JP2008530906A

JP2008530906A - 過去、現在及び／又は将来の自己相関マトリクスの予測値に基づいてブロック等化を実行する無線通信装置及び関連する方法

Info

Publication number: JP2008530906A
Application number: JP2007555145A
Authority: JP
Inventors: ウェズリーニート，ジョン; アンドリューワッズワース，マイケル
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 2005-02-09
Filing date: 2006-02-06
Publication date: 2008-08-07
Also published as: EP1856797A4; IL185000A0; EP1856797B1; US7433392B2; WO2006086261B1; WO2006086261A2; CN101138150A; CA2596183A1; US20060176941A1; WO2006086261A3; EP1856797A2

Abstract

無線通信装置２０は、交互する既知のシンボル部分３１と未知のシンボル部分３２を含む無線信号３０を受信する無線受信器２１、無線受信機に接続される復調器２３を有する。復調器は、過去、現在及び将来の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値３３を生成するチャネル予測モジュール２４、過去、現在及び将来の未知のシンボル部分について、自己相関マトリクスを生成する自己相関モジュール２５、過去、現在／将来の未知のシンボル部分について、それぞれチャネルマッチング係数を生成するチャネルマッチフィルタモジュール２６、自己相関マトリクスをそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクスに分割する因子分解モジュール２７、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換する変換モジュール２８、現在及び過去／将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと、チャネルマッチング係数とに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定する後方置換モジュール２９を含む。

Description

本発明は、無線通信システムの分野に関し、より詳細には、ブロックに基づいたチャネル等化（channel equalization）を採用した無線通信装置及び関連する方法に関する。

短波（ＨＦ）無線チャネル、超短波（ＶＨＦ）無線チャネル、極超短波（ＵＨＦ）無線チャネルは、送信機と受信機との相対的な動きと同様に、環境における信号反射体又は散乱体の存在により、時間と周波数の分散（すなわち、遅延の拡がり（delay spread）及びドップラー拡がり（Doppler spread））を全て示す。結果として、チャネルは歪みを受け、この歪みにより、送信されたシンボルは受信装置で誤って解釈される可能性がある。ドップラー拡がりは、遅延の拡がりを引き起こし（すなわちマルチパス）、時間につれて変化する。これらの減少は、等化を利用して、時間変動するマルチパスチャネルを追跡及び補償するためにモデムを典型的に必要とする。

チャネル等化のための２つの一般的なアプローチが一般に使用される。第一は、シンボルに基づいた等化であり、イコライザ係数は、それぞれのシンボルについて維持及び更新される。第二のアプローチは、ブロック等化であり、イコライザ係数は、個々のシンボルではなく、未知のデータシンボルのブロックについて保持及び更新される。Ｈｗａｎｇ等による“A Novel Block Equalization Design for Wireless Communication with
ISI and Rayleigh Fading Channels”と題された文献では、著者は、シンボルに基づいた等化の問題点は、シンボル毎に係数を計算するために、かなりの計算のオーバヘッドを必要とすることであると述べている。他方で、Ｈｗａｎｇ等は、ブロック等化は係数の更新を実行するために複雑さにおける大幅な減少となるが、このアプローチは、チャネル予測を一般に必要とする、チャネルに関する幾つかの知識を必要とする。

Ｈｗａｎｇ等により提案されたデザインは、マッチドフィルタ、チャネル予測器、及びブロックデシジョンフィードバックイコライザ（ＢＤＦＥ）を含む。チャネル予測器は、改善された再帰型の最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムに基づいており、「セミブラインド」のアプローチを採用しており、このアプローチでは、予測されるチャネルのインパルス応答ｈ（ｎ）は、マッチドフィルタ及びＢＤＦＥアップデートの両者で後に使用される。ＢＤＦＥは、ノイズウィットナー及び最大尤度ブロック検出器を含み、シンボル検出器が続く。コレスキー因子分解を受けるＢＤＦＥのフィルタ係数が計算され、それぞれデータブロックについて一度更新される。Ｈｗａｎｇ等は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のシストリックアレイとしてＢＤＦＥデザインを実現する。

マルチパスに対処する別のアプローチは、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭ）を使用するワイドバンドネットワーキングウェーブフォーム（ＷＮＷ）で発見することができる。ＷＮＷアプローチは、ノンコヒーレントなパラレルトーンのモデム技術に基づいており、イコライザを使用せず、代わりに、ガードタイム及び前方誤り訂正（ＦＥＣ）を使用して遅延の拡がり／周波数選択性のフェージングに対処する。このアプローチは、非常に簡単であるが、著しいフェージング及び干渉と直面したときに所望の性能を提供しない場合があり、ある状況では比較的高いピーク−アベレージのレシオが得られる場合がある。

更に別のアプローチは、カリフォルニア州サンディエゴにあるＴｒｅｌｌｉｓＷａｒｅ及びＩＴＴにより開発されており、このアプローチは、直列で連結されたコンボリューショナルコードによる１．２ＭＨｚ帯域幅の連続位相変調（ＣＰＭ）、及び低減された状態の最大尤度のシーケンス予測器（ＭＬＳＥ）イコライザを利用している。このアプローチは、所定の効果を有するが、（特に広い帯域幅について）かなりの複雑さを必要とする。また、所定の用途において比較的高いビット／Ｈｚのレシオを達成することができない場合がある。

上述したアプローチの利点にもかかわらず、マルチパス及びフェージングチャネルの状況においても高いデータレートを提供するため、比較的ワイドバンドの波形で使用するための他のブロック等化技術が望まれる。

上述した背景に鑑みて、本発明の目的は、向上されたブロック等化を提供する無線通信装置及び関連する方法を提供することにある。

本発明に係る上記目的、特徴及び利点、並びに他の目的、特徴及び利点は、交互する既知のシンボル部分と未知のシンボル部分を含む無線信号を受信する無線受信器を含む無線通信装置により提供される。無線通信装置は、無線受信機に接続される復調器を更に含む。より詳細には、復調器は、隣接する既知のシンボル部分に基づいて少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分と現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値を生成するチャネル予測モジュールを含む。自己相関モジュールは、それぞれのチャネル予測値に基づいて、少なくとも１つの過去及び現在の未知のシンボル部分について、自己相関マトリクスを生成するために含まれ、チャネルマッチフィルタモジュールは、現在の未知のシンボル部分について、チャネルマッチング係数を生成するために含まれる。

復調器は、自己相関マトリクスをそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクスに分割する因子分解モジュール、並びに、現在及び少なくとも１つの過去の上側及び下側の変換マトリクスに基づいて、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換する変換モジュールを更に含む。例示により、上側及び下側のチャネルマッチング係数の決定は、少なくとも１つの過去及び現在の上側及び下側の変換マトリクスの重み付けされた平均に基づく。さらに、後方置換モジュールは、現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数とに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定するために含まれる。例を通して、判定は、重み付け平均に基づいて行われる。復調器は、現在及び過去の未知のシンボル部分から、上側及び下側の対角の自己相関と上側及び下側の変換係数マトリクスの重み付け平均を使用することで、コンスタントなチャネルに基づいてチャネル予測値を使用し、因子分解及び変換計算を簡略化し、所望の精度でブロック等化を提供する。

変換モジュールは、現在及び少なくとも１つの過去の上側及び下側の変換係数マトリクスの重み付け平均に基づいて、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換し、この場合、重み付けは、未知のシンボル部分に対するそれぞれのチャネル予測値の近さに基づいている。現在の未知のシンボル部分と少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスは、たとえば未知のシンボル部分に対するそれぞれのチャネル予測値の近さに基づいて重み付けされる。さらに、現在の未知のシンボル部分におけるそれぞれのシンボルは、複数の離散的な値のうちの１つを有し、後方置換モジュールは、現在の未知のシンボル部分内のシンボルについて最も近い離散的な値を判定する。

さらに、チャネル予測モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分についてチャネル予測値を更に生成する。かかるように、自己相関モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について自己相関マトリクスを生成する。さらに、変換モジュールは、少なくとも１つの将来の上側及び下側の変換係数マトリクスに基づいて、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換する。また、後方置換モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定する。幾つかの実施の形態では、現在の未知のシンボル部分は、過去のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクス並びに上側及び下側の変換係数マトリクスなしに、将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクス並びに上側及び下側の変換係数マトリクスに基づいて判定される。

また、復調器は、未知のシンボル部分から既知のシンボル部分に関連される既知の信号のエネルギー量を除くためのシグナルエネルギー除去モジュールを含む。さらに、因子分解モジュールは、たとえばCholeskey因子分解、Bareiss因子分解、Levinson因子分解、又はSchur因子分解のような各種技術に基づいて、自己相関マトリクスを上側及び下側の自己相関マトリクスに分割する。また、復調器は、たとえば、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、又はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で実現される。

本発明の無線通信方法の態様は、交互する既知のシンボル部分と未知のシンボル部分を含む無線信号を受信し、隣接する既知のシンボル部分に基づいて少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分と現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値を生成することを含む。さらに、自己相関マトリクスは、それぞれのチャネル予測値に基づいて少なくとも１つの過去及び現在の未知のシンボル部分について生成され、それぞれのチャネルマッチング係数は、少なくとも１つの過去及び現在の上側及び下側の変換係数マトリクスに基づいて現在の未知のシンボル部分について生成される。本方法は、自己相関マトリクスをそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクスに分割し、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換することを更に含む。さらに、現在の未知のシンボル部分は、現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数とに基づいて決定される（この場合、上側及び下側のチャネルマッチング係数は、現在及び少なくとも１つの過去の変換係数のマトリクスを使用して生成される）。

本発明は、本発明の好適な実施の形態が示される添付図面を参照して以下に詳細に記載される。しかし、本発明は、多くの異なる形式で実施される場合があり、本明細書で述べた実施の形態に限定されるとして解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施の形態は、この開示が全体的かつ完全であって、本発明の範囲を当業者に伝達することができるように提供される。同じ参照符号は、全体を通して同じエレメントを示し、主要な表記及び複数の主要な表記は、代替的な実施の形態における同じエレメントを示すために使用される。

本発明は、通信システム全般に適用可能であるが、（たとえば無線通信、電話回線等）マルチパス及び／又はフェージング通信チャネルを追跡し、受信（ＲＸ）された波形を等化して、受信された信号からマルチパスの影響（たとえばシンボル間干渉（ＩＳＩ））を除くため、送信（ＴＸ）される波形に既知のシーケンスを挿入する通信システムに特に関連する。ＴＸ波形に既知の系列を挿入することで、チャネル推定及びブロック等価が可能である。本発明は、短波（ＨＦ）、超短波（ＶＨＦ）、極超短波（ＵＨＦ）及び、たとえば異なるマルチパス及びフェージング状況下で機能するために設計されている他の無線通信システムにも適用可能である。

既知のシーケンスがＴＸ波形に挿入されるとき、受信波形は、図２に示される受信された信号の形式を取る。実際のＴＸ波形は、初期の同期のプリアンブル部分３１を含み、この部分は、既知のシンボル（ＰＫ）のセット３１であり、送信の終わりまで、これに未知のデータシンボル（Ｕｎ）の部分３２が続き、これに別の既知のシンボル部分（Ｋ）等が続く（すなわちＰＫ、Ｕｎ、Ｋ、Ｕｎ、Ｋ、Ｕｎ、Ｋ．．．Ｕｎ、Ｋ）。このタイプのＫ−Ｕｎ−Ｋのフレーミングにより、受信機におけるブロック等化の計画の使用が可能になる。ブロックイコライザは、当業者により理解されているように、マルチパスフェージングチャネルで非常に良好なパフォーマンスを提供することが知られている。説明される例では、既知のシンボルの最後の半分は、未知のデータシンボルの両方のサイドについてチャネル予測３３（ｈ₁及びｈ₂）を計算するために使用される。長いチャネル予測が必要とされる場合、チャネル予測の長さは、既知のシンボルと同じ長さであるが、チャネル予測に到達するために更なる処理が必要とされる。本発明に従って実行される数学的な演算（及び関連される式）がはじめに記載され、これらの演算を実現するために使用されるハードウェア／ソフトウェアは、理解の明確さのために式を参照してその後に記載される。デジタル波形はマルチパスフェージングチャネルに遭遇したとき、出力は以下の式により表現される。

変数ｘは、オリジナルで送信されたシンボル（すなわちＫ、Ｕｎ，Ｋ）のサンプルを表し、ｈは、マルチパス／フェージングチャネル及びＴＸ／ＲＸ無線機器における他のフィルタの結合であり、（現在の時間ｉについて）長さＬからなり、ｎは、付加的な白色ガウス性雑音（ＡＷＧＮ）サンプルであり、ｙは、受信されたサンプルである。本発明を説明するため、チャネル及びチャネル予測は、未知のフレームにわたり一定であるとするが、本発明は、未知のシンボルフレームにわたり補間されたチャネル予測（すなわち時間につれて変動するチャネル）に対処する場合がある。

チャネルマッチフィルタで受信された波形をフィルタリングした場合、システムの出力は以下となる。

シンボル*は、複素共役演算子を示す。Ｌ＝４、Ｋ＝８、Ｕ＝８として、上式をマトリクス形式に展開すると以下を得る。

なお、先のマトリクス式は、Ｕｎシンボルのみを含む（すなわちマトリクスにおける変数ｘ_i）。両方のサイドへの既知のシンボル（Ｋ）の影響は、既に除かれている。また、Ｒ_-1＝Ｒ_i*であり、マトリクスＲはチャネルの自己相関マトリクスとして知られる。また、このマトリクスがバンドされる（チャネルがＬタップの長さであるため、マトリクスの右上及び左下でゼロになる）。上記したマトリクスの式を圧縮された形式に書き直し、サイドをフリップすると、以下が与えられる。

ここでオーバーラインが付された文字は、マトリクスを表し、残りの量はベクトルである。

ブロックイコライザの目的は、ベクトルｘについて解き、Ｕｎシンボルの最良の推定値を決定することである。対称性が
（外１）

マトリクスに存在するか、存在しないかに基づいてガウス消去、Cholesky、Bareiss、Levinson又はSchur及び他のＬＵ因子分解技術のようなｘについて解くための幾つかの異なるアプローチが存在する（すなわち、時間に伴って変動する自己相関マトリクスを形成するＵｎフレームにわたりチャネル予測値を補間することで対称性がない場合にガウス消去、エルミート対称である場合にCholesky、Toeplitzである場合にBareiss又はLevinson）。また、幾つかの繰り返し技術は、ｘについて解くために使用される。

（外２）

分解は、
（外３）

を２つの式からなる個別のシステムに変換する。すなわち以下を得る。

ここで
（外４）

は下三角行列であり、
（外５）

は上三角行列であり、ｂ_l及びｂ_uは、オリジナルの式（４）の等価性を維持するため、変換係数
（外６）

をｂに適用することで得られる下側及び上側チャネルマッチング係数である（すなわち、式の左手側が下側対角又は上側対角行列に変換された後、ｂベクトル（式の右手側）適切な新たなチャネルマッチング係数ｂ_l及びｂ_uに変換される必要がある）。

本発明によれば、ベクトルｘは、後方置換アルゴリズム（ＢＳＡ）を式の両方のシステムに実行することで解かれ、ｘの解となる値は、ＢＳＡが実行されたときに最も近い有効なコンスタレーションのポイントに固定され、固定されない値は、軟情報の生成のために保存される。このアプローチは、
（外７）

の逆を計算し、先の式を
（外８）

で乗じてｘについて解くよりも、かなり効率的である。

図１を参照して、本発明に係る、複数の無線通信装置２０を有する無線通信システム１９がここで説明される。それぞれの無線通信装置２０は、チャネル（ＨＦ、ＶＨＦ、ＵＨＦ等）を通して、図２を参照して上述されたような、交互する既知及び未知のシンボル部分３１，３２を有する無線信号３０を受信するための無線受信機２１及び関連されるアンテナ２２を含む。装置２０は、受信された無線信号３０にブロック等化を実行するため、無線受信機２１に接続される復調器のシストリックアレイ２３を更に含む。

復調器のシストリックアレイ２３は、既知のシンボル部分３１に基づいてそれぞれ未知のシンボル部分３２についてチャネル予測値３３（すなわちｈ₁及びｈ₂及び／又は過去（ｈ_p）及び将来（ｈ_f））を生成するチャネル予測モジュール２４を含む。なお、唯一のチャネル予測値ｈ₂又はｈ_fがそれぞれの（Ｕｎ，Ｋ）フレーム時間について計算される必要がある。これは、全ての他のチャネル予測値が事前に計算され、後の使用のために記憶される場合があるからである。当該技術分野で知られる各種チャネル予測技術は、たとえば再帰型の最小二乗（ＲＬＳ）、最小二乗平均（ＬＭＳ）推定、又は巡回型の相関のような、チャネル予測モジュール２４により利用される場合がある。

シストリックアレイ２３における次のモジュールは、自己相関モジュール２５であり、このモジュールは、当業者により理解されているように、チャネル予測値３３に基づいてそれぞれ未知のシンボル部分３２について自己相関マトリクス
（外９）

（上式（４）参照）を生成する。自己相関モジュール２５は、チャネルに関連される雑音と同様に、チャネル予測値３３に基づいて自己相関マトリクスを生成する。より詳細には、自己相関マトリクス
（外１０）

の主対角は、チャネルについて既知の量であるか、当業者により理解される公知技術を使用して決定される、雑音分散に基づいてバイアスされる。

さらに、チャネルマッチフィルタモジュール２６は、未知のシンボル部分３２についてそれぞれのチャネルマッチング係数ｂ（式（２）参照）を生成するために含まれる。すなわち、チャネルマッチフィルタモジュール２６は、当業者により理解されるように、ｂを得るため、ｙにチャネルマッチフィルタリングを行う。

また、復調器のシストリックアレイ２３は、上述したように、
（外１１）

分解を使用して、それぞれ上側
（外１２）

及び下側
（外１３）

三角の自己相関マトリクスに自己相関マトリクスを分割するための因子分解モジュール２７を含む。さらに、変換モジュール２８は、チャネルマッチング係数ｂを上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u及びｂ_lに変換する（上式（５）参照）。

シストリックアレイ２３は、後方置換モジュール２９を更に含み、このモジュールは、それぞれ上側及び下側の自己相関マトリクス
（外１４）

並びに上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lに基づいて未知のシンボル部分３２を判定する。好ましくは、後方置換モジュール２９は、上側の自己相関マトリクス
（外１５）

及び上側のチャネルマッチング係数ｂ_uを使用して、所与の未知のシンボル部分３２におけるシンボルを解き、次いで、下側の自己相関マトリクス
（外１６）

及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_lを使用して、所与の未知のシンボル部分３２におけるシンボルを解き、２つを結合（すなわち平均）する。勿論、解法の順序は、望まれる場合には逆転される（すなわち、はじめに
（外１７）

、ｂ_lを使用して解き、次いで
（外１８）

、ｂ_uを使用して解く）。

上記の技術は、概念的に、上側の自己相関の三角行列を使用して解くときには「トップ−ダウン」アプローチとして考えられ、下側の自己相関の三角行列を使用して解くときには「ボトム−アップ」アプローチとして考えられる。トップダウン及びボトムアップの結果を平均することで、判定装置において誤ったシンボルに固定することでＢＳＡに誘導された誤り（ノイズ及び／又はマルチパス及びフェージング）が低減される。

因子分解モジュール２７は、未知のシンボル部分を判定するための様々な技術を実現する。例示により、係る技術は、ガウス消去、Cholesky因子分解、Bareiss因子分解、及びLevinson因子分解を含む場合がある。先に述べたように、当業者により理解されるように、他の繰り返し技術が使用される場合もある。

復調器のシストリックアレイ２３は、たとえば、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のような各種の装置で実現される。かかる装置で利用可能な相対的な速度のため、復調器のシストリックアレイ２３は、約５〜１０ＭＨｚ、若しくはこれよりも高い幅をもつワイドバンドの波形との使用に適している。さらに、復調器のシストリックアレイ２３は、チャネル予測特性（すなわちゼロ又は帯域特性）を有効に利用し、電力の節約、及び／又は増加されたマルチパス機能及び帯域幅を提供することは、当業者により理解されるであろう。

なお、シストリックアレイ２３におけるモジュール間の矢印は、モジュールの処理の演算の流れを示すことが意図され、これらモジュール間のデータフローのパスではない。すなわち、ブロック図及びフローチャートにおいて、矢印は、説明の明確さのために動作が実行される順序を一般に示すことが意図される。さらに、幾つかの実施の形態では、様々な演算が異なる順序で実行されるか、図面に例示された順序の代わりに、並列に実行される場合がある。たとえば、自己相関モジュール２５及びチャネルマッチフィルタモジュール２６により実行される演算は、異なる順序で実行されるか、又は並列に実行される場合がある。

ここで、図３を参照して、所定の実施の形態では、無線通信装置２０’は、送信及び受信コンポーネントの両者を含む。より詳細には、送信回路は、当業者により理解されるように、送信すべきデータストリームを受ける前方誤り訂正（ＦＥＣ）エンコーダ５０’、エンコーダからダウンストリームにあるインターリーバ５１’、インターリーバからダウンストリームにある変調器５２’、及び、変調器からダウンストリームにある送信（ＴＸ）デジタルロウパスフィルタ５３’を含む。さらに、当業者により理解されるように、デジタルアップコンバータ５４’は、送信デジタルロウパスフィルタ５３’からダウンストリームにあり、無線送信フィルタ５５’は、デジタルアップコンバータからダウンストリームにあり、トランシーバ５６’は、関連されるアンテナ５７’を介して信号を送信するために無線送信フィルタからダウンストリームにある。

無線通信装置２０’は、トランシーバ５６’からダウンストリームにある無線受信（ＲＸ）フィルタ５８’、無線受信フィルタからダウンストリームにあるデジタルダウンコンバータ５９’、及びデジタルダウンコンバータからダウンストリームにある受信デジタルロウパスフィルタ６０’を含む更なる受信機コンポーネントをさらに含む。復調器のシストリックアレイ２３’は、受信デジタルロウパスフィルタ６０’からダウンストリームにあり、これにデインタリーバ６２’、次いでデコーダ６３’が続き、このデコーダは、受信されたデータストリームを再生する。なお、１以上の上述された送信又は受信コンポーネントは、たとえば復調器のシストリックアレイ２３’として同じＦＰＧＡ／ＡＳＩＣで実現される場合がある。幾つかの実施の形態では、これらのコンポーネントは、当業者によって理解されるように、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるソフトウェアモジュールとしても実現される場合がある。

図４を更に参照して、無線通信装置２０’の代替的な実施の形態では、復調器のシストリックアレイ２３’に、未知のシンボル部分３２から既知の信号のエネルギー量を除くためにシグナルエネルギー除去モジュール４０’を含むことが望まれる。すなわち、既知のシンボル部分３１は、特にその開始及び終了で、所定量のエネルギーを未知のシンボル部分３２に導入する。このエネルギーは既知の量であるので、当業者により理解されるように、自己相関係数を使用して、チャネル整合された（channel-matched）、フィルタリングされたＵｎシンボルから除かれる（すなわちｂアレイは既知のシンボル及び適切な自己相関マトリクス係数により補正される）。

本発明の無線通信方法の態様は、ここで図５及び図６を参照して記載される。ブロック７０で開始し、ブロック７１で、交互する未知のシンボル部分３２と既知のシンボル部分３１を有する無線信号はチャネルを通して受信され、それぞれ未知のシンボル部分のそれぞれのチャネル予測３３は、既知のシンボル部分に基づいて生成される（ブロック７２）。本方法は、ブロック７３で、チャネル予測値３３に基づいて自己相関マトリクス
（外１９）

を生成することを含む。これは、上述されたように、図６におけるブロック７３’で例示されたように雑音分散に基づいて行われる。

それぞれのチャネルマッチング係数ｂは、上述されたように、ブロック７４で、未知のシンボル部分３２について生成される。さらに、ブロック７５で、自己相関マトリクス
（外２０）

は、それぞれ上側及び下側の自己相関マトリクス
（外２１）

に分割され、ブロック７６で、チャネルマッチング係数ｂは、上側及び下側の変換係数
（外２２）

によりｂ_u及びｂ_lに変換される。ブロック７７で、未知のシンボル部分３２は、それぞれ上側及び下側の自己相関マトリクス
（外２３）

並びに上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lに基づいて決定され、例示される方法が終了する（ブロック７８）。

ブロック７７で説明される未知のシンボル部分３２を判定するステップは、ブロック８０’（図６参照）で、それぞれ上側の自己相関マトリクス
（外２４）

及び上側のチャネルマッチング係数ｂ_uに基づいて未知のシンボル部分を予測すること、ブロック８１’で、それぞれ下側の自己相関マトリクス
（外２５）

及び上側のチャネルマッチング係数ｂ_lに基づいて未知のシンボル部分を予測すること、ブロック８２’で、それぞれ未知のシンボル部分についてそれぞれの予測値を平均することを含んでいる。また、ブロック７９’で、既知の信号のエネルギーは、望まれる場合に、未知のシンボル部分３２から除かれる。

ここで、図７を参照して、無線通信装置２０’’の代替的な実施の形態が記載される。一般的に、増加されるドップラー拡がりの機能を提供するため、チャネル予測は、複数の未知のシンボル部分３２にわたり補間される必要がある。しかし、このことは、上述した式（４）における対称性を除き、かかる対称性の喪失は、解法のためにガウス消去の使用を必要とする。さらに、ガウス消去は、比較的高い計算上の複雑さを必要とし、これは、多くの用途において桁外れな場合がある。

より詳細には、マルチパスフェージングチャネルでの使用のために波形を設計するとき、Ｋシンボルの長さは、波形の所望のマルチパス機能に関連し（通常は2*MAX_MULTI_PATH-1）、Ｕｎシンボルの長さは、チャネルのドップラー拡がり（フェージングのレート）により決定される。たとえば、Ｋを３１シンボル長であるとすると、１６チャネルの予測のタップを計算する。また、未知のシンボル部分３２を２５６シンボル長であるとすると、毎秒２４００シンボルをもつ波形について、チャネル予測値は、１２０ｍｓ毎に約１度で計算され（２５６＋３１／２４００）、これにより、波形が４Ｈｚまでのドップラー拡がりで機能することができる。しかし、緩やかなフェージングレート（たとえば１Ｈｚ）でさえ、チャネル予測値が全体の１２０ｍｓ（Ｕｎ＋Ｋシンボル長）について一定のままである可能性は低く、したがって、高次の変調（すなわち１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）を等化するとき、チャネル予測値が全体の１２０ｍｓについて一定であったという想定のために性能の低下がある。

性能は、１２０ｍｓフレームにわたりチャネル予測値を補間することで改善される。たとえば、１６のＵｎシンボル毎に新たなチャネル予測が存在するように、両方のエンドでのチャネル予測値を使用して、１６の異なるチャネルの予測値が補間される。さらに、望まれない補間のサイドの効果は、
（外２６）

マトリクスに存在する全てのオリジナルの対称性が失われ、上述のように、
（外２７）

の分解マトリクスを解くためにガウス消去技術の使用が必要とされる。さらに、この対称性を失うことで、ｚを解くための計算上の複雑さを著しく増加させる。

無線通信装置２０に実現される上述されたアプローチは、対称性が失われたか否かで精度及び帯域幅が向上する。無線通信装置２０’’は、上述されたアプローチと共に使用される技術を実現するか、上述された式（４）に関して対称性を維持しつつ所望のドップラー拡がりの機能を個別に提供する技術を実現する。かかるように、ガウス消去が回避される場合があり、Cholesky、Bareiss、Levinson及び他のＬＵ因子分解のような技術が利用される場合がある。

無線通信装置２０’’は、上述されたように、交互する既知のシンボル部分３１と未知のシンボル部分３２を有する無線信号を受信するために、無線受信器２１’’及び関連するアンテナ２２’’を含む。復調器２３’’は、無線受信器２１’’に接続される。復調器２３’’は、全ての実施の形態で必要とされないが、上述されたようにシストリックアレイアーキテクチャで実現される。例を通して、復調器２３’’は、当業者により理解されるように、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ等で実現される場合がある。

復調器２３’’は、隣接する既知のシンボル部分３１に基づいて１以上の前の未知のシンボル部分３２と現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値を生成するチャネル予測モジュール２４’’を含む。すなわち、チャネル予測モジュール２４’’は、それぞれ連続する未知のシンボル部分３２についてチャネル予測値を生成し、前の未知のシンボル部分のチャネル予測値は、以下に更に説明されるように、現在の未知のシンボル部分を決定するのに使用される。

自己相関モジュール２５’’は、それぞれのチャネル予測値に基づいて前及び現在の未知のシンボル部分３２について自己相関マトリクス
（外２８）

を生成し、チャネルマッチフィルタモジュール２６’’は、現在の未知のシンボル部分についてチャネルマッチング係数ｂ（上側及び下側）を生成するために含まれる。復調器２３’’は、自己相関マトリクス
（外２９）

をそれぞれの上側及び下側の自己相関マトリクス
（外３０）

に分割するための因子分解モジュール２７’’、上述したように、チャネルマッチング係数ｂを上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lに変換する変換モジュール２８’’を更に含む（すなわち式（５）参照）。

それぞれ未知のシンボル部分３２に関連する上側及び下側の自己相関マトリクス
（外３１）

並びに上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lが決定される。（この場合、ｂ_u、ｂ_lは、現在及び過去の変換係数
（外３２）

を使用して生成され、
（外３３）

は、現在の未知のシンボル部分を判定するために後方置換モジュール２９’’により使用されるだけでなく、将来の未知のシンボル部分の判定で使用するためにメモリ６９’’に記憶される。）
また、変換係数
（外３４）

は、メモリに記憶される必要がある。すなわち、後方置換モジュール２９’’は、現在及び過去の未知のシンボル部分について、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外３５）

との重み付け平均に基づいて、現在の未知のシンボル部分３２を決定し、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lを決定する。（この場合、現在のｂは、現在及び過去の
（外３６）

変換係数マトリクスの重み付け平均を適用することで、上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lに変換される。）
言い換えれば、復調器２３’’は、因子分解及び変換の計算を簡単にするため、一定のチャネルに基づいてチャネル予測値３３を使用する。さらに、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外３７）

と、現在及び過去の未知のシンボル部分３２からの上側及び下側の変換係数マトリクス
（外３８）

との重み付け平均を使用することで、チャネルの一定でない特性が考慮され、所望の精度が達成される。

例を通して、現在及び過去の未知のシンボル部分３２について、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外３９）

並びに上側及び下側の変換係数マトリクス
（外４０）

は、たとえば未知のシンボル部分へのそれぞれのチャネル予測３３の近さに基づいて重み付けされる。典型的な補間のアプローチは、Wiener filterを使用することである（たとえばAdaptive Filter Theory by Simon Haykin, Prentice Hall, 3^rd
edition, December 27, 1995を参照されたい）。近接の効果が示される。これは、所望の補間されたチャネル予測値に近いチャネル予測値が、離れたチャネル予測値よりも大きく重み付けされる。離れたチャネル予測値にどの位多く重み付けするかは、チャネル予測値がフェージングチャネルについて補間するか又は固定されたチャネルについて補間するかに依存する。チャネルが変化していない場合、望まれる補間スキームは、全てのチャネル予測値を同じ品質に平均化することであるが、チャネルが迅速に変化している場合、最も近いチャネル予測値は、より大きく重み付けされることが好ましい。

さらに、現在の未知のシンボル部分３２におけるそれぞれのシンボルは、複数の離散的な値をのうちの１つを有し、後方置換のモジュールは、現在の未知のシンボル部分３２内のシンボルについて、最も近い離散値を決定する（すなわち２ＰＳＫ、４ＰＳＫ等のようなシンボルアルファベットのうちの最も近いシンボルの値に固定する）。言い換えれば、現在の未知のデータ部分３２についてシンボル予測値は、ＢＳＡ処理の残りにおける使用のために固定され、固定されていない値は、ＦＥＣの軟判定のような将来的な計算における使用のためにメモリ６９’’に記憶される。先に記載されたように、復調器２３’’は、未知のシンボル部分３２から既知のシンボル部分に関連する既知の信号のエネルギー量を除くためのシグナルエネルギー除去モジュールを含む。

幾つかの実施の形態では、チャネル予測モジュール２４’’は、上述した同じやり方で将来の未知のシンボル部分についてチャネル予測値を生成する。かかるように、自己相関モジュール２５’’は、将来の未知のシンボル部分について自己相関マトリクス
（外４１）

を生成し、このマトリクスは、上述のようにマトリクス
（外４２）

に変換される。同様のやり方で、変換モジュールは、将来の部分について、上側及び下側の変換係数マトリクス
（外４３）

を決定し、現在／過去／将来の変換係数マトリクスの重み付け平均を形成し、ｂを上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u及びｂ₁に変換する。これに応じて、後方置換モジュール２９’’は、過去及び現在のシンボル部分についてと同様に、将来の未知のシンボル部分について、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外４４）

に基づいて現在の未知のシンボル部分を判定する。

更に他の実施の形態では、後方置換モジュール２９’’は、過去のシンボル部分についてそれらを使用することなしに、将来の未知のシンボル部分について、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外４５）

に基づいて現在の未知のシンボル部分を決定する。なお、将来の未知／既知のシンボル部分を使用することは、更なるバッファリング及び遅延を必要とし、したがって、システムの要件は、将来のシンボルを使用することができるかを駆動する。

本発明の無線通信方法の態様は、無線通信装置２０’’により実行されるものであり、図８を参照して記載される。ブロック８０’’で開始し、ブロック８１’’で、交互に既知のシンボル部分３１と未知のシンボル部分３２を含む無線信号が受信され、上述のように、ブロック８２’’で、１以上の過去及び／又は将来の未知のシンボル部分及び現在の未知のシンボル部分についてそれぞれのチャネル予測値３３は、隣接する既知のシンボル部分に基づいて生成される。さらに、ブロック８３’’で、自己相関マトリクス
（外４６）

は、それぞれのチャネル予測に基づいて過去及び現在の未知のシンボル部分３２について生成され、現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネルマッチング係数ｂが生成される（ブロック８４’’）。

本方法は、ブロック８５’’で、自己相関マトリクス
（外４７）

をそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクス
（外４８）

に分割し、ブロック８６’’で、変換係数
（外４９）

を計算する。この係数は、ＢＳＡアルゴリズムの前にｂを上側及び下側のベクトルｂ_u、ｂ_lに変換するために使用される。次いで、ブロック８７’’で、現在の未知のシンボル部分３２は、上述のように、現在及び過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクス
（外５０）

と、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数ｂ_u、ｂ_lとの重み付け平均に基づいて決定され、例示される方法を終了する（ブロック８８’’）。

更なる方法の態様は、図９を参照して記載される。より詳細には、上述のように、ブロック８９’’’で、未知のシンボル部分３２から既知の信号のエネルギー量を除くステップは、チャネルマッチング係数３３を生成する前に実行される。さらに、現在の未知のシンボル部分の判定は、上述のように、未知のシンボル部分に対するそれぞれのチャネル予測値の近さに基づいて、現在及び過去の未知のシンボル部分３２について、上側及び下側の自己相関マトリクス
（外５１）

並びに、上側及び下側の変換係数のマトリクス
（外５２）

を重み付けすることを含む（ブロック９０’’’）。さらに、ブロック９１’’’で、上述のように、現在の未知のシンボル部分３２におけるそれぞれのシンボルは、最も近い離散的な値に決定される。なお、上述のように、ブック８２’’’、８３’’’、８４’’’及び９０’’’で例示されるように、将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクス
（外５３）

並びに、上側及び下側の変換係数マトリクス
（外５４）

は、過去の未知のシンボル部分についてのマトリクスに加えて使用される場合がある。

所定の用途で更なる精度を提供するため、用途において使用される特定のＢＳＡは、未知のシンボルの２つの異なる予測値を計算するために前方及び後方で実行される場合がある。未知のシンボルの予測値は、ＢＳＡにより計算された未知のシンボルの実際の値である。この値は、上述のように、将来的に使用するために記憶されるが、ＢＳＡアルゴリズムで進めるために最も近い有効なシンボルのコンスタレーションポイントに固定される。前方及び後方の未知のシンボル予測値は、当業者により理解されるように、復調プロセスの次のステップでの使用のために平均化される場合がある。

本発明に係る複数の無線通信装置を有する無線通信システムの概念的なブロック図である。ブロック等化を使用した、復調されるべき交互する既知及び未知のシンボル部分を有する従来技術の信号波形である。送信及び受信回路の両者を含む図１の無線通信装置の実施の形態に関する概念的なブロック図である。図１の無線通信装置の代替的な実施の形態の概念的なブロック図である。図１の無線通信装置により実行された復調方法を例示するフローチャートである。図１の無線通信装置により実行された復調方法を例示するフローチャートである。本発明に係る別の無線通信装置の概念的なブロック図である。図７の無線通信装置により実行される復調方法を例示するフローチャートである。図７の無線通信装置により実行される復調方法を例示するフローチャートである。

Claims

交互する既知のシンボル部分と未知のシンボル部分を含む無線信号を受信する無線受信器と、
前記無線受信機に接続される復調器とを有する無線通信装置であって、
前記復調器は、
隣接する既知のシンボル部分に基づいて少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分と現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値を生成するチャネル予測モジュールと、
それぞれのチャネル予測値に基づいて、少なくとも１つの過去及び現在の未知のシンボル部分について、自己相関マトリクスを生成する自己相関モジュールと、
現在の未知のシンボル部分について、それぞれチャネルマッチング係数を生成するチャネルマッチフィルタモジュールと、
前記自己相関マトリクスをそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクスに分割する因子分解モジュールと、
前記チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換する変換モジュールと、
現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数とに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定する後方置換モジュールと、
を含むことを特徴とする無線通信装置。
前記変換モジュールは、変換係数に基づいて、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換する、
請求項１記載の無線通信装置。
前記後方置換モジュールは、現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスの重み付け平均に基づいて現在の未知のシンボル部分を判定する、
請求項１記載の無線通信装置。
前記現在の未知のシンボル部分と少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスは、未知のシンボル部分に対するそれぞれのチャネル予測値の近さに基づいて重み付けされる、
請求項３記載の無線通信装置。
前記チャネル予測モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分についてチャネル予測値を更に生成し、
前記自己相関モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について自己相関マトリクスを生成し、
前記後方置換モジュールは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定する、
請求項１記載の無線通信装置。
交互する既知のシンボル部分と未知のシンボル部分を含む無線信号を受信し、
隣接する既知のシンボル部分に基づいて少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分と現在の未知のシンボル部分について、それぞれのチャネル予測値を生成し、
それぞれのチャネル予測値に基づいて少なくとも１つの過去及び現在の未知のシンボル部分について自己相関マトリクスを生成し、
現在の未知のシンボル部分についてそれぞれのチャネルマッチング係数を生成し、
前記自己相関マトリクスをそれぞれ上側及び下側の自己相関マトリクスに分割し、
前記チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換し、
現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと、現在の未知のシンボル部分について上側及び下側のチャネルマッチング係数とに基づいて現在の未知のシンボル部分を判定する、
ことを含む無線通信方法。
前記変換するステップは、変換係数に基づいて、チャネルマッチング係数を上側及び下側のチャネルマッチング係数に変換することを含む、
請求項６記載の無線通信方法。
前記判定するステップは、現在及び少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスと上側及び下側のチャネルマッチング係数の重み付け平均に基づいて現在の未知のシンボル部分を判定する、
請求項６記載の無線通信方法。
前記現在の未知のシンボル部分と少なくとも１つの過去の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクス、並びに上側及び下側のチャネルマッチング係数は、未知のシンボル部分に対するそれぞれのチャネル予測値の近さに基づいて重み付けされる、
請求項８記載の無線通信装置。
前記チャネル予測値を生成するステップは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分についてチャネル予測値を生成し、
前記自己相関マトリクスを生成するステップは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について自己相関マトリクスを生成し、
前記判定するステップは、少なくとも１つの将来の未知のシンボル部分について上側及び下側の自己相関マトリクスに基づいて、現在の未知のシンボル部分を判定する、
請求項６記載の無線通信方法。