KR20090075730A - 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20090075730A
KR20090075730A KR1020097010482A KR20097010482A KR20090075730A KR 20090075730 A KR20090075730 A KR 20090075730A KR 1020097010482 A KR1020097010482 A KR 1020097010482A KR 20097010482 A KR20097010482 A KR 20097010482A KR 20090075730 A KR20090075730 A KR 20090075730A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
interference
coefficients
window function
signal
received signal
Prior art date
Application number
KR1020097010482A
Other languages
English (en)
Inventor
로버트 제이. 코크
다니엘 지. 프리스비
마이클 에프. 젤레즈닉
Original Assignee
모토로라 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 모토로라 인코포레이티드 filed Critical 모토로라 인코포레이티드
Publication of KR20090075730A publication Critical patent/KR20090075730A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/02—Traffic management, e.g. flow control or congestion control
    • H04W28/04—Error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

신호가 OFDM 시스템 같은 무선 통신 시스템에서 송신되기 전에 상기 신호에 적용된 윈도우 함수에 의해 발생되는 간섭을 제거하기 위한 방법 및 상기 방법을 수행하기 위한 장치(130)가 기술된다. 상기 장치(130)는 윈도우 함수가 적용되는 신호를 수신하는 수신기 장치(410)를 포함한다. 상기 장치는 수신기 장치에 결합된 처리 디바이스(725)를 더 포함하고, 상기 처리 디바이스는 윈도우 함수로부터 유도된 복수의 계수들(실질적으로 실시간으로 생성하거나 상기 처리 디바이스에 결합된 저장 디바이스(762)로부터 검색함으로써)을 얻고(455), 수신된 신호로부터 적어도 간섭의 일부를 제거하기 위해 상기 수신된 신호에 상기 계수들을 적용한다(727).
Figure P1020097010482
OFDM 시스템, 윈도우 함수, 간섭, 수신 장치, 처리 디바이스, 저장 디바이스

Description

무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR INTERFERENCE CANCELLATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신들에 관한 것이고 특히 수신된 신호로부터 간섭을 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이며, 상기 간섭은 신호가 송신되기 전에 상기 신호에 인가된 윈도우 함수(windowing function)에 의해 발생된다.
다양한 서비스들이 미래 세대의 4G 무선 통신 시스템에 이용가능하다. 이들 서비스들은 높은 데이터 전달 속도들에서 사용자 통신을 돕기 위하여 계속하여 발전하고 있다. 이들 많은 서비스들에 대해 통신 시스템의 물리 층은 독립된 신호들의 동시 송신, 및 수신을 수행하기 위하여 멀티플렉싱 기술을 사용한다. 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 디지털화된 텍스트, 디지털화된 비디오 및 디지털화된 오디오를 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는 디지털 데이터 신호들의 고속 송신 및 수신을 수행하기 위하여 통신 시스템의 물리 층에 의해 사용된 멀티플렉싱 기술들 중 하나이다. 고속 데이터 송신 가능성으로 인해, OFDM은 무선 통신 분야에서 Institute of Electrical and Electronics Engineers(IEEE) 802.11a 및 HIPERLAN/2, 802.16 Broadband Wireless Access(BWA), 및 Digital Audio Broadcasting(DAB) 표준들에서 지정된 바와 같은 Wireless Local Area Networks(WLAN), 및 Asymmetric Digital Subscriber line(ADSL) 및 Very high-data rate Digital Subscriber Line(VDSL)을 위한 무선 인터페이스를 실행하는데 사용된 멀티플렉싱 인코딩 방법으로서 선택되었다.
OFDM은 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)의 개념에 기초하여 송신하기 위한 변조 기술이고, 각각의 주파수 채널은 필수적으로 "서브-채널"이 있고, 상기 서브 채널은 복수의 서브 채널들을 포함하는 통신 채널을 가로질러 데이터의 각각의 스트림을 운반한다. 각각의 변조 방법에서, 디지털화된 데이터를 포함하는 직렬 비트들은 캐리어 주파수와 다른 주파수 오프셋들에서 복수의 서브캐리어(subcarrier)들을 변조하는 복수의 변조 심볼 스트림들을 생성하기 위하여 인코딩된다. 적어도 하나의 서브캐리어로 변조된 OFDM 심볼 스트림은 서브 채널을 나타낸다. OFDM에서, 상기 서브캐리어 주파수들은 서로 직교하도록 선택되고, 이것은 높은 스펙트럼 효율성을 허용한다.
OFDM 변조 및 복조는 통상적으로 고속 퓨리에 변환(FFT)을 사용하는 디지털 필터 뱅크들을 사용하여 구현된다. 송신된 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스는 서브캐리어 변조 심볼들의 시퀀스 상에서 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)으로서 일반적으로 실행되는 역 이산 퓨리에 변환을 수행함으로써 한 세트의 서브캐리어 변조 심볼들로부터 생성된다. 보다 특히, 직렬 비트들의 시퀀스가 서브캐리어들의 세트와 연관된 서브캐리어 변조 심볼들의 시퀀스로 전환(convert)된 후, 시간 도메인 샘플 시퀀스는 서브캐리어 변조 심볼 시퀀스의 역 DFT로부터 생성된다.
매우 엄격할 수 있는, 스펙트럼 방사 마스크 사양에 부합하기 위해(예를 들 어, DSRC 클래스 C 및 M 마스크들), 직사각형이 아닌 윈도우(또는 윈도잉) 함수는 시간 도메인 샘플 시퀀스(직사각형 윈도우 함수는 적용된 윈도우 함수가 없다는 것이 주의됨)에 적용된다. 윈도우 함수의 적용은 윈도우 함수 및 시간 도메인 샘플 시퀀스의 샘플 단위 곱이다. 이것은 최대 달성 가능한 캐리어 대 간섭(C/I) 비율을 감소시키고 차례로 수신기 감도를 감소시키는 톤 간 간섭(ITI:inter-tone interference) 및 심볼 간 간섭(ISI:inter-symbol interference)으로부터의 간섭을 유발한다. 다른 말로, 특정 문턱값에서, ITI 및 ISI는 수신된 데이터의 보전을 타협하기 위한 포인트로 C/I 비율을 감소시킨다. 따라서, 최대 달성 가능한 C/I가 주어진 데이터 레이트(즉, 변조 및 코딩 방법)에 대해 요구된 것보다 작으면, 상기 레이트는 데이터 송신을 지원하지 않는다. 게다가, 몇몇 경우들에서 최대 달성 가능한 C/I는 가장 낮은 변조 및 코딩 레이트에서 요구된 것보다 작을 수 있어서, 채널을 이용 불가능하게 한다.
보다 특히, 윈도우 함수의 적용은 두 개의 방식으로 주어진 OFDM 심볼의 본래 시간 도메인 샘플 시퀀스를 변경한다. 첫째, 현재 OFDM 심볼에 인접한(전 및/또는 후) OFDM 심볼들로부터 가중된 시간 도메인 샘플들은 현재 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플들의 일부에 부가되고, 둘째 현재 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스의 일부는 적용된 윈도우 함수에 따라 변경 또는 가중된다. 결과적으로, 현재 OFDM 심볼을 위한 송신된 시간 도메인 샘플 시퀀스는 현재 OFDM 심볼로부터 시간 도메인 샘플들 - 그 중 일부는 변경됨 -, 및 인접한 OFDM 심볼들로부터 가중된 샘플들을 포함한다.
수신기는 DFT를 통하여 각각의 직교 서브캐리어와 수신된 샘플 시퀀스를 상관시킴으로써 상기 수신된 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스로부터 본래의 가입자 변조 심볼들을 복구하고자 한다. 이상적으로, 송신된 OFDM 시간 도메인 시퀀스는 직교 서브캐리어들(사인파들 또는 톤들)의 합이고, 여기서 각각의 서브캐리어는 연관된 변조 심볼에 의해 가중된다. 상기 가중된 서브캐리어들을 직교한 채로 두기 위하여, 각각의 서브캐리어의 주기성은 전체 상관 주기 또는 동등하게 전체 DFT 시간을 위해 보전되어야 한다. 그러나, 가중된 서브캐리어들(윈도우 함수를 수행함으로써)로부터 생성된 시간 도메인 샘플 시퀀스의 일부에 다른 가중치들을 적용하는 것은 상관 주기 내의 서브캐리어들의 주기성을 파괴하고, 차례로 서브캐리어들 사이의 직교성을 파괴한다. 결과적으로, 특정 목표된 서브캐리어(사인 파)와 수신된 시간 도메인 샘플 시퀀스의 상관은 목표된 서브캐리어 외에 다른 서브캐리어들로부터 에너지를 생산하고, ITI를 유발한다. ISI는 처리될 현재 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스에서 인접한(시간 상으로) OFDM 심볼들의 시간 도메인 샘플들의 존재로부터 발생한다. 즉, 상관될(DFT되는) 시퀀스에서 인접한 OFDM 심볼들로부터의 시간 도메인 샘플들을 포함하는 것은 인접한 OFDM 심볼들 뿐 아니라 현재 OFDM 심볼로부터 가중된 서브캐리어 변조 심볼들을 발생시킨다.
수신기 단에서의 문제에 추가로 부가되는 것은 송신된 신호가 다중 경로 페이딩으로서 종래에 공지되고 실제로 예를 들어 물체들(산들 및 빌딩들)에 대한 무선 신호들의 반사로 인한 다른 경로들을 통해 다른 지연 시간으로 수신기에 도달할 때 수신된 신호가 크게 왜곡될 수 있다는 것이다. 이런 왜곡은 또한 수신기가 감 소된 수신기 감도를 발생시키는 최대 달성 가능한 C/I 비율을 감소시키는(상기된 바와 같이) 개별 OFDM 심볼들 사이를 신뢰성 있게 구별할 수 없는 정도로 개별 펄스들의 결과적인 오버랩 및 일시적 스프레딩으로 인해 명백한 바와 같이 ISI를 유발한다.
다중경로 페이딩 조건들 하에서 ISI를 방지하기 위하여, 가드(guard) 시간 간격은 OFDM 블록 또는 OFDM 심볼 앞에 삽입된다. 이런 간격 동안, 주기적 프리픽스(cyclic prefix)는 다중경로 조건들로 인해 인접한 OFDM 심볼들의 오버랩을 버퍼에 제공하도록 송신된다. 상기 주기적 프리픽스는 일반적으로 상기 OFDM 심볼의 앞에 선첨부된 OFDM 심볼(예를 들어, D 샘플들)의 최종 부분의 사본이다. 적당한 실행을 위해(또는 이상적으로 모든 가능한 데이터 레이트들을 지원하도록 충분한 최대 달성 가능한 C/I를 얻기 위해), 주기적 프리픽스의 길이는 최대 경로 지연을 초과하여야 한다. 그러나, 이것은 다수의 이유들로 인해 많은 경우들에서 실행할 수 없다. 첫째, 최대 경로 지연은 장소 및 시간 마다 가변하여 모든 가능한 데이터 레이트들을 수용하기 위하여 주기적 프리픽스들의 수를 적응하여 조절할 수 있는 시스템을 설계하는 것을 어렵게 한다. 둘째, 주기적 프리픽스들의 수가 충분히 증가될 수 있는 경우에도, 주기적 프리픽스들의 부가가 시스템의 스펙트럼 효율성을 감소시키기 때문에 스펙트럼 효율성 문제가 있다. 게다가, 주기적 프리픽스들의 수를 증가시키는 것은 송신기에서 직사각형이 아닌 윈도잉 함수의 부가에 의해 유도된 ITI 및 ISI를 처리하지 못하고, 이것은 허용 가능한 채널 지연 스프레드 양을 감소시키고, 이에 따라 주기적 프리픽스들에 의해 제공된 효과적인 가드 간격을 감소시킨다.
따라서, 송신 전에 신호에 직사각형이 아닌 윈도우 함수를 적용함으로써 발생되는 ISI 및/또는 ITI를 제거(여기서 감소를 의미함)하기 위한 기술이 필요하다.
유사한 참조 번호들이 독립된 도면들을 통하여 동일하거나 기능적으로 유사한 엘리먼트들을 나타내고 하기 상세한 설명이 명세서내 및 명세서의 일부로 통합되는 첨부 도면들은 다양한 실시예들을 추가로 도시하고 본 발명에 따른 다양한 원리들 및 모든 장점들을 설명하기 위하여 사용한다.
도 1은 본 발명의 실시예들이 구현될 수 있는 무선 통신 시스템의 블록도.
도 2는 도 1의 시스템에 사용된 송신 디바이스 부분들의 블록도.
도 3은 송신 전에 심볼들에 제공된 윈도우 함수를 가진 OFDM 심볼들의 시퀀스를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 도 3의 신호로부터 간섭을 제거하기 위하여 구성된 도 1의 시스템에 사용된 수신 장치의 일부의 블록도.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따라 수신된 신호로부터 간섭 제거 방법을 도시하는 흐름도.
도 6은 송신 전에 심볼들에 적용된 다른 윈도우 함수를 가진 OFDM 심볼들의 시퀀스를 도시한 도면.
도 7은 도 4의 수신 장치의 확장된 블록도.
도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 수신된 신호로부터의 간섭을 제거하는 방법을 도시하는 흐름도.
본 발명에 따른 실시예들을 상세히 기술하기 전에, 실시예들이 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치에 관련된 방법 단계들 및 장치 구성요소들의 결합에 있다는 것이 인지되어야 한다. 따라서, 도면들의 통상적이고 적당한 심볼들에 의해, 여기 상세한 설명의 장점을 아는 당업자에게 명백한 특성들을 가진 개시물을 모호하게 하지 않게 하기 위해 본 발명의 실시예들을 이해하는데 적당한 특정 특성들만을 도시하는 장치 구성요소들 및 방법 단계들이 제공된다. 따라서, 도시의 간략성 및 명확화를 위해, 상업적으로 실시할 수 있는 실시예에 유용하거나 필요한, 공통되고 잘 이해되는 엘리먼트들은 이들 다양한 실시예들을 덜 모호하게 하기 위해 도시되지 않을 수 있다는 것이 인식될 것이다.
여기에 개시된 본 발명의 실시예들이 마이크로제어기들, 디지털 신호 처리기들(DSP) 같은 하나 이상의 일반적이거나 특정한 처리기들(또는 "처리 디바이스들"), 주문 제작된 처리기들 및 필드 프로그램 가능 게이트 어레이들(FPGA)과, 특정 비처리 회로들과 관련하여 여기에 개시된 무선 통신 시스템의 간섭 제거를 위한 방법 및 장치의 기능들 몇몇, 대부분, 또는 모두를 구현하기 위한 하나 이상의 처리기들을 제어하는 고유하게 저장된 프로그램 명령들(소프트웨어 및 하드웨어 모두 포함)로 구성될 수 있다는 것이 인식된다. 비 처리기 회로들은 무선 수신기, 무선 송신기 및 사용자 입력 디바이스들을 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는다. 이 와 같이, 이들 기능들은 여기에 기술된 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 수행하기 위한 방법의 단계들로서 해석될 수 있다. 선택적으로, 몇몇 또는 모든 기능들은 저장되지 않은 프로그램 명령들, 또는 하나 이상의 애플리케이션 특정 집적 회로들(ASIC)을 가진 상태 머신에 의해 실행될 수 있고, 여기서 각각의 기능 또는 상기 기능들의 특정한 몇몇 결합들은 주문 제작한 로직으로서 구현된다. 물론, 두 개의 방법들의 결합이 사용될 수 있다. 상태 머신 및 ASIC는 본원에서 상기 논의 및 청구항 표현을 위한 "처리 디바이스"로서 고려된다.
여기에 개시된 개념들 및 원리들에 의해 인도될 때 예를 들어 이용 가능한 시간, 현재 기술, 및 경제적 고려사항들에 의해 동기되는 가능한 상당한 노력 및 많은 설계 선택들에도 불구하고 당업자가 최소 실험을 사용하여 상기 소프트웨어 명령들 및 프로그램들 및 IC들을 쉽게 생성할 수 있다는 것이 예상된다. 게다가, 공유된 리소스가 다중 사용자들에 의해 공유된 리소스를 동시에 사용하게 하는 방식으로 분할될 수 있는 경우, 여기에 기술된 본 발명의 실시예들이 특히 다중 액세스 시스템들에서 송신된 신호에 윈도우 함수를 적용하는 임의의 무선 통신 시스템에서 간섭을 제거하기 위해 사용될 수 있다는 것이 인식될 것이다. 게다가, 여기에 기술된 간섭 제거 방법 및 장치가 이진 위상-시프트 키잉(BPSK), 쿼드러쳐 위상-시프트 키잉(QPSK), 최소-시프트 키잉(MSK), 오프셋 쿼드러쳐 위상-시프트 키잉(OQPSK), 쿼드러쳐 진폭 변조(QAM), 등등을 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는 임의의 변조 방법에 사용될 수 있다는 것을 당업자가 인식할 것이라는 것이 예상된다.
일반적으로 말하면, 다양한 실시예들에 따라, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법들 및 장치를 기술한다. 예를 들어 OFDM 시스템 같은 다중 액세스 통신 시스템에서, 시간 도메인 윈도우 함수는 송신 디바이스에서 종종 스펙트럼 방사 마스크에 부합하도록 송신된 신호 샘플 시퀀스에 적용된다. 샘플 시퀀스에 시간 도메인 윈도우 함수의 응용은 심볼 간 간섭(ISI) 및 톤 간 간섭(ITI)의 간섭을 유발한다. 본 발명은 수신된 신호 샘플 시퀀스로부터 이런 간섭을 제거하고 이에 따라 수신기 감도 및 최대 달성 가능한 C/I 비율을 증가시키기 위하여 수신 디바이스에 사용되는 방법을 개시한다. 본 발명은 간섭 제거를 수행하기 위하여 윈도우 함수로부터 유도된 계수들을 수신된 신호 샘플 시퀀스에 적용한다.
일 실시예에서, 송신 디바이스 및 수신 디바이스 사이의 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 나타내는 유도된 계수들은 간섭 제거를 수행하기 위하여 수신된 신호 샘플 시퀀스에 추가로 적용된다. 복수의 계수들은 수신 디바이스에서 처리 및 메모리 억제에 따라, 순시적으로 결정되고, 연역적으로 결정되고 수신 디바이스의 메모리 또는 양쪽의 결합에 저장된다. 윈도우 함수로부터 유도된 계수들은 다중경로 지연의 가변 조건들 하에서 유도된다.
OFDM 시스템에서, 이들 유도된 계수들은 현재의 복수의 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들 및 적어도 하나의 인접한 OFDM 심볼에 적용되어 현재 OFDM 심볼의 각각의 수신된 서브캐리어의 변조 심볼에 대해 추정된 간섭 값을 산출한다. 대응하는 추정된 간섭 값은 윈도우 함수의 적용에 의해 유발된 간섭을 적어도 부분적으로 제거하기 위하여 현재 OFDM 심볼의 각각의 수신된 서브캐리어의 변조 심볼로부터 감산된다. 수신된 OFDM 심볼들로부터 간섭 제거는 주파수 도메인에서 수행되어, 덜 복잡한 처리를 요구한다. 당업자는 상기 인식된 장점들 및 여기에 기술된 다른 장점들이 단순히 예시이고 본 발명의 다양한 실시예들의 모든 장점을 완전히 렌더링하는 것을 의미하지 않는 것을 인식할 것이다.
도면들을 참조하여, 특히 도 1에서, 본 발명의 실시예들이 구현될 수 있는 무선 통신 시스템의 블록도가 도시되고 일반적으로 100으로 표시된다. 시스템(100)은 무선 매체(120)를 통하여 통신하는 복수의 통신 디바이스들(예를 들어 송신 디바이스(110) 및 수신 디바이스(130))을 포함한다. 무선 매체(120)는 상기 통신 디바이스들이 통신하는 지정된 주파수 대역 내에서 하나 이상의 전파 무선 주파수(RF) 채널들로 구성된다.
각각의 통신 디바이스는 하나 이상의 캐리어 신호들 상 또는 그 외로 데이터 신호를 변조 또는 복조하는 것을 포함하는 디지털화된 데이터 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 처리 디바이스(도시되지 않음), 예를 들어 DSP를 포함한다. 각각의 통신 디바이스는 전력 증폭기, 하나 이상의 필터들, 이퀄라이저, 듀플렉서, 및 변조된 신호를 송신 및 수신하기 위한 안테나(예를 들어 송신 디바이스(110)의 안테나(115) 및 수신 디바이스(130)의 안테나(125))를 포함하는 트랜스시버 장치(무선 프론트 엔드 장치라 불리는 송신 및 수신 장치 포함)를 더 포함한다. 게다가, 통신 디바이스들은 메모리, 사용자 입력 디바이스들, 디스플레이 디바이스들, 아날로그 대 디지털 및 디지털 대 아날로그 컨버터들, 및 등등을 포함하지만, 이것 으로 제한되지 않는 상업 실시예에서 필요한 바와 같은 부가적인 엘리먼트들을 더 포함한다. 통신 디바이스들은 예를 들어 휴대용 또는 모바일 라디오들, 랩톱, PDA, 등등일 수 있다.
시스템(100)은 임의의 무선 통신 시스템일 수 있다. 그러나 여기의 실시예들을 기술하기 위하여, 시스템(100)은 OFDM 시스템이고, 통신 디바이스들은 데이터 통신들이 이루어지도록 OFDM 멀티플렉싱 기술을 사용한다. 일 실시예에서, 통신 디바이스들(디바이스들(110 및 130) 포함)은 상기된 IEEE 802.11a 및/또는 802.16 표준들에 따라 동작하고 BPSK, QPSK, 16 QAM 및 64 QAM을 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는 다수의 변조 방법들을 사용할 수 있다. 게다가, 비록 두 개의 통신 디바이스들 만이 도시를 용이하게 하기 위하여 도시되고, 통상적으로 시스템(100)은 훨씬 많은 통신 디바이스들을 포함할 수 있다.
상기된 바와 같이, OFDM 시스템에서 송신 디바이스(예를 들어 디바이스(110))는 스펙트럼 송신 마스크 사양에 부합하도록 신호 송신 이전에 OFDM 신호에 윈도우 함수를 적용할 수 있다. 이런 통신 예는 도 2 및 도 3을 참조하여 다시 기술된다. 도 2는 디지털화된 신호를 처리하고 통신 디바이스(130)에 신호를 송신하는데 사용된 송신 디바이스(110)의 부분들의 블록도이다. 따라서, 송신 디바이스(110)는 순방향 에러 정정(FEC) 인코더(210), 인터리빙 및 맵핑 처리 모듈(220), 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 처리 모듈(230), 가드 간격 삽입 모듈(240), 윈도우 모듈(250), 동위상/쿼드러쳐(IQ:inphase/quadrature) 변조기(260), 로컬 오실레이터들(270), 높은 전력 인가 증폭기(280) 및 안테나(115)를 포함한다.
하나의 OFDM 심볼(예를 들어, 도 3의 Xi)을 생성하기 위하여, FEC 인코더(210)는 부가적인 정보 또는 송신 디바이스로부터 데이터를 요구하지 않고 수신 디바이스로 하여금 수신된 신호의 에러들을 검출 및 정정하도록 하기 위해 1/2, 2/3, 또는 3/4의 코딩 레이트에서 데이터의 직렬 비트들을 코딩하기 위해 순방향 에러 정정 코딩(예를 들어 컨벌루션 코딩)을 사용한다. 모듈(220)은 인코딩된 비트들을 수신하고 이들을 M개의 병렬 비트 스트림들(선택된 변조 방법에 따라)로 분할한다. 각각의 병렬 비트 스트림 내에서, 비트들의 재배열(reordering)은 송신 신호에서 버스트 에러들에 대해 보호하기 위하여 인터리버를 사용하여 미리 결정된 룰에 따라 수행된다. 각각의 병렬 비트 스트림에서 순서가 정해진 비트들은 m 어레이 심볼 배열(선택된 변조 방법에 따라)에 기초하여 IQ 평면상 포인트들에 맵핑되고 대응 서브캐리어상으로 변조된다. 이것은 서브캐리어 변조 심볼들의 시퀀스를 각각의 M개의 서브캐리어들에 대해 생성한다.
IFFT(230)은 본질적으로 다양한 오프셋 주파수들(캐리어 주파수로부터)에서 M개의 직교 변조된 서브캐리어들의 합산인 시간 도메인 OFDM 심볼 시퀀스를 생성하기 위해 역 DFT(역 FFT 알고리즘을 사용하여)를 수행한다. 모듈(240)은 OFDM 심볼의 시작시 이런 OFDM 심볼의 마지막 부분을 반복하여(즉, 주기적 프리픽스), OFDM 심볼 상에 가드 간격(GI)을 형성한다. 주기적 프리픽스의 길이는 ISI를 최소화하기 위하여 선택된 가드 간격 시간에 대응한다. 도시되지는 않았지만, 파일롯 및/또는 동기화 심볼들은 일반적으로 송신된 신호를 복구하는데 타이밍 동기화와 함께 수신 디바이스를 돕고 수신 디바이스로 하여금 송신된 신호 상에서 채널 효과(예를 들어, 진폭 및 위상 왜곡)를 추정하도록 하기 위해 서브캐리어 변조 심볼들 스트림의 적어도 일부에 삽입된다.
상기된 바와 같이, 특정화된 스펙트럼 방사 마스크에 부합하기 위하여, 윈도우 블록(250)은 시간 도메인 윈도우 함수를 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스에 적용하고, 이것은 바람직하지 않게 서브캐리어들 사이의 직교성을 파괴하고 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스의 에지들에 근접한 인접한 OFDM 심볼들의 부분들을 혼합한다. 일반적으로 블록(250)의 출력은 기저대역 신호 파형을 생성하기 위하여 하나 이상의 디지털 대 아날로그 컨버터들(도시되지 않음)을 통하여 아날로그 기저대역 신호로 전환된다. IQ 변조기(260)는 로컬 오실레이터들(270)에 의해 생성된 캐리어 주파수에서 기저대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 업컨버팅한다(upconvert). HPA(280)는 안테나(115)를 통하여 송신된 RF 신호를 증폭한다.
도 3은 그래프(320)에 도시된 바와 같이 윈도우 함수에 의해 변조 후(즉, 가중 및 오버랩) OFDM 심볼들의 시퀀스(310)를 시간에 따라 도시한다. 이런 도면에서, Xi는 두 개의 인접한 OFDM 심볼들을 가진 현재 OFDM이고, 여기서 Xi-1은 시간적으로 이전 OFDM 심볼이고, Xi +1은 시간적으로 다음 OFDM 심볼이다. 이런 구현에서, 윈도우 함수 w(n)은 IEEE 802.11a 및 802.16 표준들에 사용하기 위하여 제안된 것이고 다음과 같이 방정식(1)으로 정의된다:
Figure 112009030737621-PCT00001
여기서, N은 FFT 샘플들이고, D는 주기적 프리픽스 샘플들의 수이고, L은 두 개의 OFDM 심볼들 사이의 전이 영역(transition region)을 포함하는 샘플들의 수이고, n은 샘플 인덱스이다. 도 3의 OFDM 심볼 시퀀스(310)로부터 알 수 있는 바와 같이, OFDM 심볼(예를 들어, Xi)은 N+D 샘플들을 포함하고, w(n)이 적용되는 윈도우의 총 길이는 N+L+D이다. 게다가 시퀀스(310)에서 샘플로부터 알 수 있는 바와 같이, 방정식(1)의 w(n)에 따라, 윈도우 전이 영역 외측 샘플들은 가중되지 않는다(또는 곱셈 인자가 1일 때 1이 가중됨). 그러나, w(n)에 기인한 가중 인자는 각각의 전이 영역(L) 내에서 1과 다르다.
OFDM 심볼(Xi)에 유도된 간섭, ITI 및 ISI는 샘플 시퀀스(310)로부터 알 수 있다. 첫째, OFDM 심볼의 최종 L/2 샘플들(322) Xi가 윈도우 함수의 비-단위 값들에 의해 가중되어, OFDM 심볼(Xi)의 서브캐리어들 사이에서 직교성을 상실하게 되고, 차례로 ITI로서 나타난다. 동일한 것은 수신기가 FFT(즉, 수신기 타이밍이 앞섬)의 임의의 이들 샘플들을 포함하면, 주기적 프리픽스 간격(CPI)의 샘플들의 제 1 L/2 샘플들에 대해 진실이다. 둘째, 심볼(Xi)의 각각 제 1 및 최종 L/2(가중) 샘플들이 각각 심볼들(Xi+1 및 Xi-1)로부터 L/2 가중 샘플들(324)이 쌍으로 합산되는 것 은 주의된다. 이것은 심볼(Xi)의 FFT 처리에 포함된 인접한 OFDM 심볼들로부터의 임의의 샘플들이 인접한 OFDM 심볼들의 서브캐리어들로부터 간섭을 유발하기 때문에 ISI를 유발한다.
여기에서의 지침은 송신 디바이스에 적용된 윈도우 함수를 따르지 않지만, 해밍 윈도우, 해닝 윈도우, 바틀릿(Bartlett) 윈도우, 블랙맨 윈도우, 카이저 윈도우 등등을 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는 임의의 타입의 윈도우 함수가 사용될 때 적용할 수 있다는 것이 주의된다.
상기된 바와 같이, 송신된 OFDM 심볼들과 연관된 최대 달성 가능한 C/I 비율은 윈도우 함수(w(n))를 사용함으로써 발생된 ITI 및 ISI의 존재시 감소된다. 최대 경로 지연(D)을 가진 채널에 대하여 방정식(1)에 의해 정의된 윈도우 함수를 적용한 후 k번째 서브캐리어에 대해 간섭 전력(C/I)에 대한 최대 달성 가능한 평균 신호 전력이 방정식(2)으로서 표현될 수 있다.
Figure 112009030737621-PCT00002
hp는 E{｜hp｜2}가 p 번째 경로의 평균 전력을 나타내도록 p 샘플들과 동일한 지연을 가진 전파 경로의 복합 채널 계수를 나타내고, 여기서 E{}는 예상 오퍼레이터이고; m은 서브캐리어 인덱스이고; β 계수들(하기 부가적인 항목에서 설명됨)은 송신기에서 윈도우 함수를 적용함으로써 발생된 간섭(ISI 및 ITI 모두)의 유도로부터 발생한다. 보다 특히, 실시예에서, βk,i,p(m),(i=1,2)은 p 번째 전파 경로에 대한 k 번째 서브캐리어상 m번째 서브캐리어로 인한 간섭을 나타내고 사용된 특정 윈도우 함수로부터 유도된다.
C/I의 품질 강하는 시뮬레이션을 통하여 검증되었다. 예를 들어, 시뮬레이션들은 하나의 경우 단일 고정 경로를 통해 최대 달성 가능한 C/I가 두 개의 샘플들의 전이 길이(L)를 바탕으로 무한대(간섭 없음)로부터 50dB로 갑작스럽게 감쇄되는 것을 나타낸다. 최대 달성 가능한 C/I의 감소는 수신기 감도의 감소를 유발한다. 게다가, 결과적인 최대 달성 가능한 C/I가 임의의 변조 방법에 대한 최소 요구된 C/I보다 작으면, 변조 방법은 사용될 수 없다.
도 4는 송신 디바이스(예를 들어 디바이스(110)에 의해 송신된 OFDM 심볼들(Xi -1, Xi 및 Xi +1)을 포함하는 RF 신호)에 의해 송신된 RF 신호를 수신하고 상기 RF 신호에 포함된 디지털화된 데이터 비트들을 얻기 위하여 신호를 처리하는데 사용되는 수신 디바이스(130) 부분들의 블록도를 도시한다. 필수적으로, 수신 디바이스는 이들 비트들을 복구하기 위하여 송신 디바이스의 역 동작들을 수행한다. 따라서, 수신 디바이스(130)는 안테나(125), 수신기 장치(410), FFT 처리 모 듈(415), 이퀄라이저(420), 간섭 추정기(427)를 포함하는 처리 디바이스(425), 순방향 에러 정정(FEC) 디코더(430), 인코더(435), 인터리빙 및 맵핑 처리 모듈(440), 채널 임펄스 응답(CIR) 추정기(455) 및 메모리(450)를 포함한다.
수신 디바이스(130)는 안테나(125)에서 OFDM 심볼 시퀀스(310)를 포함하는 RF 신호를 수신하고 수신기 장치(410)에 신호를 전달한다. 수신기 장치(410)는 예를 들어: 목표된 신호를 통과시키고 위조 대역 외 신호들을 거절하기 위해 설계된 간단한 대역 통과 필터일 수 있는 사전 선택기 필터; RF로부터 수신된 신호를 기저대역 주파수들로 다운컨버팅하기 위한 다운컨버터; 및 수신된 신호를 샘플링 및 디지털화하여, 시간 도메인 OFDM 심볼 시퀀스(320)를 생성하기 위한 아날로그 대 디지털 컨버터 같은 엘리먼트들을 포함한다.
디지털화된 시간 도메인 OFDM 신호 시퀀스는 FFT 모듈(415) 및 CIR 추정기(455)에 수신된다. FFT 모듈(415)은 OFDM 심볼의 시간 도메인 샘플 시퀀스를 서브캐리어 변조 심볼들의 주파수 도메인 샘플 시퀀스로 변환하기 위한 DFT(FFT 알고리즘을 사용하여)을 수행한다. 이퀄라이저(420)는 수신된 서브캐리어 변조 심볼 시퀀스 상에서 전파 채널의 효과들(예를 들어, 진폭 및 위상 왜곡)을 보상한다. 처리 디바이스(425)는 DSP(또는 상기된 바와 같은 다른 타입의 처리 디바이스)일 수 있고 통상적으로 다른 함수들 중에서 송신된 신호에 윈도우 함수를 적용함으로써 발생된 수신된 OFDM 심볼들로부터의 간섭을 제거하기 위한 간섭 추정기(427) 기능을 제공한다. 도 4가 처리 디바이스(425)에 의해 실행되는 간섭 추정기 기능(427) 만을 도시하는 것이 주의된다. 그러나, 수신 디바이스에서 처리 디바이스 는 상기와 같이 제한되지 않고 실제로(및 일반적으로) 도 4에 도시되고 및 도시되지 않은 본원의 지침 범위에서 벗어나지 않는 부가적인 처리 모듈들, 예를 들어 FFT 모듈(415), CIR 추정기, 디코더(430), 인코더(435) 및 인터리빙 및 맵핑 모듈(440)을 포함하지만, 이것으로 제한되지 않는 부가적인 기능을 실행한다.
이 실시예에서 통상적인 FEC 디코더인 디코더(430)는 송신 디바이스에 의해 송신되는 실질적으로 이상적인 직렬 출력 비트들을 생성한다. 이들 직렬 출력 비트들은 예를 들어 디스플레이 디바이스를 통하여 볼 수 있거나 스피커를 통하여 들을 수 있도록 수신 디바이스의 사용자를 위한 하나 이상의 출력 포맷들에 놓여질 수 있다. 디코딩된 비트들은 도 2에 도시된 송신 디바이스 내의 모듈들(210 및 220) 각각과 실질적으로 동일한 방식으로 인코더(435) 및 인터리빙 및 맵핑 모듈(440)에 의해 더 처리된다. 추후 도시될 바와 같이 모듈들(435 및 440)은 간섭 추정기에 의해 사용된 서브캐리어 변조 심볼들을 생성하기 위하여 사용된다.
마지막으로, CIR 추정기(455)는 수신된 신호상 전파 채널의 효과들을 추정하기 위해(즉, 채널의 임펄스 응답을 추정하기 위하여) 공지된 방식으로 파일롯 및 아마도 데이터 서브캐리어 변조 심볼들(결정 지향 채널 추정기)을 사용한다. CIR 추정기(455)의 결과에 기초하여, CIR 계수들은 메모리(450)로부터 선택되고 간섭 추정를 위해 처리 디바이스(425)에 제공된다. 메모리(450)는 랜덤 액세스 메모리(RAM), 판독 전용 메모리(ROM) 또는 하나 이상의 다른 종류 또는 동일한 종류의 메모리 모듈들의 결합일 수 있다.
메모리(450)는 또한 일 실시예에서 송신된 신호에 윈도우 함수를 적용함으로 써 유발되는 간섭을 감소시키기 위하여 간섭 추정기(427)에 의해 사용된 상기된 β 계수들을 저장한다. 당업자는 w(n)에 의해 유발되는 ISI 및/또는 ITI의 추정을 가능하게 하는 임의의 정보가 메모리(450)에 저장될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 이 실시예에서, 간섭 추정을 위해 사용된 β 계수들 및 정보는 연역적으로 결정되고 메모리(450)에 예를 들어 룩업 테이블 형태로 저장된다. 그러나 다른 실시예들에서, 이들 계수들(및 정보)은 신호가 수신되는 몇몇 타입의 적응성 방식, 또는 수신 디바이스의 메모리 및/또는 처리 제한들에 따라 연역적 및 적응성 방법들의 결합으로 결정되고 순간적으로 사용된다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따라 수신된 신호(복수의 OFDM 심볼들 포함)로부터 간섭 제거 방법을 도시하는 흐름도를 도시한다. 일반적으로, 상기 방법은 송신되기 전에 신호에 적용된 윈도우 함수에 의해 발생되는 간섭에 의해 왜곡된 신호를 수신하는 단계(510); 윈도우 함수로부터 유도된 복수의 계수들을 결정하는 단계(520); 및 수신된 신호로부터 간섭의 적어도 일부를 제거하기 위하여 수신된 신호에 상기 계수들을 적용하는 단계(530)를 포함한다.
실시예에서, 윈도우 유도 간섭을 제거하기 위하여 수신된 신호에 적용된 계수들은 β 계수들 및 일반적으로 CIR 계수들이고 일반적으로 CIR 계수들이다. β 계수들은 윈도우 함수로부터 유도된다. 게다가, 도 6 내지 도 8을 참조하여 하기에 기술된 일 실시예에서, 수신된 신호에 상기 계수들을 적용하는 단계는 디코딩된 비트들을 생성하기 위하여 복수의 OFDM 심볼들을 디코딩하는 단계; 복수의 OFDM 심볼들 각각에 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들을 제공하기 위하여 디코딩된 비트들 을 처리하는 단계; 간섭을 추정하기 위하여 계수들을 사용하여 상기 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들을 변경하는 단계; 및 현재 OFDM 심볼의 각각의 서브캐리어 변조 심볼로부터 간섭을 감산하는 단계를 더 포함한다.
송신 디바이스가 방정식(1)에 의해 정의된 바와 같은 w(n)을 사용하는 경우, 현재 OFDM 심볼이 다음 유도식들에 의해 알 수 있는 바와 같이 간섭 제거를 복잡하게 하는 이전 및 이후 OFDM 심볼들 모두로부터의 ISI에 영향을 받는 것이 도 3에 도시되었다. p의 채널 경로 지연을 가진 경로들에 걸쳐 윈도우 유도 간섭에 대한 표현식들을 하기와 같이 놓자,
Figure 112009030737621-PCT00003
여기서 인덱스 m은 간섭 서브캐리어들을 말하고, Xi(m)은 현재 OFDM 심볼의 m번째 서브캐리어의 변조 심볼이고 Xi+1(m) 및 Xi-1은 인접한 OFDM 심볼의 m번째 서브캐리어의 변조 심볼이다.
IEEE 802.11a 제안된 윈도우 함수에 의해 유도된 간섭을 제거하기 위하여, 채널 경로 지연들의 한정된 세트에 대한 계수들 βk,l,p(m) 및 βk,2,p(m)은 방정식들 (8) 및 (11)을 사용하여 결정되고 룩업 테이블에 저장될 수 있고 재인코딩하고(인코더(435)를 사용하여), 인터리빙하고 맵핑(인터리빙 및 맵핑 모듈(435)을 사용)한 후 디코더(430) 출력 비트들로부터 재생성된 각각 현재, 이전 및 다음 OFDM 심볼들의 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들 Xi(m), m≠k, Xi-1(m), Xi+1(m)에 적용된다.
따라서, k번째 서브캐리어에 대한 간섭은 다음과 같이 계산된다:
Figure 112009030737621-PCT00004
이 방정식(14)에 기초하여, 송신된 신호에 w(n)을 적용함으로써 유발되는 윈도우 유도 간섭을 제거하는 것은 추정된 채널 주파수 응답의 IFFT를 취함으로써 트레이닝 시퀀스로부터 CIR 추정기(455)에서 추정될 수 있는 채널 임펄스 응답(hp)의 지식을 요구한다. 선택적으로, 채널 임펄스 응답은 수신된 시퀀스와 공지된 긴 트 레이닝 시퀀스의 교차 상관(cross correlation)으로부터 추정될 수 있다. 이 실시예에서, CIR 및 저장된 계수들(βk,l,p(m) 및 βk,2,p(m))은 재생성된 Xi(m), m≠k, Xi -1(m) 및 Xi +1(m)을 가중하기 위하여 사용된다. 게다가, 다른 구현에서, CIR 계수들은 문턱값을 초과하는 것만이 간섭을 계산하기 위하여 사용되도록 미리 결정된 문턱값과 비교된다. 이런 방식으로, 간섭 제거의 계산 복잡성 및 정확성 사이의 트레이드 오프(trade-off)가 달성될 수 있다.
방정식(14)에서 추가로 알 수 있는 바와 같이, IEEE 802.11a 윈도우로 인한 간섭을 제거하는 것은 후속 (i+1) 번째 OFDM 심볼(즉, 비 인과관계)로부터 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들을 요구하는 것이 문제이다. 게다가, 모든 인접한 심볼들은 서로에 대한 상호 ISI에 기여한다. 즉, OFDM 심볼들 i-1 및 i는 심볼들 i 및 i+1을 수행할 때 서로 간섭한다. 그러므로, 인접한 OFDM 심볼들로부터의 간섭을 제거하기 위한 공통 해결책이 필요하다. 비 인과관계 및 상호 간섭 문제는 시간에 따라 시프트(shift)되는 변경된 IEEE 802.11a 윈도우 함수를 사용하여 극복될 수 있다. 이런 변경된 윈도우 함수 w(n)은 다음 방정식(15)에 의해 정의된다:
Figure 112009030737621-PCT00005
여기서 N은 FFT 샘플들 수이고, D는 주기적 프리픽스 샘플들의 수이고, L은 윈도우 의 전이 영역을 포함하는 샘플들의 수이고, n은 샘플 인덱스이다.
도 6은 현재(Xi), 이전 송신(Xi -1) 및 이후 송신(Xi +1) OFDM 심볼을 포함하는 OFDM 심볼들(610)의 시퀀스를 도시하고, 여기서 방정식(15)의 w(n)은 신호 샘플들(620)에 적용된다. 도시된 바와 같이, 변경된 윈도우 함수는 L/2 샘플들만큼 좌측으로 시프트된 IEEE 802.11a 윈도우 함수와 동일하고, 여기서 L은 윈도우 함수 전이 샘플 길이이다. 결과적으로, OFDM 심볼 i는 심볼 i-1(이전에 송신된 심볼)만의 간섭으로부터 고통받는다. 또한, 심볼 i는 심볼 i-1과 간섭하지 않는다. 즉 변경된 윈도우를 사용하여 (i-1) 번째 심볼은 심볼 i 만을 위해 ISI를 생성하고, 이런 ISI 만이 수신된 신호로부터 제거를 요구한다. 임의의 윈도우가 다음 심볼의 가중된 샘플들을 현재 샘플의 시간에 이용하지 않도록 하기 위하여 충분히 먼 시간에 현재 심볼을 시프팅함으로써 변경될 수 있다는 것이 주의되어야 한다.
간섭 제거 없이, 이런 윈도우(방정식(15)에 의해 정의된 바와 같은)는 평균적으로 최대 경로 지연(p<L)을 가진 채널들을 위한 IEEE 802.11a 윈도우보다 많은 간섭을 유발하는데, 그 이유는 모든 상기 경로들은 FFT 샘플 윈도우의 하나 이상의 최종 L 샘플들로부터의 간섭에 기여하기 때문이다. 그러나, 여기에 제시된 방법에 따라 간섭 제거 방법들이 사용될 때, 변경된 윈도우 함수는 보다 높은 C/I를 제공할 것인데, 그 이유는 (i-1) 번째 OFDM 심볼로 인한 모든 ISI가 ITI와 함께 i 번째 심볼로부터 제거될 수 있기 때문이다.
변경된 윈도우 함수를 사용하여 최대 평균 달성 가능한 C/I는 다음 방정 식(16)에 의해 정의된다:
Figure 112009030737621-PCT00006
따라서, 변경된 윈도우에 대한 간섭은
Figure 112009030737621-PCT00007
계수들(βk,l,p(m))의 저장이 방정식(21)에 기초하여 채널 경로 지연들의 유한 세트에 대해서만 필요하다는 것이 주의된다. 그 다음 상기 계수들은 재인코딩 및 심볼 맵핑 후 디코더 출력 비트들로부터 재생성되었던 각각 현재 및 이전 OFDM 심볼들의 Xi(m), m≠k, 및 Xi-1(m)에만 적용된다. 간섭은 다음 방정식(22)에 따라 계산된다:
Figure 112009030737621-PCT00008
w(n)이 방정식(15)에 의해 정의되는 윈도우 유도 간섭 제거는 도 7 및 도 8 을 참조하여 도시된다. 도 7은 송신 디바이스에 의해 송신된 RF 신호(예를 들어, 디바이스(110)에 의해 송신된 심볼 시퀀스(610)에 OFDM 심볼들 Xi -1, Xi 및 Xi +1을 포함하는 RF 신호)를 수신하고 상기 RF 신호에 포함된 디지털화된 데이터 비트들을 얻기 위하여 상기 신호를 처리하는데 사용된 수신 디바이스(130)의 부분들의 블록도를 도시한다. 그러나, 도 7에 도시된 수신 디바이스(130)의 실시예는 간섭 제거를 위하여 구성되고, 여기서 송신 디바이스는 방정식(15)에서 정의된 w(n)을 사용한다. 따라서, 도 7은 안테나(125)의 도 4에 도시된 것과 동일한 엘리먼트들, 수신기 장치(410), FFT 처리 모듈(415), 이퀄라이저(420), FEC 디코더(430), 인코더(435), 인터리빙 및 맵핑 처리 모듈(440), CIR 추정기(455) 및 CIR 계수들(762) 및 β 계수들(761)을 저장하는 메모리(450)를 포함한다. 게다가, 수신 디바이스(130)는 간섭 추정기(727) 및 매트릭 계산 모듈(732)을 포함하는 처리 디바이스(725)를 더 포함하고, 상기 매트릭 계산 모듈(732)은 디코더에 입력을 위한 코드 비트 매트릭들을 생성하기 위하여 사용되고, 상기 매트릭들은 통상적으로 가능성 또는 가능성 비율 값이다. 디바이스(130)는 또한 메모리(450)로부터 선택된 CIR(762) 및 β(761) 계수들의 흐름을 제어하는 제어(H_CNTRL) 블록(770)을 포함하는 것으로 도시되었다.
도 8을 참조하여, 도 7의 디바이스(130)에 수신된 신호로부터 간섭 제거를 위한 방법을 도시하는 흐름도는 본 발명의 실시예에 따라 도시되고 800으로 표시된다. 단계(810)에서, 디바이스(130)는 방정식(15)에서 정의된 윈도우 함수에 의해 발생된 ISI 및 ITI 간섭에 의해 왜곡된 RF 신호를 안테나(125)에서 수신한다. 수신된 신호는 w(n)에 의해 유발된 부가된 ISI 및 ITI를 갖는 서브캐리어 변조 심볼들을 이퀄라이저(420)의 출력에 생성하기 위하여 도 4를 참조하여 상기된 방식으로 수신기 장치(410), FFT(415) 및 이퀄라이저(420)에 의해 처리된다. 단계(820)에서, 디바이스(130)는 도 4를 참조하여 상기된 방식으로 CIR 추정기(455)를 사용하여 채널의 임펄스 응답을 결정하고 블록(770)의 제어 하에서 메모리(450)로부터 대응하는 CIR 계수들(762)을 선택하고, 여기서 CIR 계수들은 채널의 결정된 응답을 특징으로 한다.
단계(830)에서, 디바이스(130)는 윈도우 함수 w(n)로부터 유도된 계수들을 결정한다. 본 실시예에서, 계수들을 결정하는 단계는 블록(770)의 제어 하에서 주어진 경로 길이, 서브캐리어 및 변조 방법과 연관된 적당한 β 계수들을 선택하는 단계를 포함한다. 단계(840)에서, 간섭 추정기(727)는 k 번째 서브캐리어에 대한 추정된 간섭 값들(Itot,k)을 형성하기 위하여 OFDM 심볼 시퀀스(610)에서 각각 현재 OFDM 심볼(Xi) 및 이전에 송신된 OFDM 심볼(Xi-1)에 대하여 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들(734,735)에 CIR 계수들 및 β 계수들을 적용하고, 여기서 값들(Itot,k)은 상기 방정식(22)을 사용하여 결정된다.
현재 OFDM 심볼에서 모두이지만 현재 서브캐리어(k)에 대한 서브캐리어 변조 심볼들은 현재 OFDM 심볼의 서브캐리어(k)에 대한 현재 서브캐리어 변조 심볼을 왜곡하는 ITI를 추정하기 위하여 간섭 추정기(727)에 의해 사용된다. 이전에 송신된 OFDM 심볼에서 모든 서브캐리어들에 대한 서브캐리어 변조 심볼들은 현재 OFDM 심볼의 서브캐리어(k)에 대한 현재 서브캐리어 변조 심볼을 왜곡하는 ISI를 추정하기 위하여 간섭 추정기(727)에 의해 사용된다. 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들(734 및 735)은 디코더(430)로부터 출력된 디코딩된 비트들을 처리하는 인코더(435) 및 인터리빙 및 맵핑 모듈(440)에 의해 생성된다. 마지막으로, 수신 디바이스(130)의 처리 디바이스(725)(단계(850)에서)는 윈도우 유도 간섭(예를 들어, Yi+ITOT)에 의해 왜곡된 각각 수신된 서브캐리어 변조 심볼로부터 대응하는 간섭 값(예를 들어, Itot,k)을 감산하여, 윈도우 함수에 의해 유도된 간섭이 적어도 부분적으로 제거되게 된다.
상기 상세한 설명에서, 본 발명의 특정 실시예들이 기술되었다. 그러나, 당업자는 다양한 변경들 및 변화들이 하기 청구항들에 나타난 바와 같은 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 이루어질 수 있다는 것을 인식할 것이다. 따라서, 명세서 및 도면들은 제한적인 측면보다 오히려 예시적인 것으로 고려되고, 모든 상기 변경들은 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 의도된다. 이익들, 장점들, 문제 해결책들, 및 발생하거나 보다 드러나는 임의의 이익, 장점, 또는 해결책을 유발할 수 있는 임의의 엘리먼트들은 임의의 또는 모든 청구항들의 중요하고, 요구되거나, 필수적인 특징들 또는 엘리먼트들로서 해석되지 않는다. 본 발명은 이 출원의 계류 동안 이루어진 임의의 보정들을 포함하는 첨부된 청구항들 및 제기된 청구항들의 모든 등가물들에 의해서만 정의된다.
게다가 이 문헌에서, 제 1 및 제 2, 상부 및 바닥, 및 등등 같은 관계 용어들은 엔티티들 또는 작용들 사이의 임의의 실제 관계 또는 순서를 필수적으로 요구하거나 암시하지 않고 다른 엔티티 또는 작용으로부터 하나의 엔티티 또는 작용을 구별하기 위해서만 사용될 수 있다. 용어 "포함하는" 또는 임의의 다른 변경은 비제한적인 포함을 커버하기 위한 것이므로, 엘리먼트들의 리스트를 포함하는 처리, 방법, 물품, 또는 장치는 이들 엘리먼트들만을 포함하지 않고 상기 처리, 방법, 물품 또는 장치에 명시적으로 리스트되거나 고유하지 않은 다른 엘리먼트들을 포함할 수 있다. 용어들 "a" 및 "an"은 여기에서 다르게 명확하게 언급되지 않으면, 하나 이상으로서 정의된다.

Claims (15)

  1. 수신된 신호에서 간섭을 제거하기 위한 방법으로서,
    송신되기 전에 신호에 적용된 윈도우 함수(windowing function)에 의해 발생되는 간섭에 의해 왜곡되는 상기 신호를 수신하는 단계;
    상기 윈도우 함수로부터 유도된 복수의 계수들을 결정하는 단계; 및
    상기 수신된 신호로부터 상기 간섭의 적어도 일부를 제거하기 위하여 상기 수신된 신호에 상기 계수들을 적용하는 단계를 포함하는, 간섭 제거 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 복수의 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM:Orthogonal frequency-division multiplexing) 심볼들을 포함하는, 간섭 제거 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신된 신호에 상기 계수들을 적용하는 단계는,
    디코딩된 비트들을 생성하기 위하여 상기 복수의 OFDM 심볼들을 디코딩하는 단계;
    상기 복수의 OFDM 심볼들 각각에 대한 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들을 제공하기 위하여 상기 디코딩된 비트들을 처리하는 단계;
    상기 간섭을 추정하기 위하여 상기 계수들을 사용하여 상기 재생성된 서브캐 리어 변조 심볼들을 변경하는 단계; 및
    현재 OFDM 심볼의 각각의 서브캐리어의 변조 심볼로부터 상기 간섭을 감산하는 단계를 포함하는, 간섭 제거 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 복수의 계수들은 복수의 채널 임펄스 응답 계수들을 더 포함하는, 간섭 제거 방법.
  5. OFDM 통신 시스템에서 간섭을 제거하기 위한 방법으로서,
    송신되기 전에 신호에 적용된 윈도우 함수에 의해 발생되는 간섭에 의해 왜곡되는 상기 신호를 채널을 통하여 수신하는 단계로서, 상기 신호는 현재 및 적어도 하나의 인접 OFDM 심볼을 포함하는, 상기 신호 수신 단계;
    복수의 채널 임펄스 응답(CIR:channel impulse response) 계수들을 포함하는 상기 채널의 임펄스 응답을 결정하는 단계;
    상기 윈도우 함수로부터 유도된 복수의 계수들을 결정하는 단계;
    상기 현재 OFDM 심볼의 각각 수신된 서브캐리어의 변조 심볼에 대한 추정된 간섭 값을 산출하기 위하여 상기 현재 및 인접한 OFDM 심볼들에 대한 복수의 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들에 상기 윈도우 함수로부터 유도된 상기 계수들 및 상기 CIR 계수들을 적용하는 단계; 및
    상기 윈도우 함수에 의해 유발된 상기 간섭이 적어도 부분적으로 제거되도 록, 상기 현재 OFDM 심볼의 각각 수신된 서브캐리어의 변조 심볼로부터 상기 대응하는 추정된 간섭 값을 감산하는 단계를 포함하는, 간섭 제거 방법.
  6. 제 2 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 윈도우 함수는 하기와 같이 정의되고:
    Figure 112009030737621-PCT00009
    여기서 N은 FFT 샘플들의 수이고, D는 주기적 프리픽스(prefix) 샘플들의 수이고, L은 윈도우의 전이 영역(transition region)을 포함하는 샘플들의 수이고, n은 샘플 인덱스인, 간섭 제거 방법.
  7. 제 2 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 윈도우 함수는 다음과 같이 정의되고:
    Figure 112009030737621-PCT00010
    여기서 N은 FFT 샘플들의 수이고, D는 주기적 프리픽스 샘플들의 수이고, L 은 윈도우의 전이 영역을 포함하는 샘플들의 수이고, n은 샘플 인덱스인, 간섭 제거 방법.
  8. 제 1 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 간섭은 심볼 간 간섭(inter-symbol interference) 및 톤 간 간섭(inter-tone interference) 중 적어도 하나인, 간섭 제거 방법.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 재생성된 서브캐리어 변조 심볼들에 적용되는 상기 CIR 계수들 각각은 미리 결정된 문턱값을 초과하는, 간섭 제거 방법.
  10. 수신된 신호에서 간섭을 제거하기 위한 장치로서,
    송신되기 전에 신호에 적용된 윈도우 함수에 의해 발생된 간섭에 의해 왜곡되는 상기 신호를 수신하는 수신기 장치; 및
    상기 수신기 장치에 결합된 처리 디바이스로서,
    상기 윈도우 함수로부터 유도되고 상기 신호가 수신되는 채널의 임펄스 응답에 기초하는 복수의 계수들을 얻고,
    상기 수신된 신호로부터의 상기 간섭의 적어도 일부를 제거하기 위하여 수신된 신호에 상기 계수들을 적용하는, 상기 처리 디바이스를 포함하는, 간섭 제거 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 처리 디바이스에 결합되고 상기 복수의 계수들을 저장하는 저장 장치를 더 포함하는, 간섭 제거 장치.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 간섭 제거 장치는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 및 802.16 무선 통신 표준들에 따라 동작되는, 간섭 제거 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 윈도우 함수는 상기 802.11a 및 802.16 표준들 중 하나에 사용하기 위하여 제안된 윈도우 함수인, 간섭 제거 장치.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 복수의 OFDM 심볼들을 포함하고,
    상기 윈도우 함수는 적당한 때 시프트(shift)되는 802.11a 및 802.16 표준들 중 하나에 사용하기 위하여 제안된 윈도우 함수이고,
    상기 계수들은 상기 수신된 신호로부터의 간섭 중 적어도 일부를 제거하기 위하여 상기 수신된 신호의 현재 및 인접한 이전 OFDM 심볼에 대한 복수의 재생성 된 서브캐리어 변조 심볼들에 적용되는, 간섭 제거 장치.
  15. 제 10 항에 있어서,
    처리 디바이스에 결합된 송신기 장치를 더 포함하고, 상기 간섭 제거 장치는 무선 통신 디바이스에 포함되는, 간섭 제거 장치.
KR1020097010482A 2006-11-22 2007-10-18 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치 KR20090075730A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/562,639 2006-11-22
US11/562,639 US20080118012A1 (en) 2006-11-22 2006-11-22 Method and apparatus for interference cancellation in a wireless communication system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20090075730A true KR20090075730A (ko) 2009-07-08

Family

ID=39430655

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020097010482A KR20090075730A (ko) 2006-11-22 2007-10-18 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20080118012A1 (ko)
EP (1) EP2087625A2 (ko)
KR (1) KR20090075730A (ko)
WO (1) WO2008063799A2 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20130055096A (ko) * 2011-11-18 2013-05-28 엘지이노텍 주식회사 Ｏｑｐｓｋ 수신 시스템

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7876868B2 (en) * 2007-01-09 2011-01-25 Motorola, Inc. System and method for reducing interference in an orthogonal frequency division modulation system
US7894774B2 (en) * 2007-08-02 2011-02-22 Wireless Technology Solutions Llc Communication unit and method for interference mitigation
US8050335B2 (en) * 2008-07-10 2011-11-01 Ittiam Systems (P) Ltd. Equal phase combining technique for a robust OFDM system
AU2010284120B2 (en) * 2009-08-20 2016-06-02 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Optimal narrowband interference removal for signals separated in time
US8718154B2 (en) * 2009-11-18 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Monitoring and correcting timing errors in wireless communication
US8477860B2 (en) * 2010-08-27 2013-07-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) OFDM signal reception in the presence of interference
US9043688B1 (en) * 2011-03-25 2015-05-26 Sk Hynix Memory Solutions Inc. Error data generation and application for disk drive applications
EP2712138A3 (en) 2012-09-24 2014-06-18 ST-Ericsson SA Interference cancellation technique for channel estimation in ofdm receivers
CN107294567B (zh) * 2016-03-31 2021-06-15 华为技术有限公司 一种脉冲成型方法、发射机、接收机及系统
JP6935634B2 (ja) * 2016-12-13 2021-09-15 国立大学法人京都大学 送信装置、送信方法、受信装置および受信方法
US11381267B1 (en) * 2020-12-15 2022-07-05 Silicon Laboratories Inc. System, apparatus and method for cancelling tonal interference in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receiver

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI964707A (fi) * 1996-11-26 1998-05-27 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä kuormituksen kontrolloimiseksi ja radiojärjestelmä
JP3085944B2 (ja) * 1999-02-15 2000-09-11 三菱電機株式会社 Ｏｆｄｍ通信システム用受信装置
FR2805943B1 (fr) * 1999-09-14 2002-08-09 Inst Nat Sciences Appliq Procede d'egalisation dans des recepteurs utilisant une combinaison des techniques de modulations a porteuses multiples et a acces multiple par repartition de codes
CA2361247C (en) * 2000-11-06 2008-10-07 Ntt Docomo, Inc. Transmitter, transmitting method, receiver, and receiving method for mc-cdma communication system
FI20020387A0 (fi) * 2002-02-28 2002-02-28 Nokia Corp Menetelmä ja järjestelmä monikantoaaltosignaalin vastaanottamiseksi
US6882217B1 (en) * 2002-09-27 2005-04-19 3Com Corporation Cubic spline predistortion, algorithm and training, for a wireless LAN system
US20060153283A1 (en) * 2005-01-13 2006-07-13 Scharf Louis L Interference cancellation in adjoint operators for communication receivers
KR100703523B1 (ko) * 2005-01-17 2007-04-03 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 에러 벡터 크기를감소시키기 위한 방법 및 장치
US7489733B2 (en) * 2005-04-18 2009-02-10 Motorola, Inc. Channel estimation using a minimized channel prediction interval
US7684473B2 (en) * 2005-06-01 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Receiver for wireless communication network with extended range

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20130055096A (ko) * 2011-11-18 2013-05-28 엘지이노텍 주식회사 Ｏｑｐｓｋ 수신 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
EP2087625A2 (en) 2009-08-12
US20080118012A1 (en) 2008-05-22
WO2008063799A3 (en) 2008-07-17
WO2008063799A2 (en) 2008-05-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20090075730A (ko) 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 위한 방법 및 장치
US7082159B2 (en) Methods and arrangements in a telecommunications system
EP1478149B1 (en) Multicarrier receiver
KR102283357B1 (ko) 무선 주파수 캐리어 집성을 위한 시스템 및 방법
EP2572469B1 (en) Time dependent equalization of frequency domain spread orthogonal frequency division multiplexing using decision feedback equalization
KR100693778B1 (ko) 트레이닝 프리픽스 변조 방법 및 수신기
KR100713506B1 (ko) 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 장치
KR100749447B1 (ko) 고속 휴대 인터넷 시스템에서 타이밍 에러와 주파수오프셋을 추정하는 방법 및 그 장치
WO2001041387A1 (en) Method for co-channel interference cancelation in a multicarrier communication system
WO2013159207A1 (en) Methods and devices for communications systems using multiplied rate transmission
JP2006262039A (ja) 伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置
US20120063532A1 (en) Reception device, receiving method, communication system, and communication method
JP2005304040A (ja) 直交周波数分割多重接続システムにおける高速周波数ホッピングのための送受信装置
WO2011111583A1 (ja) 受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサ
WO2010049509A1 (en) Receiver with ici noise estimation
JP5428788B2 (ja) 受信装置、受信方法、及び受信プログラム
JP2006067070A (ja) Ｍｉｍｏシステム受信方法及びその装置
KR100816032B1 (ko) 반복적 다중 사용자 검파를 통한 데이터 송수신 방법 및 그장치
Stanciu et al. Considerations regarding the spectral efficiency of orthogonal frequency division multiplexing
JP2018007056A (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置
KR20060072096A (ko) 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치
JP2006229915A (ja) パルス整形マルチキャリア送受信機
WO2011070822A1 (ja) 受信装置、受信方法、及び受信プログラム
KR100705444B1 (ko) Ｈｐｉ 시스템에서의 ｉｃｉ 신호 제거 방법 및 그 장치
Nikolova et al. Narrowband interference suppression in wireless ofdm systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application