシーケンス推定方法は 、たとえば１９９０年１２月サンディエゴにおけるＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の 会報４０１．４．１−４０１．４．６ページにおける、Ｐホッファによる、「周 波数選択フェージングチャンネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザ」 に示されている。 ホワイトノイズ１９によって歪ませられたその出力シンボルを考慮しながら、（ 線形的に歪ませる装置１４のこの特定の場合においては）格子コーダの入力シン ボルの後続可能性を計算する最適方法は、バール他による後続単独シンボル推定 を最大とするためのアルゴリズムであり、これはたとえば１９７４年のＩＥＥＥ 情報理論の会報ＩＴ−２０、２８４−２８７ページの、Ｌ．Ｒ．バール、Ｊ．ク ック、Ｆ．ジェリネック、およびＪ．ラビフによる、「シンボルエラーレートを 最小にするための線形コードの最適デコーディング」を参照できる。このアルゴ リズムにおいては、こうして観察される格子コード出力信号_γ−１を考慮しなが らステップ_γにおける状態Ｉ＝１，２‥Ｚに関するがい然性α_γ（ｉ）は、前向 再帰によって決められ、そして現在ステップ_γにおける想定されている状態ｉを 持つステップ_γに戻る最後のステップＬの間に見られる格子コーダ出力シンボル のためのがい然性β_γ（ｉ）は、後向再帰によって決められ、これはたとえば１ ９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社の、Ｊ．ヒューベルによる、「ディジタ ル中継技術における格子コーディング−基本と応用」を参照できる。この方法に おいては、全ての受信されたシーケンスを考慮して、ステップ_γにおける状態ｉ のための状態がい然性Ψ_γ（ｉ）は、 Ψ_γ（ｉ）＝α_γ（ｉ）β_γ（ｉ） を保つ。用いられている格子コーダによって、シンボルがい然性は直接的に状態 がい然性から引き継がれる。 １９９０年のサンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報８０７．５．１ −８０７．５．６ページのＷ．コッホおよびＡ．ベイエルによる、「時間変動シ ンボル間干渉により分配されたコードデータの最適およびサブ最適検出」および 、１９９０年１２月サンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報４０１．４ ．１−４０１．４．６のＰ．ホッファによる、「周波数選択フェージングチャン ネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザの比較」によれば、バールアル ゴリズムは判断フィードバックビテルビアルゴリズムに類似の減じられた状態の １つとなりうるものである。α_γ（ｉ）を計算するための前向再帰を用いると、 パスレジスタは現在の２^coの状態の各々に割り当てられており、このパスレジス タはＤＦＳＥアルゴリズムとともに各時間ウィンドウ内で更新され、そして減じ られた格子のブランチメトリックを計算するために必要である。ブランチメトリ ックは蓄積され、そしてβ_γ（ｉ）を決めるために後向き再帰のために再び１度 だけ用いられる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ローベルト フィッシャー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ヴォルフガング ゲルシュタッカー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ヨハネス フーバー オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ペーター シュラム オランダ国 ＮＬ−5656 アーアー アイ ンドーフェン プロフ ホルストラーン ６ 【要約の続き】 スポンスを伝送チャンネルのインパルスないしパルスレ スポンスに適応させるために用いられる。相関ウィンド ウサイズの低減は、サンプル値の１つのシーケンスとと もに見いだされるべきより多くのクロス、相互相関値を 可能とさせ、その結果、推定される伝送チャンネルのイ ンパルスないしパルスレスポンスの程度の向上が可能と なる。一層有利な伝送特性を以て相関ウィンドウサイズ を１つ、又は、複数の既知のシンボルだけ、拡張でき、 それにより、その結果パルスのレスポンスの品質が高め られる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信機を有するディジタル伝送装置であって、前記受信機は ―受信機入力段（１）及び、伝送チャンネルによって歪ませられた信号の、受 信機入力段で形成されたサンプル値（６）のバイナリシンボルのシーケンスを蓄 積するためのディジタルメモリ（７）と、そして ―伝送チャンネルを表現、記述する代替装置（１４）のインパルスないしパル スレスポンス、このインパルスないしパルスレスポンスは少なくとも１つのバイ ナリシンボルだけ拡張された既知のトレーニングシーケンス（２６）の一部のサ ンプル値（６）を持つ既知のトレーニングシーケンス（２７）の係数の第一相関 によって決められる、によって、サンプル値（６）からバイナリ推定のシーケン スを形成するためのイコライザ（８，９，１０，１１）と、を有するディジタル 伝送装置において、 可変第一相関ウィンドウサイズ及び第一相関の可変数が、代替装置（１４）の インパルスないしパルスレスポンスを伝送チャンネルのインパルスないしパルス レスポンスに適応させるために用いられることを特徴とする、ディジタル伝送装 置。 ２．少なくとも１つのバイナリシンボルだけ低減され または拡張された既知のトレーニングシーケンス（２６）の係数が、拡張された トレーニングシーケンス（２６）の一部のサンプル値（６）を持つ第一係数を形 成するために用いられるような、請求項１に記載のディジタル伝送装置。 ３．第一相関が、ベクトルに組み合わせられるように用いられ、そしてこのベク トルは多用途のマトリクスを含み、そのマトリクスの要素は、少なくとも１つの バイナリシンボルだけさらに拡張されたトレーニングシーケンス（２６）のそれ ぞれの部分を持つ、少なくとも１つのバイナリシンボルだけ低減されまたは拡張 された既知のトレーニングシーケンス（２６）の係数の第二相関によって形成さ れるような、請求項１に記載のディジタル伝送装置。 ４．各トレーニングシーケンス（２７）及び、それぞれのトレーニングシーケン ス（２７）の各低減及び拡張に関する、それぞれのマトリクスを蓄積するために メモリが用いられるような、請求項３に記載のディジタル伝送装置。 ５．代替装置（１４）のインパルスないしパルスレスポンスを、伝送装置のイン パルスないしパルスレスポンスに適応させるために、第一相関の形成の少なくと も１回の繰り返しが実行され、その結果サンプル値（６）におけるトレーニング シーケンス（２７）のそれぞれの開始が以前の相関によって決められ 、そして最も都合良い相関ウインドウサイズが繰り返しのために用いられるよう な、請求項１に記載のディジタル伝送装置。 ６．受信機入力段（１）と、そして伝送チャンネルによって歪ませられた信号の 、受信機入力段（１）で形成されたサンプル値（６）のバイナリシンボルのシー ケンスを蓄積するためのディジタルメモリ（７）を含む、そして伝送チャンネル を表現、記述する代替装置（１４）のインパルスないしパルスレスポンス、この インパルスないしパルスレスポンスは少なくとも１つのバイナリシンボルだけ拡 張された既知のトレーニングシーケンス（２６）の一部のサンプル値（６）を持 つ既知のトレーニングシーケンス（２７）の係数の第一相関によって決められる 、によってサンプル値（６）からバイナリ推定のシーケンスを形成するためのイ コライザ（８，９，１０，１１）を含む受信機において、 可変第一ウィンドウサイズ及び第一相関の可変数が、代替装置（１４）のイン パルスないしパルスレスポンスを伝送チャンネルのインパルスないしパルスレス ポンスに適応させるために用いられることを特徴とする受信機。